小功率光伏并網(wǎng)逆變電源的設(shè)計(jì)39991

1、. . . . I / 41目錄摘要 IABSTRACTII第一章 緒論 11.1 課題的研究背景與意義 11.2 光伏并網(wǎng)發(fā)電系統(tǒng)簡(jiǎn)介 11.3 光伏并網(wǎng)發(fā)電系統(tǒng)對(duì)逆變器的要求 21.4 本文的主要研究容 2第二章 并網(wǎng)逆變器的設(shè)計(jì)與系統(tǒng)的工作原理 32.1 并網(wǎng)逆變器的選擇 32.1.1 并網(wǎng)逆變器結(jié)構(gòu)的選擇 32.1.2 并網(wǎng)逆變器回路方式的選擇 32.1.3 系統(tǒng)的總體方案 42.2 光伏并網(wǎng)發(fā)電系統(tǒng)的工作原理 52.2.1 前級(jí)電路的工作原理 52.2.2 后級(jí)電路的工作原理 6第三章 光伏并網(wǎng)發(fā)電系統(tǒng)的設(shè)計(jì) 83.1 主電路的設(shè)計(jì) 83.2 控制電路與保護(hù)電路的設(shè)計(jì) 83.2.2

2、并網(wǎng)同步的實(shí)現(xiàn) 83.2.3SPWM 波的產(chǎn)生 11. . . . II / 413.2.4 保護(hù)電路 123.3 驅(qū)動(dòng)電路 123.4 輸出濾波電路 133.5 輔助電源設(shè)計(jì) 143.5.1 輔助電源的設(shè)計(jì)要求 143.5.2 輔助電源設(shè)計(jì)電路 143.6 系統(tǒng)的電磁兼容設(shè)計(jì) 153.6.1 硬件方面考慮 153.6.2 軟件方面考慮 163.7 光伏并網(wǎng)逆變器的仿真建模 163.8 控制系統(tǒng)軟件設(shè)計(jì) 17第四章 最大功率點(diǎn)跟蹤方法的比較分析 194.1 恒定電壓跟蹤法 194.2 擾動(dòng)觀測(cè)法 204.3 間歇掃描法 21第五章 光伏并網(wǎng)發(fā)電系統(tǒng)的孤島效應(yīng)與防止策略 225.1 孤島效應(yīng)與其

3、危害 225.2 孤島效應(yīng)的檢測(cè)方法 225.2.1 被動(dòng)檢測(cè)方法 225.2.2 主動(dòng)檢測(cè)方法 235.2.3 外部檢測(cè)方法 23. . . . III / 415.2.4 本論文采用的孤島檢測(cè)的方法 24第六章 總結(jié)與展望 266.1 總結(jié) 266.2 展望 26參考文獻(xiàn) 27. . . . 1 / 41第一章第一章 緒論緒論1.11.1 課題的研究背景與意義課題的研究背景與意義能源是人類社會(huì)生存和發(fā)展的動(dòng)力源泉。隨著社會(huì)經(jīng)濟(jì)的發(fā)展和人類生活水平的提高，世界圍對(duì)能源的需求日益增長(zhǎng)，目前世界能源的利用仍以煤炭、石油、天然氣和水與核能等一次能源為主，然而這些有限的能源儲(chǔ)量正在日趨枯竭。據(jù)世界能

