無線通信原理與應(yīng)用-第三章數(shù)字調(diào)制解調(diào)

3.5非線性調(diào)制3.4非線性信道的線性調(diào)制方案3.3線性調(diào)制3.2數(shù)字調(diào)制基礎(chǔ)及分析工具3.1概述第三章數(shù)字調(diào)制解調(diào)3.6OFDM調(diào)制

1.數(shù)字調(diào)制概念2.數(shù)字調(diào)制分類3.解調(diào)4.數(shù)字調(diào)制性能指標(biāo)§3.1概述第三章數(shù)字調(diào)制解調(diào)1.數(shù)字調(diào)制概念數(shù)字調(diào)制是指用一類信號(hào)m(t)去控制另一類信號(hào)c(t)的過程。

m(t):

是原始數(shù)據(jù)信息（…d0，d1，d2…di…）2023/2/4的電信號(hào)的承載形式，其幅度的取值是離散且有限的，所以稱為數(shù)字調(diào)制信號(hào)。c(t)稱之為被調(diào)制信號(hào)，當(dāng)其為模擬載波時(shí)，如下式（3-1）第三章數(shù)字調(diào)制解調(diào)

式中，Ac為載波的振幅、θ0為初相位、fc為載波頻率，其值遠(yuǎn)大于m(t)的最高頻率。以上三個(gè)參量稱為模擬載波信號(hào)的三要素。數(shù)字調(diào)制的具體過程是:以m(t)去控制c(t)的三個(gè)參量，形成幅度鍵控、相位鍵控、頻率鍵控。2023/2/4

經(jīng)過調(diào)制的信號(hào)稱為已調(diào)信號(hào)S(t)。

數(shù)字調(diào)制從頻域上講是將數(shù)字調(diào)制信號(hào)m(t)的頻譜m(ω)搬移到載頻fc的過程。第三章數(shù)字調(diào)制解調(diào)

數(shù)字調(diào)制是現(xiàn)代通信的基礎(chǔ)，如果把調(diào)制放到通信協(xié)議系統(tǒng)中來認(rèn)識(shí)，它處于物理層，所以調(diào)制（包括解調(diào)）是通信整體概念體系中最重要的環(huán)節(jié)之一.數(shù)字調(diào)制的本質(zhì)是：頻譜搬移或轉(zhuǎn)換。2.數(shù)字調(diào)制分類線性調(diào)制和指數(shù)調(diào)制（非線性調(diào)制）功率有效調(diào)制和帶寬有效調(diào)制2023/2/43.解調(diào)(1)概念

通信的目的是要將調(diào)制信號(hào)無畸變地傳送到目的地，從信號(hào)的角度來說，這也就意味著在信源和信宿，調(diào)制信號(hào)必須是一致的，調(diào)制過程是將調(diào)制信號(hào)m(t)的頻譜m(ω)搬移或改變；那么在接收端就必須進(jìn)行相反的過程：假設(shè)在接收端接收到的信號(hào)為x(t)，則x(t)=k(t)S(t)

+

n(t) （3-2）第三章數(shù)字調(diào)制解調(diào)2023/2/4

k(t)和n(t)為干擾信號(hào)。那么這個(gè)相反的過程就是要將調(diào)制信號(hào)m(t)從x(t)還原出來，我們稱之為解調(diào)。解調(diào)是調(diào)制的逆過程。

從頻譜的角度來看，解調(diào)也是頻譜搬移或變換，即解調(diào)是已調(diào)波頻譜的逆搬移或逆變換的過程。在通信協(xié)議系統(tǒng)中，解調(diào)和調(diào)制是對(duì)等層，是一個(gè)

問題

的

兩個(gè)方面。第三章數(shù)字調(diào)制解調(diào)2023/2/4（3-2）中表明，已調(diào)信號(hào)S(t)

受到了無線信道中

噪聲的侵?jǐn)_和各種衰落的影響，會(huì)產(chǎn)生嚴(yán)重的失真和畸變，而解調(diào)過程要盡量減弱、克服這些作用的影響，以保證解調(diào)后的信號(hào)與發(fā)端的調(diào)制信號(hào)m(t)接近一致。所以無線通信系統(tǒng)的解調(diào)過程更復(fù)雜，在解調(diào)技術(shù)及解調(diào)器的設(shè)計(jì)方面，往往需要考慮更多的問題。第三章數(shù)字調(diào)制解調(diào)（2）分類相干解調(diào)（coherentdemodulation）非相干解調(diào)（noncoherentdemodulation）2023/2/4(a)相干解調(diào)

充分利用了原始載波信號(hào)的信息，包括相位和頻率，得到最佳或最大似然解調(diào)。但其結(jié)構(gòu)較為復(fù)雜，尤其是在移動(dòng)的變參信道中，實(shí)現(xiàn)完全的同頻、同相較為困難。第三章數(shù)字調(diào)制解調(diào)(b)非相干解調(diào)沒有利用原始載波的絕對(duì)頻率或相位信息，因此不是最佳解調(diào)；然而由于不需要獲得相位和頻率同步信息，從而使解調(diào)器結(jié)構(gòu)較為簡單，降低了復(fù)雜性，在移動(dòng)通信中更多使用。2023/2/4非相干解調(diào)可分為差分相干檢測鑒頻包絡(luò)檢波等第三章數(shù)字調(diào)制解調(diào)4.數(shù)字調(diào)制性能指標(biāo)(1)有效性指標(biāo)（2）可靠性指標(biāo)（3）仙農(nóng)界

(1)有效性指標(biāo)傳碼率R傳信率Rb帶寬W頻譜效率（頻帶利用率）2023/2/4(a)

傳碼率R單位時(shí)間所傳輸?shù)拇a元個(gè)數(shù)，單位為B（Baud）。R=1/T

（3-3）T

為碼元間隔，單位為S(秒) 。R是數(shù)字通信系統(tǒng)中的一個(gè)基本指標(biāo)。第三章數(shù)字調(diào)制解調(diào)(b)傳信率Rb單位時(shí)間傳輸?shù)谋忍財(cái)?shù)，單位為bit/s（比特/每秒）。（3-4）2023/2/4M代表數(shù)字信號(hào)的進(jìn)制數(shù)或可取值數(shù)或電平數(shù)，k代表M進(jìn)制所含的比特?cái)?shù)，也表示一個(gè)碼元持續(xù)時(shí)間T內(nèi)有k個(gè)比特，將每比特的持續(xù)時(shí)間以Tb表示，則T=kTb。。

Rb是數(shù)字通信系統(tǒng)中的常用指標(biāo)。第三章數(shù)字調(diào)制解調(diào)(c)帶寬W帶寬是通信系統(tǒng)體現(xiàn)有效性最為基本的指標(biāo)，其量綱為Hz或rad/s。它表明了信號(hào)和通信系統(tǒng)對(duì)頻率資源的絕對(duì)占用和分配情況。帶寬分為:調(diào)制信號(hào)帶寬、已調(diào)波信號(hào)帶寬、系統(tǒng)帶寬。2023/2/4(d)頻譜效率（頻帶利用率）數(shù)字通信系統(tǒng)中，單一的傳碼率（或傳信率）或帶寬不能全面反映系統(tǒng)的有效性，例如某系統(tǒng)的傳碼率雖然很高，但占用的頻帶卻也很高，其有效性并不高，因此將這兩類指標(biāo)結(jié)合起來，對(duì)系統(tǒng)的有效性進(jìn)行綜合地分析，這個(gè)指標(biāo)就是頻譜效率或頻譜利用率。第三章數(shù)字調(diào)制解調(diào)定義兩種頻譜效率，即：（3-6）（3-5）單位為：B/Hz，單位為：bit/s.Hz。2023/2/4（2）可靠性指標(biāo)信噪比（SNR）數(shù)字通信系統(tǒng)中的信噪比Eb/N0誤碼率（誤符號(hào)率）

Pe誤信率Pb(BER)基于Eb/N0與Pb的瀑布曲線第三章數(shù)字調(diào)制解調(diào)(a)信噪比（SNR:SignaltoNoiseRatio）SNR=信號(hào)的平均功率/噪聲平均功率=S/N.(b)數(shù)字通信系統(tǒng)中的信噪比Eb/N0Eb為每比特能量，N0是白噪聲單邊功率譜密度。2023/2/4【注】：SNR是功率之比；Eb/N0是能量之比。兩者都無量綱。兩者實(shí)質(zhì)上都是信噪比的概念，

SNR多用于模擬通信系統(tǒng)；而Eb/N0則只用于數(shù)字通信系統(tǒng)。第三章數(shù)字調(diào)制解調(diào)(c)誤碼率（誤符號(hào)率）

Pe

定義為：在統(tǒng)計(jì)空間中，接收到的錯(cuò)誤碼元（符號(hào)）數(shù)與接收的總碼元（符號(hào)）數(shù)的比值，無量綱。

（d）誤信率Pb(BER)

定義為：在統(tǒng)計(jì)空間中，接收到的錯(cuò)誤比特?cái)?shù)與接

收的總比特?cái)?shù)的比值，無量綱。Pb也可用BER表示。【注】：在多進(jìn)制數(shù)字通信系統(tǒng)中，Pb≤

Pe。2023/2/4第三章數(shù)字調(diào)制解調(diào)(e)基于Eb/N0與Pb的瀑布曲線圖3-1BER與Eb/N0關(guān)系的“瀑布”曲線圖2023/2/4（3）仙農(nóng)界仙農(nóng)（Shannon）公式C≤Wlog2(1

+

S/N)約束了在加性高斯白噪聲信道中，系統(tǒng)容量C、接收信號(hào)的功率S、平均噪聲功率N、帶寬W的之間的關(guān)系：

第三章數(shù)字調(diào)制解調(diào)則：假定比特率等于信道容量，即Rb

=

C，由于η

=

Rb/W

=

C/W，則可得到：2023/2/4（3-7）第三章數(shù)字調(diào)制解調(diào)圖3-2直觀地表明了上式中Eb/N0和η的關(guān)系：圖3-2比特信噪比與頻譜頻率的仙農(nóng)限2023/2/4(a)仙農(nóng)界

