鎖相環(huán)路：第6章 鎖相環(huán)路的應(yīng)用

1、第6章 鎖相環(huán)路的應(yīng)用 第1節(jié) 跟蹤濾波器第2節(jié) 調(diào)制器與解調(diào)器第3節(jié) 頻率合成第4節(jié) 載波同步第5節(jié) 位同步第6節(jié) FM立體聲解碼 第7節(jié) 彩色副載波同步第8節(jié) 電動(dòng)機(jī)轉(zhuǎn)速控制第9節(jié) 鎖相接收機(jī)第10節(jié) 其它應(yīng)用第1節(jié) 跟蹤濾波器 跟蹤濾波器是一個(gè)帶通濾波器，其中心頻率能自動(dòng)地跟蹤輸入信號(hào)載波頻率的變化。由鎖相環(huán)路工作原理知道，鎖相環(huán)路本身就具有這樣的性能，只是其輸出信號(hào)的相位可能(取決于所用鑒相器的類型)與輸入信號(hào)相位差90而已。 圖6-1(b)為輸入衰落信號(hào)情況下，鎖相環(huán)路的輸入與輸出信號(hào)的波形。鎖相環(huán)路作為跟蹤濾波器時(shí)應(yīng)從壓控振蕩器輸出uo(t)，在窄帶設(shè)計(jì)條件下它是經(jīng)過提純的輸入信號(hào)

2、載波，可用于信號(hào)的相干解調(diào)等。 圖6-1 鎖相環(huán)路跟蹤衰落信號(hào) 根據(jù)壓控振蕩器的特性，它的瞬時(shí)振蕩頻率當(dāng)環(huán)路鎖定時(shí)，v(t)=i(t)，因而 一、跟蹤特性 鎖相環(huán)路的跟蹤特性是可以測(cè)量的。以CMOS集成鎖相環(huán)路5G4046構(gòu)成的跟蹤濾波器如圖6-2(a)。在電源電壓為10V，中心頻率fo=100kHz的情況下，用XY記錄儀直接測(cè)得的結(jié)果如圖6-2(b)。 圖 6-2 鎖相環(huán)路跟蹤特性的測(cè)量圖 6-2 鎖相環(huán)路跟蹤特性的測(cè)量 當(dāng)輸入頻率下降時(shí)得到圖中實(shí)線，在fi=f3=1208kHz處環(huán)路捕獲，在fi=f1=41kHz處失鎖。由此可算得環(huán)路的同步帶捕獲帶 二、頻率特性 鎖相環(huán)路對(duì)輸入高頻信號(hào)的帶

3、通特性是由環(huán)路傳遞函數(shù)的低通特性所決定的。設(shè)輸入信號(hào)被正弦音頻信號(hào)調(diào)頻，則輸入瞬時(shí)頻率為 式中c是載頻；為調(diào)制音頻；為峰值頻偏。 根據(jù)第一章的定義，輸入相位為(6-1)(6-2) 只要環(huán)路工作在線性范圍，環(huán)路濾波器的輸出uc(t)也是頻率為的正弦波，它的幅度為式中H(j)是環(huán)路的閉環(huán)頻率響應(yīng)； 1(j)是正弦相位信號(hào)1(t)的幅度。 根據(jù)(6-2)式(6-3) 將(6-4)式代入(6-3)式得到 (6-4)(6-5) 圖 6-3 跟蹤濾波器的頻率特性圖 6-3 跟蹤濾波器的頻率特性第2節(jié) 調(diào)制器與解調(diào)器 一、調(diào)幅信號(hào)的調(diào)制與解調(diào) 1. 調(diào)幅信號(hào)設(shè)未調(diào)載波為 式中Uc為載波幅度；c為載頻。調(diào)制信