4、源委員會(huì)（WEC）預(yù)測(cè)，按照資源己探明儲(chǔ)量和目前的發(fā)展速度，石油將在 45 年后枯竭，天然氣將在 60 年后殆盡，資源量最大的煤炭也只夠再開(kāi)采 220 年。另外，由于燃燒煤、石油等化石燃料，每年有數(shù)十萬(wàn)噸硫等有害物質(zhì)排向天空，使大氣環(huán)境遭到嚴(yán)重污染，同時(shí)由于大量排放 CO2等溫室氣體而使地球產(chǎn)生明顯的溫室效應(yīng)，引起全球氣候變化；水力發(fā)電受到水力資源的限制和季節(jié)的影響，并且有時(shí)會(huì)破壞當(dāng)?shù)氐纳鷳B(tài)平衡；核電在正常情況下固然是干凈的，但萬(wàn)一發(fā)生核泄漏，后果同樣十分嚴(yán)重，并且核廢料的處理直至今日仍然是一個(gè)全球性待解決的問(wèn)題。自 1973 年世界石油危機(jī)以來(lái)，常規(guī)能源頻頻告急。人們對(duì)能源提出了越來(lái)越高的要

5、求，尋找新能源己經(jīng)是當(dāng)前人類面臨的迫切課題。太陽(yáng)能以其清潔、無(wú)污染，并且取之不盡、用之不竭等優(yōu)點(diǎn)越來(lái)越得到人們的關(guān)注。地球表面每年接受太陽(yáng)的輻射量達(dá) 5.41024 J，相當(dāng)于 1.81014 t 標(biāo)準(zhǔn)煤。若將其中的 0.1%按轉(zhuǎn)換率 5%轉(zhuǎn)換為電能，每年發(fā)電量可達(dá) 5600TWh，相當(dāng)于目前全世界能耗的 40 倍。因此，太陽(yáng)能發(fā)電，必將成為 21 世紀(jì)后期的主導(dǎo)能源。據(jù)歐洲 JRC 預(yù)測(cè)，到未來(lái)的 2100 年時(shí)，太陽(yáng)能在整個(gè)能源結(jié)構(gòu)中將占 68%的份額3。因此，太陽(yáng)能發(fā)電對(duì)今后能源發(fā)展有著特別重要的意義。1.21.2 光伏并網(wǎng)發(fā)電系統(tǒng)簡(jiǎn)介光伏并網(wǎng)發(fā)電系統(tǒng)簡(jiǎn)介光伏并網(wǎng)發(fā)電系統(tǒng)是將太陽(yáng)能電池發(fā)

6、出的直流電轉(zhuǎn)化為與電網(wǎng)電壓同頻同相的交流電，并且實(shí)現(xiàn)既向負(fù)載供電，又向電網(wǎng)發(fā)電的系統(tǒng)。光伏并網(wǎng)發(fā)電系統(tǒng)主要由光伏陣列、并網(wǎng)逆變器、控制器和繼電保護(hù)裝置組成。光伏陣列是光伏并網(wǎng)發(fā)電系統(tǒng)的主要部件，由其將接收到的太能直接轉(zhuǎn)換為電能。目前工程上應(yīng)用的光伏陣列一般是由一定數(shù)量的晶體硅太陽(yáng)能電池組件按照系統(tǒng)需要的電壓的要求串、并聯(lián)組成的。并網(wǎng)逆變器是整個(gè)光伏并網(wǎng)發(fā)電系統(tǒng)的核心，它將光伏陣列發(fā)出的電能逆變成220V50Hz 的正弦波電流并入電網(wǎng)。電壓型逆變器主要由電力電子開(kāi)關(guān)器件組成，以脈寬調(diào)制的形式向電網(wǎng)提供電能?？刂破饕话阌蓡纹瑱C(jī)或 DSP 芯片作為核心器件，控制光伏陣列的最大功率點(diǎn)的跟蹤、控制逆變器