圖3-2表明了理想數(shù)字通信系統(tǒng)在AWGN信道中中的有效性η和可靠性Eb/N0之間的內(nèi)在折衷,即：

●頻率效率越高，所需比特信噪比越大?；蛘邔?duì)給定的帶寬，可通過增加信號(hào)的功率來增加系統(tǒng)的容量；

●在給定的帶寬條件下，一個(gè)通信系統(tǒng)所需的最小的比特信噪比。任何一個(gè)實(shí)際數(shù)字系統(tǒng)的頻譜效率和比特信噪比將很難達(dá)到這個(gè)關(guān)系，只能盡量靠近這個(gè)曲線。第三章數(shù)字調(diào)制解調(diào)該曲線稱為——山農(nóng)界。2023/2/4(b)山農(nóng)極限從圖3-2中可以看出有一個(gè)極限，我們將式（3-7）求極限，即：Eb/N0存在一個(gè)極限值，使得對(duì)于任何比特速率（任何頻譜效率）的系統(tǒng)，不可能以低于0.693或?1.6dB的Eb/N0進(jìn)行無差錯(cuò)傳輸，該值稱為“仙農(nóng)限”。

極限值Eb/N0

=

0.693稱為任何通信系統(tǒng)的“絕對(duì)限”。第三章數(shù)字調(diào)制解調(diào)2023/2/4§3.2

數(shù)字調(diào)制基礎(chǔ)及分析工具1.基帶信號(hào)的復(fù)數(shù)表示2.線性調(diào)制和非線性調(diào)制3.星座圖4.噪聲的復(fù)基帶描述5.匹配濾波器及其相關(guān)實(shí)現(xiàn)6.I/Q調(diào)制器解調(diào)器及其特性第三章數(shù)字調(diào)制解調(diào)本節(jié)包括：1.基帶信號(hào)的復(fù)數(shù)表示(1)基帶信號(hào)的復(fù)數(shù)形式(2)復(fù)基帶信號(hào)與數(shù)據(jù)信息的關(guān)系(3)基帶信號(hào)的功率譜2023/2/4(1)基帶信號(hào)的復(fù)數(shù)形式調(diào)制信號(hào)的頻譜處在低頻段，或者信號(hào)的絕大多數(shù)能量集中在零頻點(diǎn)附近，因此稱為低通信號(hào)或基帶信號(hào)。以m(t)表示基帶調(diào)制信號(hào)。雖然實(shí)際基帶信號(hào)是

實(shí)數(shù)的，但在數(shù)學(xué)分析中可用復(fù)數(shù)的形式來描述，

這樣的表示方法會(huì)為已調(diào)信號(hào)（帶通信號(hào)）的分析帶來方便和益處。即：第三章數(shù)字調(diào)制解調(diào)（3-9）式（3-9）即為基帶信號(hào)的復(fù)數(shù)形。2023/2/4mI(t)稱為同相分量，mQ(t)稱為正交分量；m(t)的模值為∣A(t)∣，θ(t)為相角。第三章數(shù)字調(diào)制解調(diào)（3-10）（2）復(fù)基帶信號(hào)與數(shù)據(jù)信息的關(guān)系需要對(duì)基帶信號(hào)和數(shù)據(jù)信息加以區(qū)別，即，基帶信號(hào)的電脈沖形式與其所承載的數(shù)據(jù)是不同的概念。我們利用復(fù)數(shù)表示的形式，將二者結(jié)合起來，定義了兩種表達(dá)形式。2023/2/4(a)基帶信號(hào)脈沖時(shí)間偏移疊加模式的線性關(guān)系以di代表第i個(gè)數(shù)據(jù)符號(hào)的取值，若m(t)滿足下式：（3-11）則稱：基帶信號(hào)m(t)與原始數(shù)據(jù)di之間是線性關(guān)系。式中di取值是隨機(jī)的且為復(fù)數(shù)；

g(t)是基帶信號(hào)的形

成脈沖，或稱為脈沖形成函數(shù)，為實(shí)數(shù)，在最常用的

調(diào)制方案中，它是不歸零矩形脈沖，T是脈沖重復(fù)周期。第三章數(shù)字調(diào)制解調(diào)2023/2/4(b)基帶信號(hào)與數(shù)據(jù)信息的指數(shù)關(guān)系若di與m(t)滿足下式關(guān)系：（3-12）則稱：基帶信號(hào)m(t)與原始數(shù)據(jù)di之間是指數(shù)關(guān)系，即：m(t)是di的指數(shù)信號(hào)。di的取值與式（3-11）相同，

ωd

和i為和原始數(shù)據(jù)di有關(guān)的角頻

率和相位參數(shù)，A為常數(shù)。第三章數(shù)字調(diào)制解調(diào)(3)基帶信號(hào)的功率譜2023/2/4結(jié)合式（3-11）和（3-12），我們可以求出基帶信號(hào)的功率譜。根據(jù)維納-辛欽原理，任何隨機(jī)信號(hào)的功率譜可以由其自相關(guān)函數(shù)的傅立葉變換得到:（3-13）第三章數(shù)字調(diào)制解調(diào)上式即為基帶信號(hào)m(t)的功率譜Pm(f)。式中，Rdd和Rgg分別表示數(shù)據(jù)di和形成脈沖g(t)的自相關(guān)函數(shù)，k和τ表示其對(duì)應(yīng)相關(guān)函數(shù)的時(shí)間延遲；2023/2/4F表示傅立葉變換。對(duì)于非編碼的數(shù)據(jù)符號(hào)來說，數(shù)據(jù)信息di是互不相關(guān)的，在二進(jìn)制雙極性信號(hào)且先驗(yàn)等概時(shí)，自相關(guān)函數(shù)Rdd(k)=δ(k)即為一原點(diǎn)的沖激，其傅立葉變換是常數(shù)。第三章數(shù)字調(diào)制解調(diào)所以基帶信號(hào)的功率譜由基帶脈沖形成波形的功率譜決定。即：（3-14）式中C為常數(shù)，G(f)為基帶形成脈沖的頻譜函數(shù)。2023/2/42.線性調(diào)制和非線性調(diào)制（1）已調(diào)波的時(shí)域描述（2）線性調(diào)制和非線性調(diào)制（3）已調(diào)波的頻域特性第三章數(shù)字調(diào)制解調(diào)（1）已調(diào)波的時(shí)域描述已調(diào)波經(jīng)過頻譜搬移，頻譜位于頻段高端因此稱為帶通信號(hào)。任意帶通信號(hào)S(t)可表示成為復(fù)數(shù)形式：（3-15）為載波的復(fù)數(shù)形式，式（3-15）即為任意已調(diào)信號(hào)的表達(dá)式。2023/2/4依據(jù)式（3-9）和歐拉公式將式（3-15）展開，得:（3-16）式（3-16）就是一般意義上通過復(fù)數(shù)表示的調(diào)制時(shí)域表達(dá)式。所有的載波調(diào)制都符合該式。第三章數(shù)字調(diào)制解調(diào)將（3-16）變形，已調(diào)波還可被描述成為如下的形式：（3-17）2023/2/4（2）線性調(diào)制和非線性調(diào)制由于基帶信號(hào)m(t)與其所承載的數(shù)據(jù)di所呈現(xiàn)兩種不同的數(shù)學(xué)關(guān)系，以m(t)對(duì)載波進(jìn)行調(diào)制后，從而使已調(diào)波信號(hào)S(t)與原始數(shù)據(jù)di之間形成了兩種類型的調(diào)制關(guān)系，即：第三章數(shù)字調(diào)制解調(diào)(a)線性調(diào)制

若將式（3-11）的m(t)代入式（3-15），由于原始數(shù)據(jù)di與基帶信號(hào)m(t)之間是線性關(guān)系，使之去調(diào)制載波，從而使已調(diào)波和原始數(shù)據(jù)di呈線性關(guān)系，故稱為線性調(diào)制。2023/2/4

(b)非線性調(diào)制（指數(shù)調(diào)制）若將式（3-12）代入式（3-15），則：（3-18）由于原始數(shù)據(jù)di與基帶信號(hào)m(t)之間是指數(shù)關(guān)系，故（3-18）式中已調(diào)波S(t)與原始數(shù)據(jù)di呈指數(shù)關(guān)系，因此稱為非線性調(diào)制或指數(shù)調(diào)制。第三章數(shù)字調(diào)制解調(diào)2023/2/4（3）已調(diào)波的頻域特性(a)已調(diào)波的頻譜依據(jù)（3-15）（3-19）可求其傅立葉變換：（3-20）第三章數(shù)字調(diào)制解調(diào)2023/2/4圖3-3表示了式（3-20）對(duì)應(yīng)的頻譜，看出：由于基帶頻譜并不一定鏡像對(duì)稱，從而已調(diào)波頻譜上下邊帶也并非鏡像對(duì)稱。這和以實(shí)數(shù)基帶信號(hào)描述的已調(diào)波信號(hào)上下邊帶譜鏡像對(duì)稱是有區(qū)別的。第三章數(shù)字調(diào)制解調(diào)圖3-3經(jīng)復(fù)基帶信號(hào)調(diào)制后已調(diào)信號(hào)的雙邊帶譜2023/2/4(c)已調(diào)波的功率譜根據(jù)（3-20）式，可求出已調(diào)波（帶通信號(hào)）的功率譜密度（psd）為：（3-21）3.星座圖在數(shù)字調(diào)制中，如果總共有M種可能的信號(hào)狀態(tài)，那么已調(diào)信號(hào)可以表示成如下集合。

S={S1(t)，S2(t)，S3(t)，……，Sm(t)}（3-22）2023/2/4我們可以將這樣的數(shù)學(xué)集合看作是由矢量空間的點(diǎn)組成的集合，矢量空間的概念，可以應(yīng)用到任何數(shù)字調(diào)制方案的分析中。第三章數(shù)字調(diào)制解調(diào)