4、號(hào)為 (6-6) (6-7) 為分析簡(jiǎn)化，式中信號(hào)幅度已經(jīng)歸一。經(jīng)調(diào)幅后產(chǎn)生的調(diào)幅信號(hào)為(6-8) 2調(diào)制器 用集成鎖相環(huán)路很容易構(gòu)成一個(gè)性能良好的AM調(diào)制器。這時(shí)，環(huán)中的相乘器不再作鑒相器應(yīng)用，而是直接用它的相乘功能；壓控振蕩器也不再作被控振蕩器，而是直接產(chǎn)生載波信號(hào)。 由此構(gòu)成如圖6-4框圖。圖 6-4 AM調(diào)制器原理圖 3解調(diào)器 常用的AM信號(hào)解調(diào)器是峰值檢波器。這種電路無法抑制信號(hào)所伴隨的噪聲，解調(diào)輸出信噪比較差。若用同步解調(diào)則可抑制噪聲，使解調(diào)輸出信噪比得到改善。 設(shè)帶有載波的DSBAM信號(hào)為(6-9) 圖 6-6 AM信號(hào)同步解調(diào)的原理圖 同步的恢復(fù)載波為 這兩個(gè)信號(hào)相乘即可實(shí)現(xiàn)同

5、步解調(diào)(6-10) (6-11) 圖 6-7 AM信號(hào)的PLL同步解調(diào)圖 6-7 AM信號(hào)的PLL同步解調(diào) 二、模擬調(diào)頻和調(diào)相信號(hào)的調(diào)制與解調(diào) 1.調(diào)頻與調(diào)相信號(hào)仍設(shè)幅度為1的單一頻率的調(diào)制信號(hào) uF(t)=sin(t+) (6-12) 則調(diào)頻信號(hào)為 uFM(t)=Uc sinc+uF(t)t (6-13) 式中c為載頻； Uc為載波幅度； 為峰值頻偏。 將(6-12)式代入(6-13)式得 uFM(t)=Uc sinc*+ sin(t+)t (6-14) 已調(diào)信號(hào)的幅度為常數(shù)，其瞬時(shí)頻率正比于調(diào)制信號(hào)。 調(diào)頻信號(hào)也可以用頻譜來表示。單一頻率正弦信號(hào)調(diào)制的調(diào)頻信號(hào)，其頻譜不再像調(diào)幅信號(hào)那樣是三

6、條譜線，而是有無限多的譜線。譜線的頻率為c ，c2,，cn，其中n為正整數(shù)。第n對(duì)譜線的幅度為(設(shè)Uc=1)(6-15) 調(diào)頻信號(hào)可分為窄帶和寬帶兩類。所謂窄帶調(diào)頻信號(hào)是指峰值頻偏遠(yuǎn)小于調(diào)制頻率，即mf1，有很多譜線。作為一個(gè)粗略的近似，可忽略nmf的那些頻譜，其帶寬可近似為(6-16) (6-17) 調(diào)相信號(hào)的特征是其瞬時(shí)相位與調(diào)制信號(hào)成正比，可表示為 uPM(t)=Uc sinct+uF(t) (6-18) 式中為峰值相偏。若調(diào)制信號(hào)仍同(6-12)式，則代入(6-18)式得 uPM(t)=Uc sinct+ sin(t+) (6-19) 它的頻譜也包含有一組間隔為的譜線。頻率為cn的頻譜

7、幅度為(設(shè)Uc=1) A(cn)=Jn() (6-20)圖 6-8 FM與PM的轉(zhuǎn)換 每個(gè)壓控振蕩器自身就是一個(gè)調(diào)頻調(diào)制器，因?yàn)樗乃矔r(shí)頻率正比于輸入控制信號(hào)。圖6-8說明如何將一個(gè)調(diào)頻調(diào)制器變換成一個(gè)調(diào)相調(diào)制器。調(diào)制信號(hào)uF(t)經(jīng)微分后得 式中Td是一個(gè)常數(shù)。uf(t)控制VCO得到輸出瞬時(shí)頻率為VCO的瞬時(shí)相位為(6-21) (6-22) 令KoTd=，則VCO輸出信號(hào)可表示為 uo(t)=Uc sinot+uF(t) 這就是一個(gè)載波頻率等于VCO自由振蕩頻率o的調(diào)相信號(hào)，與(6-18)式相同，說明圖6-8完成了調(diào)頻信號(hào)與調(diào)相信號(hào)之間的變換。 2 調(diào)制器 壓控振蕩器可以直接用作FM調(diào)制器