7、并網(wǎng)電流的功率和波形。繼電保護(hù)裝置可以保證光伏并網(wǎng)發(fā)電系統(tǒng)和電網(wǎng)的安全性。. . . . 2 / 411.31.3 光伏并網(wǎng)發(fā)電系統(tǒng)對(duì)逆變器的要求光伏并網(wǎng)發(fā)電系統(tǒng)對(duì)逆變器的要求作為光伏陣列和交流電網(wǎng)系統(tǒng)間進(jìn)行能量交換的逆變器，其安全性、可靠性、逆變效率、制造成本等因素對(duì)光伏并網(wǎng)發(fā)電系統(tǒng)的整體投資和收益具有舉足輕重的作用。因此，光伏并網(wǎng)發(fā)電系統(tǒng)對(duì)并網(wǎng)逆變器有如下要求：1)實(shí)現(xiàn)高質(zhì)量的電能轉(zhuǎn)換。并網(wǎng)逆變器輸出的電流頻率和相位與電網(wǎng)的必須嚴(yán)格一致，以使輸出功率因數(shù)盡可能的達(dá)到 1。2)實(shí)現(xiàn)系統(tǒng)的安全保護(hù)要求。如輸出過(guò)載保護(hù)、輸出短路保護(hù)、輸入反接保護(hù)、直流過(guò)壓保護(hù)、交流過(guò)壓和欠壓保護(hù)、孤島保護(hù)與裝置

8、自身保護(hù)等，從而確保系統(tǒng)的安全性和可靠性。3)具有較高的可靠性。目前光伏并網(wǎng)發(fā)電系統(tǒng)主要在一些自然條件惡劣的地區(qū)，所以逆變器應(yīng)在長(zhǎng)時(shí)間的工作條件下保證低故障率，并具有較強(qiáng)的自我診斷能力，因此所設(shè)計(jì)的逆變器應(yīng)具有合理的電路結(jié)構(gòu)、嚴(yán)格的元器件篩選。4)最大功率的跟蹤。最大限度的利用光伏陣列，提高逆變器的效率。1.41.4 本文的主要研究容本文的主要研究容本文在學(xué)習(xí)光伏并網(wǎng)發(fā)電系統(tǒng)逆變器工作原理與前人研究的基礎(chǔ)上，研究光伏并網(wǎng)逆變器的結(jié)構(gòu)與控制，進(jìn)一步研究了光伏并網(wǎng)發(fā)電系統(tǒng)的孤島檢測(cè)，并進(jìn)行了較為深入的理論分析和研究。第一章緒論，簡(jiǎn)要介紹了課題背景光伏并網(wǎng)發(fā)電系統(tǒng)與其逆變器，對(duì)光伏并網(wǎng)發(fā)電系統(tǒng)有了初

9、步認(rèn)識(shí)。第二章，對(duì)逆變器主回路的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)進(jìn)行了研究，設(shè)計(jì)了兩級(jí)并網(wǎng)逆變器，同時(shí)對(duì)逆變器主回路的工作原理進(jìn)行了分析。第三章，研究了光伏并網(wǎng)逆變系統(tǒng)的特點(diǎn)和光伏并網(wǎng)逆變器的工作原理，對(duì)各種控制策略進(jìn)行了比較，選擇改進(jìn)固定頻率 SPWM 電流跟蹤控制策略，較好的實(shí)現(xiàn)了并網(wǎng)逆變器的單位功率因數(shù)正弦電流輸出控制。研究設(shè)計(jì)了控制電路與其它重要電路。第五章，分析了孤島效應(yīng)產(chǎn)生的原因、危害，詳細(xì)的闡述了常用的孤島效應(yīng)的檢測(cè)方法，并指出它們的優(yōu)缺點(diǎn)與使用圍。對(duì)光伏并網(wǎng)發(fā)電系統(tǒng)所存在的孤島效應(yīng)進(jìn)行研究和驗(yàn)證，采用有效的孤島效應(yīng)的檢測(cè)方法。第六章,總結(jié)與展望，對(duì)全文做出總結(jié)，指出本課題需要進(jìn)一步研究的方向。. .