矢量空間的信號(hào)集用二維笛卡爾坐標(biāo)組成的幾何空間來描述，我們稱其為Argand圖或星座圖，此表示方法可以表示M種信號(hào)狀態(tài)中每一種的復(fù)包絡(luò)的幅度和相位特性。圖3-4QPSK信號(hào)的星座圖圖3-4表示了QPSK信號(hào)的星座圖。2023/2/4星座點(diǎn)與原點(diǎn)的距離表示復(fù)包絡(luò)值的大小；星座點(diǎn)與原點(diǎn)間連線和橫軸的夾角θ(t)表示復(fù)包絡(luò)的相位；星座點(diǎn)與原點(diǎn)的連線在x軸和y軸的投影分別表示復(fù)包絡(luò)的同相分量和正交分量；星座點(diǎn)的半徑大小表示了信號(hào)受到隨機(jī)噪聲和干擾影響及損傷的程度，如圖3-10所示；兩個(gè)星座點(diǎn)中心之間的距離表示了信號(hào)之間的差異，也是對(duì)信號(hào)進(jìn)行差異判決的依據(jù)。借助星座圖這個(gè)數(shù)學(xué)工具，我們可以直觀地了解信號(hào)在傳輸過程中受到的影響及變化情況。第三章數(shù)字調(diào)制解調(diào)2023/2/44.噪聲的復(fù)基帶描述（1）AWGN下（3-24）Pn(f)=N0/2概率密度函數(shù)（pdf）：高斯分布，期望為0，

方差為

功率譜密度函數(shù)（psd）：均勻譜（白色譜）第三章數(shù)字調(diào)制解調(diào)2023/2/4（2）限帶白噪聲在無線通信中，調(diào)制信號(hào)和已調(diào)波都是限帶的，因此在接收端，接收機(jī)必須包含帶通濾波器，已調(diào)波的譜處于以載波為中心的帶寬為W的范圍之內(nèi)，白噪聲同時(shí)也經(jīng)過帶通濾波器，其頻帶帶寬及位置與已調(diào)波重合，因此噪聲變?yōu)閹ㄏ迬г肼暬驇ㄓ猩肼暋５谌聰?shù)字調(diào)制解調(diào)基帶限帶白噪聲在時(shí)域內(nèi)的表達(dá)式和式（3-9）有相似的形式，即：

（3-26）2023/2/4

nb(t)表示基帶噪聲時(shí)域分量，nI(t)和nQ(t)分別為其同相和正交分量，三者都為平穩(wěn)隨機(jī)過程。第三章數(shù)字調(diào)制解調(diào)圖3-5限帶白噪聲等效基帶譜nI(f)，nQ(f)和帶通譜n(f)限帶白噪聲的基帶及頻帶的單邊功率譜如圖3-5所示?！咀ⅰ浚簄I(f)、nQ(f)為基帶有色噪聲，其單邊帶寬為W/2，每一個(gè)的單邊功率譜密度為2N0。2023/2/45.匹配濾波器及其相關(guān)實(shí)現(xiàn)其一：濾除接收信號(hào)中不需要的頻譜分量，保真。

其二：使信號(hào)的波形成型，滿足特定要求。其三：盡量壓低或減弱噪聲及干擾影響，使所

接收的信號(hào)畸變最小、信噪比最高等。數(shù)字通信系統(tǒng)中，三種類型和用途的濾波器：第三章數(shù)字調(diào)制解調(diào)而匹配濾波器屬于第三種類型，即：在輸出判決時(shí)刻，匹配濾波后的輸出信噪比最大。2023/2/4(1)匹配濾波器概念濾波器輸入端的信號(hào)是由發(fā)送端發(fā)出經(jīng)信道傳輸后的已調(diào)波號(hào)S(t)與信道噪聲n(t)的疊加，如式（3-2）

所示，x(t)=k(t)S(t)

+

n(t)

令k(t)

=

1，則：（3-27）【注】：這里需特別強(qiáng)調(diào)：n(t)為白色高斯噪聲，單

邊功率譜密度為N0。第三章數(shù)字調(diào)制解調(diào)假設(shè)匹配濾波器的傳遞函數(shù)為H(f)，其對(duì)應(yīng)的沖激響應(yīng)為h(t)，匹配濾波器的輸出為Y(t)，則：2023/2/4（3-28）判決時(shí)刻t0

=

T，通過分析，當(dāng)匹配濾波器的傳輸函數(shù)H(f)與信號(hào)S(f)滿足下式關(guān)系時(shí)：第三章數(shù)字調(diào)制解調(diào)（3-29）則匹配濾波器的輸出端在判決時(shí)刻T，可獲得最大的輸出信噪比，其值為：（3-30）其中，K為常數(shù)，S(f)*為S(f)的共軛，

E為匹配濾波器輸入信號(hào)S(t)在一個(gè)碼元時(shí)間T內(nèi)的能量。2023/2/4對(duì)式（3-29）分析，可求出匹配濾波器的沖激響應(yīng)為：（3-31）由此得出：濾波器的沖激響應(yīng)是根據(jù)其輸入信號(hào)而定的，當(dāng)濾波器的傳輸函數(shù)或沖激響應(yīng)與輸入信號(hào)匹配時(shí)，可獲得最大輸出信噪比，故稱為匹配濾波器。第三章數(shù)字調(diào)制解調(diào)匹配濾波器的兩個(gè)重要概念：

●

匹配濾波器的沖激響應(yīng)決定于輸入信號(hào)：h(t)=S(T-t)

●

在判決時(shí)刻，匹配濾波器可獲得最大輸出信噪比：2023/2/4(2)匹配濾波器的相關(guān)實(shí)現(xiàn)參考式（3-28）令K

=

1，則：在T時(shí)刻判決，將t

=

T代入上式（3-33）第三章數(shù)字調(diào)制解調(diào)2023/2/4由此可畫出匹配濾波器的另一種實(shí)現(xiàn)形式，如圖3-7示：即x(t)和S(t)相乘后在一個(gè)碼元的時(shí)間內(nèi)積分，完成相關(guān)器的功能該圖也稱為匹配濾波器的相關(guān)實(shí)現(xiàn)，在t

=

T時(shí)刻的樣值，它與匹配濾波器輸出值是相等的，因此相關(guān)器也稱為最佳接收機(jī)。第三章數(shù)字調(diào)制解調(diào)圖3-7濾波器的相關(guān)實(shí)現(xiàn)2023/2/46.I/Q調(diào)制器解調(diào)器及其特性(1)I/Q調(diào)制器S(t)從實(shí)現(xiàn)調(diào)制的角度而言，此式告訴我們調(diào)制器是由兩部分分量合成來實(shí)現(xiàn)的，這兩部分分別是：第三章數(shù)字調(diào)制解調(diào)由式（3-15）

基帶信號(hào)的同相分量mI(t)與載波的同相分量cosωct乘積；基帶信號(hào)的正交分量mQ(t)與載波的正交分量sinωct乘積。如圖3-8所示。2023/2/4通過調(diào)整復(fù)基帶信號(hào)的值，可產(chǎn)生所需要的任意相位和幅度的已調(diào)信號(hào)。這種調(diào)制構(gòu)架稱為I/Q調(diào)制器。I/Q

調(diào)制器是所有調(diào)制方案的通用形式。第三章數(shù)字調(diào)制解調(diào)圖3-8I/Q調(diào)制器2023/2/4（2）I/Q解調(diào)器（相干解調(diào)器）的匹配濾波特性

I/Q解調(diào)器之后一般要進(jìn)行匹配濾波，以保證最佳接收。圖3-9中MF為匹配濾波器。第三章數(shù)字調(diào)制解調(diào)圖3-9I/Q解調(diào)器

mI、mQ為由I/Q解調(diào)器解調(diào)后恢復(fù)的基帶信號(hào)，分別被基帶噪聲分量nI、nQ污染，nI、nQ在2023/2/4mI(f)、mQ(f)的帶寬內(nèi)功率譜是常數(shù)，符合利用匹配濾波器的條件，其值為2N0。；dI、dQ為匹配濾波器MF的輸出數(shù)據(jù)。可得匹配濾波器MF輸出端的信噪比為：第三章數(shù)字調(diào)制解調(diào)（3-34）這里用到了式（3-30），式中分別為同相和正交兩分量在一個(gè)碼元時(shí)間T內(nèi)的能量。因此，

兩路合成的信噪比為：2023/2/4其中，E是I/Q解調(diào)器輸入端已調(diào)波每符號(hào)的能量。（3-35）第三章數(shù)字調(diào)制解調(diào)將3-35式與式比較可以得出結(jié)論：圖3-9的整體結(jié)構(gòu)等效為對(duì)已調(diào)波的匹配濾波器。因此I/Q解調(diào)器適用于任何形式的相干解調(diào)方案。2023/2/4將I/Q解調(diào)器（等效的匹配濾波器）的輸出信號(hào)表示成為如圖3-10所示的星座圖形式。每個(gè)信號(hào)點(diǎn)被擴(kuò)展為一個(gè)以其為中心的圓（疑釋區(qū)域），其擴(kuò)展程度近似由表征，由此可以方便地計(jì)算各類調(diào)制方案在I/Q解調(diào)方式下的BER性能。第三章數(shù)字調(diào)制解調(diào)圖3-10在噪聲侵?jǐn)_下的星座圖【注】：每個(gè)星座點(diǎn)的擴(kuò)展是各向同性的，即無方向性。2023/2/4§3.3線性調(diào)制

線性調(diào)制方案中包括兩大類型：非編碼的功率有效的調(diào)制方案，其帶寬效率較低。BPSK、QPSK等。非編碼的帶寬有效的調(diào)制方案，但其功率效率較低。MPSK、MQAM等。第三章數(shù)字調(diào)制解調(diào)1.BPSK2.四相相移鍵控（QPSK）3.M-PSK4.多進(jìn)制正交幅度調(diào)制（MQAM）