8、。但是由于它的振蕩頻率的溫度漂移以及控制特性的非線性等，不能產(chǎn)生高質(zhì)量的FM信號(hào)。 應(yīng)用如圖6-9所示的PLL調(diào)制器，可以獲得FM或PM信號(hào)。其載頻穩(wěn)定度很高，可以達(dá)到晶體振蕩器的頻率穩(wěn)定度。根據(jù)環(huán)路的線性相位模型，可以導(dǎo)出在調(diào)制信號(hào)uF(t)作用下， 環(huán)路的輸出相位(以下均用它們的拉普拉斯變換表示) 圖 6-9 PLL調(diào)制器 (6-23) VCO輸出頻率相對(duì)于自由振蕩頻率o的頻偏即為s2(s)。由上式可得(6-24) 若要產(chǎn)生PM信號(hào)，需使輸出相位2(s)與調(diào)制信號(hào)成正比。從(6-23)式可見，若先將調(diào)制信號(hào)經(jīng)過微分得到sUF(s)，再代入(6-23)式，即可得到(6-25) 為保證調(diào)制器具

9、有同樣良好的低頻調(diào)制特性，可用鎖相環(huán)路構(gòu)成一種所謂兩點(diǎn)調(diào)制的寬帶FM調(diào)制器，其組成框圖如圖6-10。 圖 6-10 兩點(diǎn)調(diào)制的寬帶FM調(diào)制器 在環(huán)路的線性相位模型上，可以分別計(jì)算uF1(t)和uF2(t)的調(diào)制作用。uF1(t)產(chǎn)生的輸出相位為 (6-26) uF2(t)產(chǎn)生的輸出相位為 (6-27) 式中Kp是前端調(diào)相器的調(diào)制增益?？偟妮敵鱿辔粸?將此代入上式得 (6-28) 3.解調(diào)器調(diào)制跟蹤的鎖相環(huán)路本身就是一個(gè)FM解調(diào)器，從壓控振蕩器輸入端得到解調(diào)輸出。系統(tǒng)的框圖如圖6-11。發(fā)射機(jī)部分用一PLL集成電路構(gòu)成，VCO作為FM調(diào)制器;PD用一個(gè)相乘器，這里用作緩沖放大，只要在另一端加一固

10、定偏置電壓即可。接收機(jī)是一通用的線性PLL電路。利用PLL良好的調(diào)制跟蹤特性，使PLL跟蹤輸入FM信號(hào)瞬時(shí)相位的變化，從而從VCO控制端獲得解調(diào)輸出。 圖 6-11 FM通信系統(tǒng) 假設(shè)輸入FM信號(hào)，環(huán)路處于線性跟蹤狀態(tài)，且信號(hào)載頻c等于VCO自由振蕩頻率，則由 (6-14) 式可得到輸入相位(6-29)設(shè)PLL的閉環(huán)頻率響應(yīng)為H(j)，則輸出相位為(6-30) 因而解調(diào)輸出電壓為 圖 6-12 幾種FM解調(diào)器電路 圖 6-12 幾種FM解調(diào)器電路 圖 6-12 幾種FM解調(diào)器電路 三、數(shù)字調(diào)頻和調(diào)相信號(hào)的調(diào)制與解調(diào) 1. 數(shù)字信號(hào)調(diào)頻與調(diào)相最常見的數(shù)字調(diào)頻與調(diào)相信號(hào)是，二元數(shù)據(jù)信號(hào)的移頻鍵控信