10、. . 3 / 41第二章第二章 并網(wǎng)逆變器的設(shè)計(jì)與系統(tǒng)的工作原理并網(wǎng)逆變器的設(shè)計(jì)與系統(tǒng)的工作原理2 21 1 并網(wǎng)逆變器的選擇并網(wǎng)逆變器的選擇2 21 11 1 并網(wǎng)逆變器結(jié)構(gòu)的選擇并網(wǎng)逆變器結(jié)構(gòu)的選擇光伏并網(wǎng)逆變器按控制方式分類，可分為電壓源電壓控制、電壓源電流控制、電流源電壓控制、電流源電流控制四種方式。以電流源為輸入的逆變器，直流側(cè)需要串聯(lián)一大電感提供較穩(wěn)定的直流電流輸入，但由于此大電感往往會(huì)導(dǎo)致系統(tǒng)動(dòng)態(tài)響應(yīng)差，因此當(dāng)前并網(wǎng)逆變器普遍采用以電壓源輸入為主的方式。按照輸入直流電源的性質(zhì)，可以將逆變器分為電流型逆變器和電壓型逆變器，結(jié)構(gòu)如圖所示。圖2.1逆變器結(jié)構(gòu)市電電網(wǎng)可視為容量無(wú)窮大的

11、定值交流電壓源，光伏并網(wǎng)逆變器的輸出可以控制為電壓源或電流源。如果光伏并網(wǎng)逆變器的輸出采用電壓控制，則光伏并網(wǎng)系統(tǒng)和電網(wǎng)實(shí)際上就是兩個(gè)交流電壓源的并聯(lián)運(yùn)行，這種情況下要保證光伏并網(wǎng)發(fā)電系統(tǒng)穩(wěn)定運(yùn)行，則必須采用鎖相控制技術(shù)實(shí)現(xiàn)與市電電網(wǎng)同步。在穩(wěn)定運(yùn)行的基礎(chǔ)上，可通過(guò)調(diào)整并網(wǎng)逆變器輸出電壓的幅值與相位來(lái)控制系的有功輸出與無(wú)功輸出。但由于鎖相回路的響應(yīng)較慢，并網(wǎng)逆變器輸出電壓值不易精確控制，系統(tǒng)可能出現(xiàn)環(huán)流等問(wèn)題，同樣功率等級(jí)的電壓源并聯(lián)運(yùn)行方式不易獲得優(yōu)異性能。因此光伏并網(wǎng)逆變器的輸出常采用電流控制，此時(shí)光伏并網(wǎng)系統(tǒng)和電網(wǎng)實(shí)際上是交流電流源和電壓源的并聯(lián)，只需控制逆變器的輸出電流以跟蹤電網(wǎng)電壓，

12、即可達(dá)到并聯(lián)運(yùn)行的目的。這種控制方式相對(duì)簡(jiǎn)單，使用比較廣泛。綜上所述，本文設(shè)計(jì)的光伏并網(wǎng)逆變器采用電壓源輸入、電流源輸出的控制方式，即電壓型逆變器。采用電壓型逆變主電路，可以同時(shí)實(shí)現(xiàn)有源濾波和無(wú)功補(bǔ)償?shù)目刂疲趯?shí)際中已經(jīng)得到了廣泛的研究和應(yīng)用，可以有效的進(jìn)行光伏發(fā)電、提高供電質(zhì)量和減少功率損耗，而且可以節(jié)省相應(yīng)設(shè)備的投資。2 21 12 2 并網(wǎng)逆變器回路方式的選擇并網(wǎng)逆變器回路方式的選擇. . . . 4 / 41逆變器的主電路結(jié)構(gòu)按照輸出的絕緣形式分為：工頻變壓器絕緣方式、高頻變壓器絕緣方式、無(wú)變壓器方式 3 種。逆變器無(wú)變壓器無(wú)絕緣方式主電路比工頻變壓器絕緣方式復(fù)雜些，比高頻變壓器絕緣方