本節(jié)包括：2023/2/4本節(jié)將討論這些調(diào)制方案，如無特別說明，我們假定未調(diào)載波信號(hào)的幅度和初始相位分別為1和0；碼元符號(hào)的周期為T，比特時(shí)長為Tb第三章數(shù)字調(diào)制解調(diào)原理(2)頻譜特性(3)誤碼性能(4)BPSK的解調(diào)1.BPSK本部分包括：2023/2/4(1)原理二進(jìn)制相移鍵控（Binaryshiftkeying，BPSK）是最簡單的功率高效的線性調(diào)制方案。

●其載波相位隨數(shù)字調(diào)制信號(hào)（數(shù)據(jù)基帶）的改

變而改變。

●基帶數(shù)據(jù)每符號(hào)傳輸一比特。

●通過調(diào)制將載波相位0～2π均分為兩等份。

常用的BPSK的星座圖如圖3-11所示。當(dāng)然，還有別的均分2π載波相位的方式。第三章數(shù)字調(diào)制解調(diào)2023/2/4（b）圖的載波相位為0和π。每符號(hào)對(duì)應(yīng)的復(fù)數(shù)據(jù)di為1

+

j0和?1

+

j0（a）圖的載波相位為π/2和?π/2,每符號(hào)對(duì)應(yīng)的復(fù)數(shù)據(jù)di為0

+

j和0?j；第三章數(shù)字調(diào)制解調(diào)

圖3-11BPSK信號(hào)星座圖2023/2/4以（b）圖為例來討論。借助式（3-9），我們可以將對(duì)應(yīng)（b）圖的基帶信號(hào)表示成為：di取1

+

j0、?1

+

j0，g(t)為形成脈沖波形（實(shí)數(shù)）。則BPSK已調(diào)波的表達(dá)式為：（3-36）第三章數(shù)字調(diào)制解調(diào)2023/2/4BPSK信號(hào)的產(chǎn)生如圖3-12所示。如圖3-14所示BPSK載波相位變化是π。即BPSK的最大相移為π。第三章數(shù)字調(diào)制解調(diào)圖3-12BPSK信號(hào)的產(chǎn)生圖3-14BPSK信號(hào)的最大相位轉(zhuǎn)移圖2023/2/4BPSK的時(shí)域波形如圖3-13所示。BPSK的相位有兩個(gè)轉(zhuǎn)移方向：當(dāng)相鄰數(shù)據(jù)碼元相同時(shí)，在碼元交界處，例如c點(diǎn)，BPSK載波相位變化為0；當(dāng)相鄰碼元相反時(shí)，在碼元交界處，例如a和b點(diǎn)載波相位變化是π。第三章數(shù)字調(diào)制解調(diào)圖3-13BPSK信號(hào)時(shí)域波形圖2023/2/4(2)頻譜特性由于基帶信號(hào)的脈沖形成波形g(t)為矩形，該矩形的占空比為1，且T

=

Tb，數(shù)據(jù)基帶信號(hào)的功率譜密度（psd）決定于下式：（3-37）

C

是與數(shù)據(jù)的自相關(guān)函數(shù)及脈沖形成波形的幅度有關(guān)的常數(shù)。第三章數(shù)字調(diào)制解調(diào)2023/2/4依據(jù)式可求出BPSK的功率譜密度為：第三章數(shù)字調(diào)制解調(diào)（3-38）

BPSK信號(hào)的功率譜如圖3-15所示。在實(shí)際應(yīng)用中，這樣的譜是不能被接受的，其邊帶分量過于豐富，會(huì)造成嚴(yán)重的鄰道干擾和碼間干擾。2023/2/4一般情況下，為了避免這種情況，必須進(jìn)行奈奎斯特濾波。加以奈奎斯特濾波后的已調(diào)波帶寬由下式給出：第三章數(shù)字調(diào)制解調(diào)圖3-15BPSK的功率譜2023/2/4（3-39）式中，β為滾降系數(shù)，取值為0～1之間；在BPSK中R

=

Rb，即傳碼率等于傳信率。故可以求出BPSK的譜效率為：（bit/s·Hz）

（3-40）第三章數(shù)字調(diào)制解調(diào)(3)誤碼性能

在加性高斯白噪聲的情況下，借助于星座圖可以對(duì)BPSK的誤碼性能進(jìn)行分析。2023/2/4如圖3-16所示，噪聲和干擾使得星座點(diǎn)的位置偏移，對(duì)BPSK而言，當(dāng)兩個(gè)星座點(diǎn)之一跨界超過縱軸后，將會(huì)被錯(cuò)判。而星座點(diǎn)能否跨界決定于噪聲nI分量是否大于d/2，而和nQ分量無關(guān)。第三章數(shù)字調(diào)制解調(diào)圖3-16噪聲下的星座圖的判決2023/2/4第三章數(shù)字調(diào)制解調(diào)圖3-17接收信號(hào)同相分量di的概率密度函數(shù)接收信號(hào)的同相分量概率密度函數(shù)由圖3-17給出。其中兩曲線為數(shù)學(xué)期望分別是±d/2、方差都是σ2的高斯函數(shù)。若符號(hào)0和1先驗(yàn)概率為P(0)和P(1)，根據(jù)全概率公式，誤碼率為：2023/2/4（3-41）式中，P(1/0)為發(fā)端發(fā)0而判為1的概率，如圖中的縱軸右邊的陰影區(qū)所示；P(0/1)為發(fā)端發(fā)1而判為0的概率，如圖中的縱軸左邊的陰影區(qū)所示。第三章數(shù)字調(diào)制解調(diào)當(dāng)先驗(yàn)等概時(shí)，再借助于Q函數(shù)可得：（3-43）2023/2/4很明顯，判決數(shù)據(jù)的幅度僅為同相分量dI=±d/2，再利用式（3-35）第三章數(shù)字調(diào)制解調(diào)（3-44）可得：則（3-45）在BPSK中，誤碼率Pe等于誤比特率（BER)Pb。即Pe=Pb。2023/2/4對(duì)應(yīng)的就是著名的“瀑布曲線”，如圖3-18所示。第三章數(shù)字調(diào)制解調(diào)圖3-18BPSK信號(hào)的BER相對(duì)于Eb/N0的瀑布曲線

2023/2/4(4)BPSK的解調(diào)采用相干解調(diào)法，其解調(diào)框圖如圖3-19所示，輸入的BPSK信號(hào)分成兩路，其中一路進(jìn)行載波恢復(fù)后輸出相干載波，與另一路已調(diào)波相乘后進(jìn)行低通濾波，經(jīng)低通濾波后分成兩路，一路進(jìn)行定時(shí)的恢復(fù)；另一路進(jìn)行匹配濾波、再進(jìn)行抽樣判決，他們都要利用到定時(shí)恢復(fù)的時(shí)鐘。最后輸出原始數(shù)據(jù)。第三章數(shù)字調(diào)制解調(diào)2023/2/4在相干解調(diào)中，相干載波的恢復(fù)是必須的；而無論是相干解調(diào)還是非相干解調(diào)，都必須有定時(shí)恢復(fù)電路，以便進(jìn)行碼元的判決和恢復(fù)。第三章數(shù)字調(diào)制解調(diào)圖3-19BPSK的相干解調(diào)2023/2/42.四相相移鍵控（QPSK）第三章數(shù)字調(diào)制解調(diào)原理(2)頻譜特性(3)誤碼性能(4)產(chǎn)生與解調(diào)本部分包括：（1）原理QPSK是將載波相位空間（0～2π）均分為4等份，每等份由一個(gè)碼元（符號(hào)）代表，每碼元傳輸兩個(gè)比特。和BPSK比較起來，不僅達(dá)到傳輸信息的目的，而且在傳碼率相同的情況下，使傳信率提高了一倍；或者在傳信率相同的情況下，傳輸帶寬降低一倍。2023/2/4（a）星座圖的載波相位是：0，π/2，π，3π/2；對(duì)應(yīng)的復(fù)數(shù)據(jù)可表示為：（b）圖的載波相位是：π/4，3π/4，5π/4，7π/4。對(duì)應(yīng)的復(fù)數(shù)據(jù)可表示為：第三章數(shù)字調(diào)制解調(diào)圖3-20QPSK信號(hào)的星座圖從星座圖來看，QPSK通常有兩種類型，如圖3-20示。2023/2/4依式（3-9）和（3-11），QPSK的基帶信號(hào)可表達(dá)為：θi的取值滿足式g(t)為形成脈沖波形。則QPSK已調(diào)波的表達(dá)式為：（3-48）【注】：我們以（b）圖為

準(zhǔn)進(jìn)行分析。第三章數(shù)字調(diào)制解調(diào)2023/2/4（3-49）（2）頻譜特性參考式（3-36）和式（3-49）可看出，QPSK的功率譜與BPSK功率譜有相同形式。第三章數(shù)字調(diào)制解調(diào)2023/2/4即都可由式給出?！咀ⅰ浚浩浞群颓罢呦嗖钜槐?。（3-50）由于T

=

2Tb第三章數(shù)字調(diào)制解調(diào)2023/2/4QPSK信號(hào)的功率譜如圖3-21所示。比較BPSK的功率譜可以看出：在比特率相同（Tb相等）的情況下，QPSK載波帶寬是BPSK載波帶寬的一半。第三章數(shù)字調(diào)制解調(diào)圖3-21QPSK的功率譜圖3-15BPSK的功率譜2023/2/4QPSK載波帶寬值為：（3-51）頻譜效率為：（bit/(s·Hz)）