11、號(hào)FSK，以及移相鍵控信號(hào)PSK。 2.數(shù)字調(diào)頻信號(hào)的產(chǎn)生從原理上講，方波調(diào)頻與前面講過的模擬信號(hào)調(diào)頻沒有什么本質(zhì)的不同。這里著重介紹一些適用的實(shí)際電路。 圖 6-13 FSK信號(hào)和PSK信號(hào)圖 6-14 FSK調(diào)制器 3. 解調(diào)器用PLL解調(diào)FSK信號(hào)有兩種不同的方法。第一種是用一個(gè)PLL使其始終對(duì)輸入信號(hào)的頻率鎖定或跟蹤。第二種方法是用一個(gè)PLL對(duì)FSK信號(hào)中的一個(gè)頻率鎖定，而對(duì)另一個(gè)頻率則是失鎖的。 圖 6-15 XR-215的FSK解調(diào)電路 圖 6-16 NE560和NE565的FSK解調(diào)電路圖 6-16 NE560和NE565的FSK解調(diào)電路圖6-17 NE564的FSK解調(diào)電路 圖

12、 6-18 電話撥號(hào)音解碼電路 第3節(jié) 頻率合成 一、概述 頻率合成器是將一個(gè)高精確度和高穩(wěn)定度的標(biāo)準(zhǔn)參考頻率，經(jīng)過混頻、倍頻與分頻等對(duì)它進(jìn)行加、減、乘、除的四則運(yùn)算，最終產(chǎn)生大量的具有同樣精確度和穩(wěn)定度的頻率源。 頻率合成的方法主要有三種。最早的合成方法被稱為直接頻率合成，它利用混頻器、倍頻器、分頻器和帶通濾波器來完成對(duì)頻率的四則運(yùn)算。典型的一種直接合成模塊為雙混頻分頻模塊，如圖6-19。 圖 6-19 雙混頻分頻模塊 應(yīng)用鎖相環(huán)路的頻率合成方法稱為間接合成。它是目前應(yīng)用最為廣泛的一種頻率合成方法。鎖相頻率合成的基本框圖如圖6-20。在環(huán)路鎖定時(shí)，鑒相器兩輸入的頻率相同，即 fd是VCO輸出

13、頻率fo經(jīng)N次分頻后得到的，即(6-31) 所以輸出頻率(6-32) (6-33) 圖 6-20 鎖相頻率合成的基本框圖 二、變模分頻合成器 如圖6-20的基本鎖相頻率合成器中，VCO輸出頻率直接加到可編程分頻器上。 各種工藝的可編程分頻器都有一定的上限頻率, 這就限制了這種合成器的最高工作頻率。解決這個(gè)問題的辦法之一是在可編程分頻器的前端加一個(gè)固定模數(shù)V的前置分頻器，如圖6-21所示。 ECL或CaAs的固定模數(shù)分頻器可工作到1GHz以上，這就大大提高了合成器的工作頻率。 采用前置分頻之后，合成器的輸出頻率為圖 6-21 用前置分頻的PLL合成器圖6-22 雙模分頻PLL合成器 在這一個(gè)完整

14、的周期中，輸入的周期數(shù)為 D=(V+1)N2+(N1-N2)V =VN1+N2 (6-36) 若V=10，則 D=10N1+N2 (6-37) 其它的雙模分頻比，例如56、67、89、以及100101也是常用的。若用100101的雙模分頻器，那么V=100 D=100N1+N2 (6-38) 圖 6-23 四模分頻PLL合成器 采用變模分頻器的目的在于使合成器能工作在高于可編程分頻器上限的頻率上。解決這個(gè)問題的另外一個(gè)途徑即是用一個(gè)本機(jī)振蕩器，通過混頻將輸出頻率下移，如圖6-24所示。 圖 6-24 下變頻PLL合成器 fo=Nfr+Fm =(8702870)001+90 =9871187 M