13、式簡(jiǎn)單，效率高。此外這種方式?jīng)]有變壓器，體積小、重量輕、成本較低，是到目前為止比較好的一種主電路方式。并且對(duì)于小功率的光伏并網(wǎng)發(fā)電系統(tǒng)，光伏電池陣列的輸出電壓比較低，適合采用無(wú)變壓器方式。2 21 13 3 系統(tǒng)的總體方案系統(tǒng)的總體方案經(jīng)過(guò)方案的比較論證，本論文決定采用無(wú)變壓器的兩級(jí)結(jié)構(gòu)，即前級(jí)的 DCDC 變換器和后級(jí)的 DCAC 逆變器，兩部分通過(guò) DClink 連接。系統(tǒng)的控制部分由以 TMS320F2812為核心的控制單元完成，另外系統(tǒng)設(shè)計(jì)了輔助電源為控制電路提供電源，輔助電源采用HV9120 芯片。光伏并網(wǎng)發(fā)電系統(tǒng)的結(jié)構(gòu)圖如圖所示。圖 2.2 系統(tǒng)框圖前級(jí) DCDC 變換器，可選擇的

14、形式有降壓式變換電路，升壓式變換電路，升降壓式變換電路，庫(kù)克式變換電路等。由于 Buck 電路的輸入工作在斷續(xù)狀態(tài)下，若不加入儲(chǔ)能電容，光伏陣列的工作時(shí)斷時(shí)續(xù)，不能工作在最佳工作狀態(tài)，加入了儲(chǔ)能電容后，Buck電路功率開(kāi)關(guān)斷開(kāi)時(shí)光伏陣列對(duì)儲(chǔ)能電容充電，使太陽(yáng)能電池始終處于發(fā)電狀態(tài)，此時(shí)調(diào)節(jié) Buck 電路占空比才能有效跟蹤最大功率點(diǎn)，因此儲(chǔ)能電容對(duì)于利用 Buck 電路實(shí)現(xiàn)MPPT 功能是必不可少的，然而在大負(fù)荷情況下，儲(chǔ)能電容始終處于大電流充放電的狀態(tài)，對(duì)其可靠工作不利，同時(shí)由于儲(chǔ)能電容通常為電解電容，增大了 MPPT 裝置的體積，使整個(gè)系統(tǒng)變得笨重。此外，后級(jí) DCAC 電路為了能得到正常

15、的輸入工作電壓，前級(jí)的輸出電壓不能太低，而光伏陣列的電壓隨著日照等因素變動(dòng)較大，其輸出電壓低時(shí)若通過(guò)Buck 電路降壓，則逆變器無(wú)法工作，所以不采用 Buck 電路。相比之下，Boost 變換器可以始終工作在輸入電流連續(xù)的狀態(tài)下，只要輸入電感足夠大，電感上的紋波電流小到接近平滑的直流電流，因此只需加入通量較小的無(wú)感電容甚至不加電容，避免了加電容帶來(lái)的弊端。Boost 電路簡(jiǎn)單，功率開(kāi)關(guān)器件的驅(qū)動(dòng)設(shè)計(jì)方便，因此，選用 Boost 升壓電路。光伏并網(wǎng)發(fā)電系統(tǒng)主電路的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)圖如圖所示。光伏陣列輸出的額定直流電壓為50-一 80V 之間，通過(guò) DCDC 變換器轉(zhuǎn)換為 DClink 的直流電。后級(jí)的

16、DCAC 逆變器，采用逆變?nèi)珮颍饔檬菍?DClink 直流電轉(zhuǎn)換為 220V50Hz 的正弦交流電，實(shí)現(xiàn)逆變向電網(wǎng)輸送功率。DClink 的作用除了連接 DCDC 變換器和 DCAC 逆變器，還實(shí)現(xiàn)了功率的傳遞。系統(tǒng)主電路的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如下：. . . . 5 / 41圖圖 2.32.3 系統(tǒng)主電路的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)2 22 2 光伏并網(wǎng)發(fā)電系統(tǒng)的工作原理光伏并網(wǎng)發(fā)電系統(tǒng)的工作原理2 22 21 1 前級(jí)電路的工作原理前級(jí)電路的工作原理1)電路原理圖Boost電路由開(kāi)關(guān)管Q1，二極管D，電感L，電容C組成。Boost電路的作用是將電壓Upv升壓到Udc。，其中，Upv是光伏陣列的輸出電壓，Udc是Boo