（3-52）在比特率相同的情況下，通過比較可以得出：BPSK的帶寬較QPSK的帶寬大一倍，但BPSK的功率幅度較QPSK卻小一倍，所以總體上，二者的功率效率相等；QPSK調(diào)制方案使用得更多一些，因?yàn)樵诒忍芈室粯拥那闆r下，其所占用的帶寬比BPSK調(diào)制方案要小一倍，帶寬效率更高。第三章數(shù)字調(diào)制解調(diào)2023/2/4（3）誤碼特性加性高斯白噪聲的情況下，借助于星座圖對(duì)QPSK誤碼性能進(jìn)行分析。噪聲和干擾使得星座點(diǎn)的位置偏移，如果噪聲和干擾使接收符號(hào)偏移乃至穿越星座圖坐標(biāo)軸中的任何一個(gè)，將引起符號(hào)錯(cuò)誤，每個(gè)方向偏移的概率相同，因而沿著每個(gè)軸的錯(cuò)誤概率與BPSK相同。第三章數(shù)字調(diào)制解調(diào)2023/2/4以圖3-20（b）“10”點(diǎn)為例：該點(diǎn)最有可能偏移跨界造成誤判的點(diǎn)為：11和00。即該點(diǎn)跨界最大的可能性是在星座圖上直接相連的兩個(gè)星座點(diǎn)。同BPSK相似，偏移到一個(gè)方向所造成的錯(cuò)誤概率為式（3-45），那么偏移到兩個(gè)方向的合成概率則為其兩倍。第三章數(shù)字調(diào)制解調(diào)2023/2/4由（3-45）可得：（3-55）借助式（3-35）：可得：（3-56）第三章數(shù)字調(diào)制解調(diào)2023/2/4由于每符號(hào)傳遞兩比特即E

=

2Eb，故：

則：（3-57）（3-58）QPSK信號(hào)與BPSK信號(hào)的BER特性相同；功率效率也相等；而帶寬效率方面QPSK信號(hào)是BPSK信號(hào)的2倍。第三章數(shù)字調(diào)制解調(diào)2023/2/4（4）產(chǎn)生與解調(diào)第三章數(shù)字調(diào)制解調(diào)利用I/Q調(diào)制解調(diào)器可得QPSK信號(hào)的產(chǎn)生及解調(diào)框圖，如圖3-22所示。在接收框圖中，同BPSK的相干解調(diào)一樣，也包括載波和定時(shí)恢復(fù)電路。輸入的BPSK信號(hào)分成三路，其中一路進(jìn)行載波恢復(fù)后輸出兩路正交相干載波，分別與另兩路已調(diào)波相乘后進(jìn)行低通濾波，經(jīng)低通濾波后分成兩路，一路進(jìn)行定時(shí)的恢復(fù)；另一路進(jìn)行匹配濾波、再進(jìn)行抽樣判決，他們都要利用到定時(shí)恢復(fù)的時(shí)鐘，再經(jīng)過并/串變換，最后輸出原始數(shù)據(jù)。2023/2/4第三章數(shù)字調(diào)制解調(diào)圖3-22QPSK信號(hào)的產(chǎn)生及解調(diào)框圖2023/2/43.M-PSK對(duì)BPSK和QPSK在帶寬效率的分析，我們知道●帶寬由傳碼率決定（在矩形脈沖、全占空比的情

況下），碼元的間隔T定了，帶寬就隨之確定

即等于1/T；●而信息速率則由每符號(hào)所包含的比特?cái)?shù)k決定?！駷榱诉_(dá)到更高的帶寬效率，我們必須增加每碼元

（符號(hào)）比特?cái)?shù)k，而每碼元的比特?cái)?shù)k和狀態(tài)數(shù)M的關(guān)系為

M=2k。

k越大，其比特速率就越大

，帶寬效率就越高。第三章數(shù)字調(diào)制解調(diào)2023/2/4在奈奎斯特濾波器前提下，帶寬效率為：（3-59）由此可以尋求更大M值的相移鍵控方案，即M-PSK。第三章數(shù)字調(diào)制解調(diào)（1）M-PSK原理（2）M-PSK信號(hào)的產(chǎn)生（3）M-PSK的功率譜（4）M-PSK的誤碼性能本部分包括：2023/2/4（1）M-PSK原理M-PSK可以借助QPSK的思路，在星座圖上增加星座點(diǎn)的數(shù)目M，使M個(gè)點(diǎn)將0～2π相位空間均分為M等份。利用復(fù)基帶數(shù)據(jù)，可將M-PSK星座圖的星座點(diǎn)表達(dá)成為：（3-60）第三章數(shù)字調(diào)制解調(diào)圖3-23畫出了M

=

8，θ0

=

π/8的星座圖。2023/2/4其中，A為星座點(diǎn)的幅度，θ0為初相位。，星座點(diǎn)符合格雷碼的編碼規(guī)則，即：直接相鄰碼元（碼組）只有一個(gè)不同的比特：第三章數(shù)字調(diào)制解調(diào)圖3-238PSK信號(hào)的星座圖θ0=π/82023/2/4借助式（3-15），我們可以寫出M-PSK的基帶信號(hào)的復(fù)數(shù)表達(dá)式為：（3-61）（3-62）在一個(gè)碼元T時(shí)間內(nèi)，即:MPSK已調(diào)波的表達(dá)式可表示成:第三章數(shù)字調(diào)制解調(diào)2023/2/4（3-63）θi滿足式（3-62），即:第三章數(shù)字調(diào)制解調(diào)2023/2/4（2）M-PSK信號(hào)的產(chǎn)生我們以8PSK為例來討論。（a）用I/Q調(diào)制器產(chǎn)生第三章數(shù)字調(diào)制解調(diào)圖3-248PSK信號(hào)的I/Q調(diào)制器2023/2/4圖3-24所示主要處理基帶信號(hào)方面。輸入的二進(jìn)制數(shù)字信號(hào)先經(jīng)串/并變換電路，分成三路并行的二進(jìn)制序列，每一序列的傳輸速率為1/3T，假設(shè)三個(gè)序列為一組，每組以abc表示，則這三比特就代表了一個(gè)八進(jìn)制符號(hào)。二進(jìn)制碼元a、b分別加到兩個(gè)幅度轉(zhuǎn)換器（即2/4電平轉(zhuǎn)換器）上，它受碼元c控制，完成下列功能：當(dāng)c為“0”時(shí)，當(dāng)c為“1”時(shí)，第三章數(shù)字調(diào)制解調(diào)2023/2/4（b）數(shù)字器件由產(chǎn)生在高速數(shù)字傳輸中，往往用數(shù)字方式，主要是DSP來產(chǎn)生MPSK信號(hào)。為了增強(qiáng)讀者對(duì)M-PSK的理解，我們假設(shè)式（3-62）中的θ0

=

0，由（3-62）式，θi∈（0，π/4，2π/4，3π/4，4π/4，5π/4，6π/4，7π/4），按這個(gè)取值原則，由如圖3-25所示的方式產(chǎn)生。第三章數(shù)字調(diào)制解調(diào)當(dāng)a為“1”時(shí)，mI>0；且當(dāng)a為“0”時(shí)，mI<0；當(dāng)b為“1”時(shí)，mQ>0；且當(dāng)b為“0”時(shí)，mQ<0。2023/2/4符號(hào)速率為R的二進(jìn)制數(shù)字基帶信號(hào)經(jīng)三路數(shù)據(jù)分配單元實(shí)現(xiàn)串并變換，所輸出的三路并行數(shù)字信號(hào)的速率都為R/3。每組并行的三路信號(hào)控制高速邏輯選項(xiàng)第三章數(shù)字調(diào)制解調(diào)圖3-25數(shù)字式高數(shù)8PSK信號(hào)調(diào)制框圖2023/2/4的邏輯門，邏輯門的動(dòng)作由三路數(shù)字信號(hào)不同組合來決定，在3T時(shí)間內(nèi)每組選擇8個(gè)相位之一，再經(jīng)帶通濾波形成載波的限帶8PSK信號(hào)。對(duì)應(yīng)圖3-25的星座圖如圖3-26所示。8PSK信號(hào)的解調(diào)可以采用I/Q相干解調(diào)來完成。其原理與MQAM相似，下節(jié)內(nèi)容再加以討論。第三章數(shù)字調(diào)制解調(diào)圖3-268PSK信號(hào)的星座圖（初始相位為0）2023/2/4（3）M-PSK的功率譜M-PSK的功率譜可以用與QPSK同樣的方法得到。在這里，碼元持續(xù)時(shí)間T和比特持續(xù)時(shí)間Tb的關(guān)系為下式：（3-64）當(dāng)脈沖形成函數(shù)為矩形脈沖時(shí)，M-PSK的功率譜為：（3-65）第三章數(shù)字調(diào)制解調(diào)2023/2/4（4）M-PSK的誤碼性能以圖3-23的8-PSK的星座圖上的點(diǎn)101為例，我們將圖中的陰影區(qū)稱為星座點(diǎn)的判決區(qū)，噪聲使信號(hào)點(diǎn)偏移出該區(qū)，將發(fā)生符號(hào)誤判。其邊界由緊鄰信號(hào)點(diǎn)連線的垂直平分線構(gòu)成。第三章數(shù)字調(diào)制解調(diào)圖3-238PSK信號(hào)的星座圖θ0=π/82023/2/4只要101點(diǎn)跨出該判決區(qū)，就會(huì)發(fā)生誤判，別的點(diǎn)同樣如此。參考3.3.2小節(jié)中對(duì)QPSK的分析，我們可以得出相似的結(jié)論，即M-PSK信號(hào)的星座圖上的每個(gè)星座點(diǎn)只有兩個(gè)直接相鄰的其他星座點(diǎn)，因此M-PSK的誤碼率Pe=2Q(d/2σ)。d是相鄰兩個(gè)星座點(diǎn)的幾何（歐基里德）距離，隨M而變化，其值為（3-66）φ為直接相鄰兩個(gè)星座點(diǎn)與原點(diǎn)連線的夾角，也是將2π空間均分的角度。第三章數(shù)字調(diào)制解調(diào)2023/2/4每碼元的的能量E=Eblog2M，Eb是每比特能量。結(jié)合式（3-45）、（3-55）、（3-66），我們可得到M-PSK信號(hào)的誤碼率Pe為：（3-67）第三章數(shù)字調(diào)制解調(diào)2023/2/4我們假定星座點(diǎn)是按Gray碼的編碼規(guī)則排列的，即相鄰碼元（碼組）只有一個(gè)不同的比特。那么其誤碼率Pe與誤比特率Pb有如下關(guān)系。（3-68）第三章數(shù)字調(diào)制解調(diào)2023/2/4上圖比較了三種M-PSK的BER曲線?？煽闯觯S著M的增大，頻譜效率提高，但付出的代價(jià)是功率效率下降了。第三章數(shù)字調(diào)制解調(diào)圖3-27MPSK信號(hào)的BER曲線2023/2/44.多進(jìn)制正交幅度調(diào)制（MQAM）