15、Hz 三、多環(huán)頻率合成器 用高參考頻率而且仍能得到高頻率分辨力的一種可能的方法是，在鎖相環(huán)路的輸出端再進(jìn)行分頻，如圖6-25。VCO輸出頻率經(jīng)M次分頻之后為圖 6-25 后置分頻器的PLL合成器圖 6-26 三環(huán)鎖相頻率合成器 合成器的頻率轉(zhuǎn)換時(shí)間是由A、B、C三個(gè)環(huán)共同決定的。因?yàn)锳、B兩個(gè)環(huán)的參考頻率fr=100 kHz，C環(huán)的參考頻率更高，*所以即使頻率分辨力達(dá)到1 kHz，而總的頻率轉(zhuǎn)換時(shí)間仍為圖 6-27 CMOS集成雙環(huán)合成器 環(huán)路的輸出頻率 四、小數(shù)分頻合成器 鎖相頻率合成器的基本特性是，每當(dāng)可編程分頻器的分頻比改變1時(shí)，得到輸出頻率增量為參考頻率fr。為提高頻率的分辨力就需減小

16、參考頻率fr，這對(duì)轉(zhuǎn)換時(shí)間等性能是十分不利的。我們?cè)O(shè)想，假若可編程分頻器能提供小數(shù)的分頻比，每次改變某位小數(shù)，那就能在不降低參考頻率的情況下提高頻率分辨力了。這是一個(gè)理想的辦法，可惜數(shù)字分頻器本身無法實(shí)現(xiàn)小數(shù)分頻。 圖 6-28 小數(shù)分頻PLL合成器圖 6-29 圖6-28電路的波形圖 五、頻率合成器實(shí)例 (1)圖6-30是一個(gè)用MC145106構(gòu)成的單環(huán)鎖相頻率合成器,作為民用電臺(tái)的發(fā)射機(jī)主振和接收機(jī)第一、第二本振。 圖6-30 單工民用電臺(tái)用單環(huán)鎖相頻率合 成器 (2) 圖6-31是用MC145106構(gòu)成的雙環(huán)鎖相頻率合成器,應(yīng)用于航空電臺(tái)。圖崐中上部是一個(gè)VHF環(huán),參考振蕩頻率為1024

17、 MHz,鑒相頻率為fr1=5 kHz。 圖 6-31 雙環(huán)鎖相頻率合成器 (3) 圖6-32是用MC145152構(gòu)成的前置雙模分頻的鎖相頻率合成器,用于航空導(dǎo)航接收機(jī)。圖中MC3393P是雙模前置分頻器,按V/(V+1)(V=15)模式工作,其最高工作頻率是140 MHz。參考振蕩頻率為32 MHz?，F(xiàn)置定RA2 RA1 RA0=001,可查得參考分頻比為64,則鑒相器工作頻率為50 kHz?？刂芅=114127,A=014,即可合成需要的頻段8600095950 MHz。圖 6-32 導(dǎo)航接收機(jī)用前置雙模分頻鎖相頻率合成器 第4節(jié) 載波同步 一、平方環(huán) 接收信號(hào)本身雖然沒有載波的頻譜分量,

18、但顯然內(nèi)中含有載頻的信息,只要經(jīng)過非線性變換即可產(chǎn)生載波的倍頻分量,例如BPSK信號(hào) ui(t)=Uim(t)sinot+1(t) (6-40) 當(dāng)ui(t)與噪聲n(t)同時(shí)進(jìn)入接收機(jī)之后,只要經(jīng)過平方律的非線性變換,即可產(chǎn)生2o的頻譜分量,即 ui(t)+n(t)2= Ui2m2(t)sin2o(t)+1(t) +2Uim(t)sinot+1(t)n(t)+n2(t) (6-41) 設(shè)輸入帶通濾波器的帶寬Bi足夠?qū)?可以不失真地傳輸原始數(shù)據(jù)信號(hào)m(t),而Bi與中心頻率o相比又小得多,故輸出n(t)為帶限自高斯噪聲,可表示為 n(t)=nc(t)cosot-ns(t)sinot =Nc(t