17、st電路的輸出電壓。Boost電路原理圖如下圖 2.4Boost 電路原理圖2)工作過(guò)程在每個(gè)斬波周期，開(kāi)關(guān)管 Ql 導(dǎo)通、關(guān)斷各一次。開(kāi)關(guān)管 Q1 導(dǎo)通時(shí)，等效電路如圖所示，流過(guò)電感 L 的電流為 t，在電感未飽和前，電流線性增加，電能以磁能的形式儲(chǔ)存在電感 L 中。此時(shí)，由于二極管陽(yáng)極接在電源負(fù)極，二極管關(guān)斷，電容 C 只能向電阻姓放電，提供電阻電流名，。當(dāng)二極管關(guān)斷時(shí)，其等效電路如圖所示，由于流過(guò)電感的電流不能突變，電感工兩端的電壓極性改變，此時(shí)，電源和電感串聯(lián)，向電容和電阻供電。簡(jiǎn)言之，開(kāi)關(guān)管 Q1 導(dǎo)通時(shí)，二極管反偏，輸出級(jí)隔離，由輸入端向電感提供能量；開(kāi)關(guān)管 Q1 斷開(kāi)時(shí)，輸出級(jí)吸

18、收來(lái)自電感和輸入端的能量。. . . . 6 / 41根據(jù)上述分析，列出工作過(guò)程中的關(guān)系表達(dá)式如下：式中，Ts 為開(kāi)關(guān)管的開(kāi)關(guān)周期；D 為占空比；DTs 為開(kāi)關(guān)管的導(dǎo)通時(shí)間；1-DTs 為開(kāi)關(guān)管的截止時(shí)間。整理后得3)工作原理根據(jù)電感電流在周期開(kāi)始是否從零開(kāi)始，是否連續(xù)，可分為連續(xù)的工作狀態(tài)或不連續(xù)的工作狀態(tài)兩種模式。由于電路在斷續(xù)工作時(shí)，電感電流的不連續(xù)意味著光伏陣列輸出的電能在每個(gè)周期都有一部分被浪費(fèi)了，而且紋波也會(huì)大些。因此一般把 Boost 電路設(shè)計(jì)為連續(xù)導(dǎo)通的工作狀態(tài)。2 22 22 2 后級(jí)電路的工作原理后級(jí)電路的工作原理1)電路原理圖光伏并網(wǎng)發(fā)電系統(tǒng)的逆變器采用單相全橋逆變器結(jié)構(gòu)

19、，其拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)圖如圖所示。圖 2.4 單相全橋并網(wǎng)逆變器主電路結(jié)構(gòu)圖2)工作原理上圖所示是單相全橋并網(wǎng)逆變器主電路結(jié)構(gòu)圖，其中un（t）是電網(wǎng)電壓，Udc是輸入的恒定的直流電壓，us(t)是逆變器的輸出電壓，in(t)是從逆變器輸出到電網(wǎng)的電流。Ln為交流輸出電感，Cdc為直流測(cè)支撐電容，即前級(jí)Boost電路的輸出電容，T1T4是主開(kāi)關(guān)管，Dl-D4是其反并聯(lián)二極管。對(duì)四個(gè)開(kāi)關(guān)管進(jìn)行適當(dāng)?shù)腜WM控制，就可以調(diào)節(jié)電流式in（t)為正弦波，并且與電網(wǎng)電壓Un（t）保持同相位。光伏并網(wǎng)發(fā)電系統(tǒng)要求在并網(wǎng)逆變器的輸出側(cè)實(shí)現(xiàn)功率因數(shù)為1，波形為正弦波，輸出電流與網(wǎng)壓同頻同相，其控制策略與一般獨(dú)立的電壓型逆