要保證低的誤碼率，就要保證星座點(diǎn)間的距離d足夠大。在M-PSK的星座圖中，可以得出：隨著M的增大，同心圓圓周上星座點(diǎn)的距離d變小，其判決空間或區(qū)域也減小了，誤碼率提高。要在提高M(jìn)的同時(shí)減小誤碼率就必須提高同心圓的半徑A，即提高系統(tǒng)的功率，因此其功率效率將下降?！瘛瘛竦谌聰?shù)字調(diào)制解調(diào)2023/2/4究其原因，是因?yàn)镸-PSK沒有充分地利用矢量空間的緣故。圖3-28（b）畫出了和16-PSK作為比較的另一種形式的星座圖。第三章數(shù)字調(diào)制解調(diào)

圖3-28星座圖比較

2023/2/4圖（b）中，星座點(diǎn)充分利用了平面空間，其結(jié)果是在沒有增加平均功率的情況下，星座點(diǎn)之間的最小距離d增大了，在平均功率相同的情況下，圖（b）中直接相鄰的星座點(diǎn)的最小距離是圖（a）中的1.6倍。圖（b）中星座圖對(duì)應(yīng)的調(diào)制方案稱為正交幅度調(diào)（QuadratudeAmplitudeModulation，QAM），依據(jù)星座點(diǎn)的數(shù)目M，具體可以又稱為M-QAM。作為頻譜高效的調(diào)制方案，QAＭ目前及今后在無線通信領(lǐng)域得到廣泛的應(yīng)用。第三章數(shù)字調(diào)制解調(diào)2023/2/4從星座圖上可以看出：MPSK信號(hào)的星座點(diǎn)均勻分布在同一個(gè)同心圓的

圓周上，表明已調(diào)波的包絡(luò)是恒定的；

MQAM信號(hào)的星座點(diǎn)的幅度是可變的，這表明MQAM信號(hào)已調(diào)波的包絡(luò)是內(nèi)在可變的，這一點(diǎn)

對(duì)在衰落信道中傳輸性能的影響是極大的，

在后面的章節(jié)的分析中可以看得很清楚。第三章數(shù)字調(diào)制解調(diào)●●2023/2/4在頻譜效率相同的情況下，對(duì)MPSK和MQAM的對(duì)比可得出：●MQAM充分的利用了相位空間，使判決距離增

大，提高了功率效率；但其幅度是可變的?！馦PSK沒有充分利用空間，功率效率較低，

但其幅度是恒定的。第三章數(shù)字調(diào)制解調(diào)2023/2/4QAM的星座圖有兩大類：矩形和十字形分別如圖3-28（b）和圖3-29所示。矩形星座圖為2的偶次冪，每個(gè)符號(hào)攜帶偶數(shù)比特；十字星座圖對(duì)應(yīng)的M

=

8，32，128，512…，即M為2的奇次冪，每個(gè)符號(hào)攜帶奇數(shù)比特。下面討論以矩形星座圖為例，其結(jié)果也適合于十字星座圖。第三章數(shù)字調(diào)制解調(diào)2023/2/4(1)調(diào)制原理(2)MQAM信號(hào)的產(chǎn)生和解調(diào)(3)MQAM的誤碼性能分析本部分包括:(1)調(diào)制原理MQAM的復(fù)數(shù)據(jù)信息可以表示成下式:第三章數(shù)字調(diào)制解調(diào)（3-69）n為整數(shù),l

為常數(shù)2023/2/4式中，g(t)為形成脈沖波形。同相分量mI(t)和正交分量mQ(t)各有個(gè)電平，且取值相互獨(dú)立。（3-70）第三章數(shù)字調(diào)制解調(diào)由式（3-11），QAM的復(fù)數(shù)基帶信號(hào)的表達(dá)式為：2023/2/4依據(jù)式（3-15），MQAM已調(diào)波的表達(dá)式可表示成：（3-71）其中，Ai，Bi，p，q，M，l取值滿足（3-69）式。第三章數(shù)字調(diào)制解調(diào)2023/2/4(2)MQAM信號(hào)的產(chǎn)生和解調(diào)(a)調(diào)制MQAM信號(hào)是典型的線性調(diào)制類型，其產(chǎn)生方法可用I/Q調(diào)制法產(chǎn)生。具體實(shí)現(xiàn)框圖見圖3-30。第三章數(shù)字調(diào)制解調(diào)圖3-30MQAM信號(hào)產(chǎn)生框圖2023/2/4（b）

I/Q解調(diào)對(duì)MQAM的接收，一般采用I/Q相干解調(diào)器，其框圖如圖3-31所示。第三章數(shù)字調(diào)制解調(diào)圖3-31MQAM信號(hào)的I/Q解調(diào)2023/2/4

輸入的MQAM信號(hào)先分成三路：一路進(jìn)行載波恢復(fù)，輸出兩路正交的相干載波，然后分別再與兩路已調(diào)波相乘后進(jìn)低通濾波。

經(jīng)低通濾波后再分別分成兩路:一路進(jìn)行定時(shí)的恢復(fù)；另一路進(jìn)行匹配濾波和多電平判決、M電平到2電平的轉(zhuǎn)換，再經(jīng)過并串變換后得到輸出的原始數(shù)據(jù)。該解調(diào)器與MPSK信號(hào)解調(diào)器的構(gòu)成基本相同，只在基帶處理電路中略有修改，故該框圖對(duì)MPSK信號(hào)也適用。第三章數(shù)字調(diào)制解調(diào)2023/2/4(3)MQAM的誤碼性能分析對(duì)MQAM誤碼性能分析，我們以16-QAM為例進(jìn)行分析，然后再推廣到一般的情況。16-QAM的星座圖如圖3-32所示，圖中星座點(diǎn)對(duì)應(yīng)的碼元符號(hào)的比特同樣是按Gray碼的編碼規(guī)則排列的，即直接相鄰碼元（碼組）只有一個(gè)不同的比特。該星座圖中每兩個(gè)直接相鄰星座點(diǎn)的距離。第三章數(shù)字調(diào)制解調(diào)2023/2/4我們規(guī)定：每個(gè)星座點(diǎn)的判決區(qū)域是由該點(diǎn)與其直接相鄰星座點(diǎn)連線的垂直平分線所圍區(qū)域構(gòu)成。以1000點(diǎn)為例。判決區(qū)域如圖中陰影區(qū)所示。第三章數(shù)字調(diào)制解調(diào)圖3-3216-QAM星座點(diǎn)（格雷編碼）及判決區(qū)域2023/2/4當(dāng)噪聲和干擾使該點(diǎn)跨界出該判決區(qū)時(shí)將出現(xiàn)誤判而導(dǎo)致誤碼，出現(xiàn)誤碼的可能性有4個(gè)。同理，對(duì)有3個(gè)和2個(gè)直接相鄰點(diǎn)的星座點(diǎn)來說，其誤碼的可能性有3個(gè)或2個(gè)，依據(jù)前面的分析，每一個(gè)方向跨界所造成的誤碼為P

=

Q(d/σ)，對(duì)QAM來說，在求總誤碼率時(shí)，可以先求出每一星座點(diǎn)所具有的平均相鄰點(diǎn)的數(shù)目，然后再求總誤碼率，即：（3-72）該公式中有兩個(gè)參量必須考慮：和l。第三章數(shù)字調(diào)制解調(diào)2023/2/4通過分析，可得出：（3-74）分析可得出每個(gè)星座點(diǎn)平均功率Pv與l之間的關(guān)系為：

（3-75）第三章數(shù)字調(diào)制解調(diào)例如M

=

16，Pv=10l2，l

=

（Pv/10）1/2，=3（3-76）式中，Pv/σ2=2E/N0，見（3-35）式。同理，誤比特率Pb可參照前述M進(jìn)制的分析，Pb

=

Pe/log2M，這里E

=

Eblog2M。例如結(jié)合上式，16QAM的BER為：（3-77）第三章數(shù)字調(diào)制解調(diào)其他M

=

22n值對(duì)應(yīng)的BER，如圖3-33所示。在M值及BER相同時(shí)，就Eb/N0而言，M-QAM值比M-PSK值要小，說明M-QAM的功率效率比M-PSK的要高。第三章數(shù)字調(diào)制解調(diào)圖3-33QAM信號(hào)的BER曲線圖3-27MPSK信號(hào)的BER曲線2023/2/4QAM的優(yōu)缺點(diǎn)如下：

●優(yōu)點(diǎn)：

帶寬效率高，功率效率也很高，

●

缺點(diǎn)：即無論是否經(jīng)過濾波器，其已調(diào)波包絡(luò)都會(huì)發(fā)生

固有改變，這在非線性信道中是非常不利的，會(huì)

產(chǎn)生AM-AM和PM-AM即寄生調(diào)幅和寄生調(diào)相，

因此，在非線性和衰落信道中需要著重考慮這個(gè)

因素。第三章數(shù)字調(diào)制解調(diào)2023/2/4在線性調(diào)制方案中：●多進(jìn)制調(diào)制屬于頻譜有效調(diào)制方案；●而二進(jìn)制調(diào)制屬于功率有效調(diào)制方案。●在實(shí)際應(yīng)用中，多進(jìn)制調(diào)制由于其頻譜有效使