19、)cosot+1(t)-Ns(t)sinot+1(t) (6-42) 式中 Nc(t)=nc(t)cos1(t)+ns(t)+sin1(t) Ns(t)=-nc(t)sin1(t)+ns(t)cos1(t) (6-43) 圖6-33 平方環(huán) 將此代入 (6-41) 式,經(jīng)2o帶通濾波器提取出2o附近的成分,得輸出信號(hào)為 它與壓控振蕩器輸出電壓(6-44)相乘,經(jīng)環(huán)路濾波器濾除4o的分量,得到誤差電壓(6-46) (6-45) 其中Km為相乘器的系數(shù);(6-47) 為等效噪聲電壓。 據(jù)此可建立環(huán)路方程(6-48) 式中Ko是VCO的靈敏度,F(p)是LF的傳輸算子,相應(yīng)的等效模型如圖6-34。圖

20、中等效鑒相器特性 D(e)=Kdsin2e(t) (6-49) 它仍是一個(gè)正弦鑒相器,只是周期不是2,而是。 經(jīng)過線性近似,即當(dāng)e(t)比較小時(shí) Kdsin2e(t)2Kde(t) 則方程 (6-48) 式簡(jiǎn)化為(6-50) 圖6-34 平方環(huán)的等效模型 圖6-35 平方環(huán)線性化噪聲相位模型 利用這個(gè)模型,可在已知輸入信號(hào)功率Ps、輸入噪聲單邊功率譜密度No等條件下,求得環(huán)路的輸出相位噪聲方差 (6-51) 二、同相正交環(huán) 同相正交環(huán)又稱考斯塔斯 (Costas) 環(huán),其組成如圖6-36。接收信號(hào)被分別送到上下兩個(gè)支路的兩個(gè)鑒相器上,上支路與VCO輸出正交鑒相,下支路與經(jīng)90相移的VCO輸出同

21、相鑒相。上下鑒相器輸出經(jīng)低通過濾之后相乘,獲得誤差電壓通過環(huán)路濾波器之后去控制VCO的相位與頻率。 圖6-36同相正交環(huán)中,除VCO和LF之外的所有部分的作用是,在接收信號(hào) (6-52)圖6-36 同相正交環(huán) 和VCO輸出信號(hào) 共同作用之下,產(chǎn)生一個(gè)誤差電壓 Ud(t) ,所以它完全等效為一個(gè)鑒相器。不難證明,誤差電壓(6-53) (6-54)(6-55) 是這個(gè)等效鑒相器的靈敏度;(6-56) 第5節(jié) 位同步 一、非線性變換濾波法 歸零碼中含有碼元速率的頻譜譜線,可以用鎖相環(huán)路直接提取位同步信號(hào)。歸零碼所需的帶寬約為非歸零碼的一倍,因此更為常用的數(shù)據(jù)信號(hào)是非歸零碼。因?yàn)榉菤w零碼中沒有碼元速率

22、的譜線,碼元同步的提取需先對(duì)碼序列進(jìn)行非線性變換,以恢復(fù)其位信號(hào)之后才能用鎖相環(huán)路來提取,方法如圖6-37。 圖6-37 非歸零碼的位同步 二、同相中相位同步環(huán) 與同作載波同步的同相正交環(huán)相類比,可以構(gòu)成用于位同步的同相中相環(huán),如圖6-38。 圖6-38 同相中相位同步環(huán) 設(shè)輸入信號(hào)為 x(t)=m(t-) (6-57) 同相積分區(qū)間為 (6-58) 中相積分區(qū)間為(6-59) 圖6-39 三種情況下的同相和中相積分 判決器的輸出為 轉(zhuǎn)換判別器的輸出為 (6-60) (6-61) 相乘器輸出 ud(t)=IkJk (6-62) 由于輸入碼元序列出現(xiàn)數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換的概率為1/2,故平均誤差電壓 (6-