20、變器的控制策略有所不同，如圖2.4中，每個(gè)開(kāi)關(guān)器件上都反并聯(lián)一個(gè)二極管，起著續(xù)流的作用。交流側(cè)電感的作用在于：(1)有效抑制輸出電流的過(guò)分波動(dòng)；. . . . 7 / 41(2)將開(kāi)關(guān)動(dòng)作所產(chǎn)生的高頻電流成分濾除；(3)由于輸出電感的存在，輸出電流t的基波分量式。在其上產(chǎn)生一個(gè)電壓jwLIN。，這樣，變換器的輸出電壓us的基波us1和電網(wǎng)電壓un之間將產(chǎn)生一個(gè)位移量9，通過(guò)PWM控制開(kāi)關(guān)器件使變換器的輸出電壓us滿足上述的矢量關(guān)系，這樣在理論上可以實(shí)現(xiàn)輸出電流與電網(wǎng)電壓同頻同相。本論文采用脈寬調(diào)制方式，通過(guò)控制開(kāi)關(guān)器件TlT4的導(dǎo)通和關(guān)斷時(shí)間，實(shí)現(xiàn)能量從并網(wǎng)逆變器向電網(wǎng)傳遞，達(dá)到輸出功率因數(shù)為

21、l的目的。圖2.5逆變器電路圖第第三三章章 光光伏伏并并網(wǎng)網(wǎng)發(fā)發(fā)電電系系統(tǒng)統(tǒng)的的設(shè)設(shè)計(jì)計(jì)逆變部分是整個(gè)光伏并網(wǎng)發(fā)電系統(tǒng)的重要組成部分，逆變部分包括：主電路、控制電路和保護(hù)電路、驅(qū)動(dòng)電路與輸出濾波電路四部分。其中主電路主要完成能量變換，吸收電路軟化開(kāi)關(guān)器件的開(kāi)關(guān)曲線；控制電路完成對(duì)輸出電流的控制以滿足并網(wǎng)的要求；保護(hù)電路主要對(duì)各種故障進(jìn)行保護(hù)；驅(qū)動(dòng)電路是功率主電路和控制電路的接口電路；輸出濾波電路主要濾除高次諧波，提高輸出波形的質(zhì)量。系統(tǒng)的設(shè)計(jì)參數(shù)是：輸入電壓圍為50V80V，額定輸出電流為5A，額定功率為11kW。3 31 1 主電路的設(shè)計(jì)主電路的設(shè)計(jì)并網(wǎng)逆變器的主電路采用單相全橋主電路，通過(guò)

22、對(duì)逆變器進(jìn)行適當(dāng)?shù)目刂?，可使交流?cè)電流接近于正弦波，功率因數(shù)可為單位功率因數(shù)。開(kāi)關(guān)管IGBT的選擇主要考慮以下幾個(gè)方面：1)電壓容量：在IGBT工作過(guò)程中，C、E兩端的電壓峰值不應(yīng)超過(guò)IGBT的最高耐壓值，. . . . 8 / 41否則，器件將被過(guò)壓擊穿而損壞；2)電流容量：在IGBT工作時(shí)，集電極峰值電流必須處在IGBT開(kāi)關(guān)安全工作區(qū)以(小于2到3倍額定電流)；3)散熱要求：IGBT在開(kāi)關(guān)過(guò)程中會(huì)產(chǎn)生大量的開(kāi)關(guān)損耗而使器件發(fā)熱，因而在考慮選擇器件時(shí)必須綜合考慮裝置的散熱條件。分別從以上三個(gè)方面考慮，在本系統(tǒng)中，IGBT的C、E兩端承受的電壓為直流400V，考慮到器件開(kāi)關(guān)過(guò)程中電壓峰值的影響