得在頻帶利用率方面具有較明顯的優(yōu)勢；但其

功率效率的下降在很多方面也受到了很大限制。第三章數(shù)字調(diào)制解調(diào)2023/2/4§3.4非線性信道的線性調(diào)制方案在現(xiàn)代無線通信中，廣義信道中存在著大量的非線性器件和設(shè)備，例如效率較高的高功率放大器（highpoweramplifer，HAP）等，第3節(jié)所討論的普通線性調(diào)制方案在這種非線性信道中使用將存在著較大的局限性，因此本節(jié)討論另一類優(yōu)化的線性調(diào)制方案，包括OQPSK（OffestQPSK）、π/4QPSK（π/4shiftedQPSK）等，這類方案的特點(diǎn)是包絡(luò)幅度變化較小，適合于在非線性信道上使用。第三章數(shù)字調(diào)制解調(diào)2023/2/4傳輸、、、本節(jié)包括：1.非線性信道的作用2.OQPSK3.π/4QPSK和π/4DQPSK1.非線性信道的作用在現(xiàn)代無線通信系統(tǒng)中，使用了大量的非線性器件這些器件對(duì)通信起到積極作用的同時(shí)，也會(huì)對(duì)信號(hào)的傳輸和處理產(chǎn)生消極的影響。（1）非線性信道的消極作用第三章數(shù)字調(diào)制解調(diào)2023/2/4所謂非線性是指系統(tǒng)的輸入x和輸出y滿足下式：（3-78）式中，ai為比例系數(shù)，a1>a2>a3…。非線性就是利用上式中2次冪以上的項(xiàng)，對(duì)輸入信號(hào)x進(jìn)行非線性變換，以實(shí)現(xiàn)我們預(yù)期的功能和作用。非線性的消極作用最典型的表現(xiàn)是在傳輸過程或信號(hào)處理過程中產(chǎn)生三階互調(diào)效應(yīng)。三階互調(diào)的消極作用是造成信號(hào)畸變、頻譜再生等。第三章數(shù)字調(diào)制解調(diào)2023/2/4假設(shè)x作為已調(diào)波通過（3-78）式的非線性系統(tǒng)，x符合式（3-19），將其代入（3-78）式可得到輸出y：（3-79）第一項(xiàng)是線性無失真項(xiàng)；第二項(xiàng)是由2次冪（這里的分析也包括其他的偶次冪）產(chǎn)生，在已調(diào)信號(hào)通帶外，將被緊跟的帶通濾波器濾除，不會(huì)有干擾信號(hào)產(chǎn)生；第三章數(shù)字調(diào)制解調(diào)2023/2/4第三項(xiàng)是由3次冪（這里的分析也包括大于3的奇次冪）產(chǎn)生，該項(xiàng)中間兩項(xiàng)是落入帶通濾波器的通帶內(nèi)的項(xiàng)，無法分離。由于3次冪的系數(shù)a3權(quán)重最大，所以與其他的奇次冪相比，該項(xiàng)起著主導(dǎo)作用。我們將3次冪項(xiàng)產(chǎn)生的中間兩項(xiàng)提出加以分析，即：第三章數(shù)字調(diào)制解調(diào)2023/2/4=（3-80）A(t)就是已調(diào)波的包絡(luò)幅度。上式表明：●

當(dāng)已調(diào)波的包絡(luò)幅度恒定，即A(t)等于常數(shù)，

則該式經(jīng)濾波限帶后就不會(huì)產(chǎn)生失真；●

當(dāng)已調(diào)波包絡(luò)幅度變化時(shí)，即A(t)不等于常數(shù)

則該式經(jīng)濾波限帶后就會(huì)產(chǎn)生失真。第三章數(shù)字調(diào)制解調(diào)2023/2/4能夠造成A(t)變化的因素有內(nèi)因和外因:●內(nèi)因是已調(diào)信號(hào)本身固有的包絡(luò)變化，這在

變包絡(luò)調(diào)制中最常見，例如MQAM調(diào)制；●外因是由于外界的影響所導(dǎo)致已調(diào)信號(hào)包絡(luò)

的起伏，這在恒定包絡(luò)調(diào)制中常見，例如MPSK已調(diào)波，經(jīng)過濾波器或衰落信道后所

導(dǎo)致的包絡(luò)起伏。第三章數(shù)字調(diào)制解調(diào)2023/2/4結(jié)論：當(dāng)變化的包絡(luò)經(jīng)過非線性器件后，就會(huì)由于三階互調(diào)效應(yīng)，產(chǎn)生信號(hào)失真，失真包括：●

由于交調(diào)產(chǎn)物導(dǎo)致帶內(nèi)產(chǎn)生自干擾；●

因包絡(luò)變化導(dǎo)致的寄生調(diào)幅和寄生調(diào)相，即AM-AM、AM-PM；●

頻譜再生等。以上就是非線性信道的作用，對(duì)信號(hào)產(chǎn)生的消極影響。第三章數(shù)字調(diào)制解調(diào)2023/2/4（2）變包絡(luò)線性調(diào)制在非線性信道中的性能通過仿真，我們可以看到在沒有熱噪聲引入的情況下，線性調(diào)制方案QPSK、16QAM，在具有HPA的非線性系統(tǒng)中的性能。仿真中加入了奈奎斯特濾波器以消除碼間干擾。本部分包括3個(gè)內(nèi)容：(a)QPSK經(jīng)過濾波后的包絡(luò)變化(b)QPSK方案的仿真(c)16QAM方案的仿真第三章數(shù)字調(diào)制解調(diào)2023/2/4(a)QPSK經(jīng)過濾波后的包絡(luò)變化第三章數(shù)字調(diào)制解調(diào)圖3-34QPSK信號(hào)濾波前后的波形2023/2/4QPSK信號(hào)可以產(chǎn)生相位突變，當(dāng)相繼碼元同時(shí)轉(zhuǎn)變時(shí)會(huì)出現(xiàn)π的相位突變，這會(huì)使QPSK已調(diào)波信號(hào)的包絡(luò)出現(xiàn)零交點(diǎn)，如圖3-34（a）所示的P點(diǎn)，因而在其信號(hào)功率譜上將產(chǎn)生很強(qiáng)的旁瓣分量，這種信號(hào)再經(jīng)過頻帶受限的信道，例如濾波器時(shí)，則由于旁瓣分量的濾除會(huì)產(chǎn)生包絡(luò)上的起伏，如圖3-34（b）所示。這種包絡(luò)起伏（變化）進(jìn)入非線性器件后將會(huì)產(chǎn)生如式（3-80）所表現(xiàn)的效應(yīng)。由于交調(diào)產(chǎn)物導(dǎo)致帶內(nèi)產(chǎn)生自干擾；因包絡(luò)變化導(dǎo)致的寄生調(diào)幅和寄生調(diào)相，即AM-AM、AM-PM、頻譜再生等。第三章數(shù)字調(diào)制解調(diào)(b)QPSK方案的仿真圖3-35所示仿真的頻譜圖，可以看出經(jīng)HPA之后，信號(hào)的邊帶譜再生非常明顯，HPA之前的主副瓣幅度相差近40dB；HPA之后主副瓣幅度相差近20dB。第三章數(shù)字調(diào)制解調(diào)圖3-35仿真的QPSK傳輸信號(hào)頻譜圖2023/2/4第三章數(shù)字調(diào)制解調(diào)圖3-36仿真中QPSK接收信號(hào)的眼圖與星座圖2023/2/4圖3-36（a）為仿真的眼圖，仿真中假設(shè)系統(tǒng)已具備了無碼間干擾的條件，但圖中可看出碼間干擾卻重現(xiàn)了，這是由于非線性的互調(diào)干擾所造成ISI重現(xiàn)。圖3-36（b）為仿真的星座圖，星座點(diǎn)發(fā)生了偏移和擴(kuò)展，偏移是由于HPA的非線性產(chǎn)生的AM-PM所導(dǎo)致，但其偏移具有一定的方向性；星座點(diǎn)本身的擴(kuò)展是由于HPA的非線性產(chǎn)生的AM-AM所導(dǎo)致。第三章數(shù)字調(diào)制解調(diào)(c)16QAM方案的仿真2023/2/4圖3-37是仿真星座圖，圖中表明星座點(diǎn)和星座點(diǎn)的位置發(fā)生了嚴(yán)重的失真和偏移，這也是由于AM-AM、AM-PM所致。注意：16QAM每個(gè)星座點(diǎn)的偏移方向是隨機(jī)性的，這與圖3-35（b）的QPSK星座點(diǎn)有規(guī)律的偏移是有明顯區(qū)別的。第三章數(shù)字調(diào)制解調(diào)圖3-37仿真16-QAM接收信號(hào)擴(kuò)散的星座圖2023/2/4圖3-38是16QAM與QPSK頻譜再生的比較圖:旁瓣的幅度16QAM較QPSK高大約7～8dB。這說明在頻譜再生方面，16QAM較QPSK更嚴(yán)重。第三章數(shù)字調(diào)制解調(diào)圖3-38HPA輸出頻譜再生：16-QAM（-）與QPSK（…）2023/2/4比較圖3-36和圖3-37發(fā)現(xiàn)，信號(hào)包絡(luò)變化更大時(shí)，其在非線性信道中的失真也更嚴(yán)重。例如16QAM的包絡(luò)變化較QPSK更大，因?yàn)镼AM方案存在著自身固有的幅度變化因素,由此我們得出：在非線性信道中，(1)已調(diào)波包絡(luò)變化是使線性調(diào)制性能變壞的本質(zhì)原

因。(2)造成已調(diào)波包絡(luò)變化有內(nèi)因,包絡(luò)的故有變化

（MQAM)；和外因，經(jīng)過濾波器或衰落信道

后導(dǎo)致的包絡(luò)起伏(MPSK)。(3)因此應(yīng)保持已調(diào)信號(hào)的包絡(luò)恒定；若無法實(shí)現(xiàn)