23、63)(6-64) (6-65)(6-66) (6-67) 圖6-40 同相中相位同步環(huán)的歸一化等效鑒相特性(=1) 圖6-41 同相中相位同步環(huán)歸一化等效鑒相特性(=1/2) 三、早遲積分清除位同步環(huán) 圖6-42為絕對(duì)值型早遲積分清除位同步環(huán),信號(hào)與噪聲一起同時(shí)進(jìn)入早、遲積分器。圖6-42 絕對(duì)值型早遲積分清除位同步環(huán) 由圖6-43可見,早積分器的清除時(shí)刻超前于遲積分器的清除時(shí)刻,超前量為T-2。為使兩者在時(shí)間上對(duì)齊,圖中的延遲是必要的。兩路積分輸出在比較器中相減,則可獲得所需要的誤差電壓,誤差電壓經(jīng)濾波后控制VCO就可實(shí)現(xiàn)同步。 同樣,早遲積分清除位同步環(huán)中,除了VCO和LF之外的全部電路

24、可等效為一個(gè)鑒相器,其等效鑒相特性為 D(e/T)=2KATsDn(e/T) (6-68) 式中Dn(e/T)為歸一化等效鑒相特性(6-69) 圖6-43 早、遲積分器的積分區(qū)域 圖6-44 絕對(duì)值型早遲積分清除同步環(huán) 的歸一化等效鑒相特性 第6節(jié) FM立體聲解碼 主信號(hào)L+R、附加信號(hào)L-R調(diào)制形成的抑制載波的DSBAM信號(hào)，再加上19kHz的導(dǎo)頻信號(hào)，組成了立體聲復(fù)合信號(hào)，即(6-70) 圖6-45 立體聲復(fù)合信號(hào)的頻譜 鎖相環(huán)FM立體聲解碼器的框圖如圖6-46。它主要有三部分組成：產(chǎn)生19kHz方波信號(hào)的鎖相環(huán)路、鎖定指示器和解碼器。圖6-46 鎖相環(huán)FM立體聲解碼器框圖 同步解調(diào)，在V

25、1的輸出端得到 UL=05(L+R)+032(L-R) =082L+018R在V2的輸出端得到 UR=05(L+R)-032(L-R) =018L+082R 經(jīng)后續(xù)網(wǎng)絡(luò)的合成，L輸出端得到 UL-022UR=078L R輸出端得到 UR-022UL=078R圖6-47 5G3361的框圖與應(yīng)用電路圖6-47 5G3361的框圖與應(yīng)用電路第7節(jié) 彩色副載波同步 在彩色電視中，彩色全電視信號(hào)包括亮度信號(hào)、色差信號(hào)、色同步信號(hào)和行同步信號(hào)。其中亮度信號(hào)由三基色組成 EY=03ER+059EG+011EB (6-71) 式中EY、ER、EG和EB分別表示亮度、紅色、綠色和藍(lán)色信號(hào)電壓。 在我國(guó)通用的P

26、AL制中，色度信號(hào)是一種特殊的調(diào)幅信號(hào)。它利用兩個(gè)色差信號(hào)：一個(gè)是紅基色信號(hào)ER和亮度信號(hào)EY之差 E R-Y=ER-EY=07ER-059EG-011EB (6-72) 另一個(gè)是藍(lán)基色信號(hào)EB與亮度信號(hào)EY之差 E B-Y=EB-EY=-03ER-059EG+089EB (6-73) 用這兩個(gè)色差信號(hào)分別對(duì)互為正交的兩個(gè)同頻色副載波sc進(jìn)行平衡調(diào)制，得到 F=E R-Y cossct+E B-Y sinsct(6-74) 在PAL制中，為了克服相位失真而引起的色調(diào)變化，色度信號(hào)是經(jīng)過逐行倒相的，如奇數(shù)行 Fo=E B-Y cossct+E R-Y sinsct偶數(shù)行 e= E B-Y cos

27、sct- E R-Y sinsct圖6-48 PAL制彩色電視的色差信號(hào)解調(diào)圖6-49 D7193AP/P色處理電路框圖第8節(jié) 電動(dòng)機(jī)轉(zhuǎn)速控制 利用鎖相環(huán)路可以很低的成本對(duì)直流電動(dòng)機(jī)轉(zhuǎn)速實(shí)施非常精確的轉(zhuǎn)速控制，這在工業(yè)生產(chǎn)技術(shù)上是十分有用的。與常規(guī)的電機(jī)轉(zhuǎn)速控制技術(shù)相比，鎖相技術(shù)具有明顯的優(yōu)點(diǎn)。典型的電機(jī)控制方案如圖6-50。 圖6-50 電機(jī)轉(zhuǎn)速控制系統(tǒng)框圖 用鎖相環(huán)路構(gòu)成的電機(jī)轉(zhuǎn)速控制系統(tǒng)的框圖如圖6-51，其中VCO已由電機(jī)和光轉(zhuǎn)速表取代。 圖6-51 PLL電機(jī)轉(zhuǎn)速控制系統(tǒng)框圖 在激勵(lì)電壓uc的作用下，電機(jī)轉(zhuǎn)動(dòng)角速度為(6-75)(6-76) (6-77)(6-78)(6-79)圖6-

28、53 普通VCO和電機(jī)階躍響應(yīng)的比較 圖6-54 PLL電機(jī)轉(zhuǎn)速控制系統(tǒng)模型 圖6-54的系統(tǒng)模型可簡(jiǎn)化為圖6-55，前向傳遞函數(shù)用G1(s)表示，反饋網(wǎng)絡(luò)傳遞函數(shù)用G2(s)表示。系統(tǒng)的開環(huán)頻率響應(yīng)則為(6-80) 圖6-55 圖6-54的簡(jiǎn)化圖 第9節(jié) 鎖相接收機(jī) 圖6-56是衛(wèi)星多普勒測(cè)速的示意圖。圖上vR表示衛(wèi)星相對(duì)于地面站的徑向運(yùn)動(dòng)速度，R代表衛(wèi)星至地面站的距離，則有關(guān)系(6-81) 設(shè)衛(wèi)星向地面發(fā)射的信標(biāo)信號(hào)頻率為t，則地面站接收信號(hào)的相位為 (6-82) (6-83)(6-84) 圖6-56 衛(wèi)星多卜勒測(cè)速示意圖圖6-58鎖相接收機(jī)的工作原理可簡(jiǎn)述如下。設(shè)混頻器輸入信號(hào)電壓u1(

29、t)=U1sin1t+m(t) (6-85)式中m(t)為附加調(diào)制相位。倍頻器的輸出電壓為u2(t)=U2cos2t+2 (6-86)混頻器輸出經(jīng)放大后的中頻電壓為u3(t)=U3sin3t+m(t)-2 (6-87) 式中 3=1-2參考信號(hào)電壓為 u4(t)=U4cos(4t-4) (6-88)為分析方便，設(shè)4=0，則鑒相器輸出電壓為 ud(t)=Udsin(3-4)t+m(t)-2 (6-89)圖6-57 雙程多卜勒測(cè)量系統(tǒng) (a)地面系統(tǒng)；(b)相干應(yīng)答器 圖6-58 鎖相接收機(jī)的一般形式 若選擇中放回路的調(diào)諧頻率ir等于t-2，考慮輸入信號(hào)載頻的多卜勒頻移d，則有 1=t+d 3=1-2=ir+d 接收機(jī)設(shè)計(jì)中選擇 ir=4 則有 3-4=d 代入(6-89)式，得鑒相器輸出為 ud(t)=Udsindt+m(t)-2 (6-