恒定包絡(luò)，使包絡(luò)幅度變化最小也是可取的第三章數(shù)字調(diào)制解調(diào)2023/2/4包絡(luò)變化的大小在星座圖上的體現(xiàn)，就是相鄰符號(hào)轉(zhuǎn)換時(shí)，星座點(diǎn)的相位轉(zhuǎn)移是否通過星座圖的原點(diǎn)，如果通過，則表示載波信號(hào)的相位發(fā)生了π的轉(zhuǎn)移，信號(hào)濾波后在轉(zhuǎn)換過程中包絡(luò)會(huì)降到零，即包絡(luò)幅度變化最大；如圖3-34所示。所以我們盡量使相鄰符號(hào)轉(zhuǎn)換時(shí)對(duì)應(yīng)的載波相位轉(zhuǎn)移遠(yuǎn)離π，即不通過原點(diǎn)，以保證包絡(luò)的變化盡可能地小。由此提出了在非線性信道中優(yōu)化的線性調(diào)制方案：OQPSK（OffestQPSK）和π/4DQPSK（π/4shiftedQPSK）。第三章數(shù)字調(diào)制解調(diào)2023/2/42.OQPSK(1)原理我們將OQPSK與QPSK的產(chǎn)生原理框圖畫在一起.第三章數(shù)字調(diào)制解調(diào)圖3-39QPSK和OQPSK信號(hào)的產(chǎn)生原理2023/2/4兩者相似，所不同的是在OQPSK中，基帶的正交之路有一個(gè)Tb（比特）的時(shí)間偏移。在一個(gè)碼元T內(nèi)，已調(diào)波表達(dá)式可寫成:（3-82）(2)包絡(luò)特性及星座圖第三章數(shù)字調(diào)制解調(diào)QPSK和OQPSK對(duì)應(yīng)的同相支路（I）和正交支路（Q）基帶波形如圖3-40所示，從圖中可看出：2023/2/4第三章數(shù)字調(diào)制解調(diào)2023/2/4QPSK的I、Q兩路數(shù)據(jù)時(shí)間同步，能同時(shí)變化，如P點(diǎn)；OQPSK的I、Q兩路數(shù)據(jù)時(shí)間交錯(cuò)，不能同時(shí)變化，即：所以QPSK載波相位的最大相位跳變?yōu)棣?，帶限后其包絡(luò)幅度會(huì)降到0，故包絡(luò)起伏很大；

OQPSK載波相位最大相位跳變量被限制為π/2，帶限后其包絡(luò)幅度不會(huì)降到0，起伏大大降低了。第三章數(shù)字調(diào)制解調(diào)2023/2/4【注】：比較圖（a）和（b），可以看出由于OQPSK碼元轉(zhuǎn)換頻度兩倍于QPSK，使符

號(hào)定時(shí)難度增加了。（3）頻譜特性與誤碼性能由于OQPSK和QPSK時(shí)域信號(hào)只有相位的變化，因此其對(duì)應(yīng)的功率譜是相等的，即式（3-50）也是OQPSK信號(hào)的功率譜，所以O(shè)QPSK和QPSK的帶寬及頻譜效率相同。第三章數(shù)字調(diào)制解調(diào)2023/2/4（3-83）由于OQPSK的I/Q分量相互獨(dú)立，星座圖判決區(qū)和QPSK一致，所以在相干解調(diào)時(shí)其誤碼性能與QPSK相同，即第三章數(shù)字調(diào)制解調(diào)2023/2/4原始碼經(jīng)過差分編碼后，再進(jìn)行π/4QPSK調(diào)制，就是π/4DQPSK信號(hào)。

π/4QPSK和π/4DQPSK的區(qū)別在于原始信息在載波的承載規(guī)則不同，π/4QPSK信號(hào)中原始信息承載在已調(diào)載波的實(shí)際相位上；而π/4DQPSK信號(hào)中原始信息承載在相鄰碼元的載波相位的變化上。這和BPSK與2DPSK相對(duì)應(yīng)。如表3-2所示。3.π/4QPSK和π/4DQPSK(1)π/4QPSK與π/4DQPSK的關(guān)系第三章數(shù)字調(diào)制解調(diào)2023/2/4輸入原始碼組π/4QPSKπ/4DQPSKdIdQ載波的實(shí)際相位θk載波相位的變化Δθk11π/4π/4?113π/43π/4?1?1?3π/4?3π/41?1?π/4?π/4表3-2 π/4DQPSK與π/4QPSK信號(hào)相對(duì)于載波相位的對(duì)應(yīng)規(guī)則比較

●π/4QPSK信號(hào)中原始信息決定已調(diào)載波的實(shí)際相位●

π/4DQPSK信號(hào)中原始信息決定已載波相位的變化第三章數(shù)字調(diào)制解調(diào)2023/2/4由于π/4DQPSK信號(hào)原始碼經(jīng)過差分編碼，故在接收端可使用非相干解調(diào)（檢測）即差分檢測，因而使接收機(jī)的設(shè)計(jì)更加簡單。在衰落信道和多徑彌散的情況下，π/4DQPSK方案較π/4QPSK方案應(yīng)用更廣泛。

由于兩者只是在原始數(shù)據(jù)處理上的不同，而其調(diào)制特性相同，因此π/4DQPSK與π/4QPSK的功率譜是相同的，所以O(shè)QPSK和QPSK的帶寬及頻譜效率相同。我們下面的討論以π/4DQPSK為主來討論第三章數(shù)字調(diào)制解調(diào)2023/2/4（2）π/4DQPSK原理π/4DQPSK調(diào)制方案是OQPSK和QPSK方案的折中，在最大相位偏移上，介于OQPSK的π/2與QPSK的π之間，為3π/4。因此，帶限π/4DQPSK信號(hào)在包絡(luò)起伏方面要小于帶限QPSK信號(hào)；對(duì)包絡(luò)的變化比OQPSK更敏感，但其定時(shí)恢復(fù)要比OQPSK容易。該方案能在實(shí)際中大量使用源于它可以采用差分編碼，進(jìn)而在接收端使用非相干解調(diào)（檢測）即差分檢測，因而使接收機(jī)的設(shè)計(jì)更加簡單。在衰落信道和多徑彌散的情況下，π/4DQPSK方案要比OQPSK方案表現(xiàn)得更具有健壯性。第三章數(shù)字調(diào)制解調(diào)2023/2/4π/4DQPSK信號(hào)的載波相位變化Δθk為π/4或3π/4，其星座圖如圖3-41所示。此圖可以看成是由3.3.2小節(jié)圖3-20中的兩個(gè)星座圖交織而構(gòu)成的，星座點(diǎn)在兩個(gè)星座中交替轉(zhuǎn)移，從星座圖中可以明顯看到：轉(zhuǎn)移過程中，沒有穿過原點(diǎn)。第三章數(shù)字調(diào)制解調(diào)圖3-41π/4DQPSK信號(hào)的星座圖2023/2/4π/4DQPSK的調(diào)制原理框圖如3-42所示。dI與dQ為原始碼元，即絕對(duì)碼。mI和mQ為dI與dQ的差分碼。參考上圖，可得π/4DQPSK信號(hào)的表達(dá)式為：第三章數(shù)字調(diào)制解調(diào)圖3-42π/4-DQPSK信號(hào)的產(chǎn)生原理框圖2023/2/4（3-90）g(t)為形成脈沖函數(shù)，參考式（3-21）其功率譜為：（3-91）為形成脈沖函數(shù)的功率譜。第三章數(shù)字調(diào)制解調(diào)2023/2/4（3）π/4DQPSK解調(diào)π/4DQPSK信號(hào)可以采用I/Q相干解調(diào)和非相干解調(diào)，非相干解調(diào)包括：基帶差分檢測、中頻差分檢測、鑒頻器檢測。（a）I/Q相干解調(diào)π/4DQPSK信號(hào)的I/Q相干解調(diào)在MF判決以前與QPSK信號(hào)的I/Q相干解調(diào)完全相同。所不同的是MF判決之后要進(jìn)行相對(duì)碼到絕對(duì)碼的差分譯碼，再經(jīng)過并/串變換，最后輸出原始數(shù)據(jù)。第三章數(shù)字調(diào)制解調(diào)2023/2/4（b）非相干解調(diào)之中頻差分檢測第三章數(shù)字調(diào)制解調(diào)圖3-43π/4-DQPSK信號(hào)的I/Q解調(diào)2023/2/4它是由兩路正交的差分解調(diào)器獨(dú)立進(jìn)行的，利用這種方法解調(diào)后不需要再經(jīng)過相對(duì)碼到絕對(duì)碼的差分譯碼過程，直接就可輸出原始絕對(duì)碼，同時(shí)也不需要相干載波恢復(fù)電路，因此電路結(jié)構(gòu)簡單實(shí)用。第三章數(shù)字調(diào)制解調(diào)圖3-44π/4-DQPSK信號(hào)中頻差分解調(diào)框圖2023/2/4§3.5非線性調(diào)制非線性調(diào)制的特點(diǎn)：●

幅度保持恒定，所以不需要后濾波保持包絡(luò)的恒

定，因此非線性調(diào)制又稱為恒定包絡(luò)調(diào)制?！穹蔷€性調(diào)制非常適合在非線性信道中使用●恒包絡(luò)調(diào)制方案可以采用限幅器的鑒頻器解調(diào)方

式，簡化了接收機(jī)設(shè)計(jì)，提高了抗噪性能。●

非線性調(diào)制已調(diào)波帶寬較線性調(diào)制方案要寬。第三章數(shù)字調(diào)制解調(diào)2023/2/4非線性調(diào)制方案包括：MFSK、MSK、GMSK等，本節(jié)將對(duì)他們進(jìn)行分析。1.BFSK2.MSK3.正交BFSK的功率譜4.GMSK5.MFSK第三章數(shù)字調(diào)制解調(diào)本節(jié)包括：1.BFSK原理(2)調(diào)制指數(shù)h(3)BFSK的產(chǎn)生(4)BFSK的相關(guān)接收本部