23、，選取一定的電壓裕量，因而選取IGBT的耐壓值為600V；電流方面，單相全橋的額定工作電流為5A，最大為71A，因而為了保護(hù)系統(tǒng)的工作安全，對(duì)開(kāi)關(guān)管電流選取了較大的裕量，取額定電流為20A；散熱方面，為了保證開(kāi)關(guān)管的充分散熱，采用添加散熱器的措施?？傊?，本論文中的系統(tǒng)采用的是IR公司型號(hào)為IRG4PC40UD的IGBT作為主電路橋臂的開(kāi)關(guān)管，其主要參數(shù)為：耐壓600V，額定電流20A。3 32 2 控制電路與保護(hù)電路的設(shè)計(jì)控制電路與保護(hù)電路的設(shè)計(jì)3 32 22 2 并網(wǎng)同步的實(shí)現(xiàn)并網(wǎng)同步的實(shí)現(xiàn)根據(jù)電流控制型并網(wǎng)逆變器原理，為使光伏并網(wǎng)發(fā)電系統(tǒng)的有功功率輸出達(dá)到最大，必須控制輸出電流的頻率和相位

24、，使它們與電網(wǎng)電壓嚴(yán)格同步。所以電網(wǎng)相位的跟蹤是必須解決的問(wèn)題，一般采用鎖相環(huán)(PLL)實(shí)現(xiàn)。1)鎖相環(huán)的原理與實(shí)現(xiàn)鎖相環(huán)是指能夠自動(dòng)跟蹤輸入信號(hào)頻率與相位的閉環(huán)反饋控制系統(tǒng)。目前傳統(tǒng)的模擬鎖相環(huán)(Analog PLLAPLL)主要由鑒相器(PD)、環(huán)路濾波器(LF)和壓控振蕩器(VCO)組成。鑒相器的輸入是電網(wǎng)電壓的采樣信號(hào)Vac和壓控振蕩器的輸出Vout，鑒相器的輸出為誤差信號(hào)Ve，該信號(hào)為Vac和Vout相位差的線性函數(shù)。環(huán)路濾波器濾除Ve中的高頻信號(hào)后得到Vc，再由Vc來(lái)控制壓控振蕩器來(lái)改變輸出信號(hào)Vout的頻率和相位來(lái)逼近Vac的頻率和相位。當(dāng)環(huán)路鎖定時(shí)，輸出信號(hào)和輸入信號(hào)同頻同相。

25、鎖相環(huán)原理框圖如圖所示。圖3.1鎖相環(huán)原理框圖隨著大規(guī)模集成電路的發(fā)展和應(yīng)用，出現(xiàn)了數(shù)字式鎖相環(huán)(DigitalPLLDPLL)和將鑒相器、壓控振蕩器、可編程計(jì)數(shù)器等集成于一個(gè)集成電路(Integrated CircuitIC)的混合鎖相環(huán)(Hybrid PLL-HPLL)。APLL、DPLL、HPLL都是以硬件電路方式實(shí)現(xiàn)鎖相功能的，有著較為復(fù)雜的硬件電路，因此在使用過(guò)程中會(huì)遇到硬件電路不可避免的問(wèn)題：直流零點(diǎn)漂移、器件飽和等。隨著DSP技術(shù)的發(fā)展，逐漸采用軟件鎖相環(huán)(Soft PLLSPLL)避免了APLL方式的缺點(diǎn)，得到了廣泛的應(yīng)用。軟件鎖相環(huán)的基本組成如圖所示。. . . . 9 /

26、41圖3.2軟件鎖相環(huán)的基本組成本論文中，并網(wǎng)電流的頻率和相位與電網(wǎng)電壓嚴(yán)格同步是通過(guò)軟件鎖相實(shí)現(xiàn)的，即由輸入信號(hào)的硬件整形電路和鎖相軟件配合完成。軟件鎖相環(huán)是將典型的鎖相電路中由硬件來(lái)完成的功能改用軟件編程的方式來(lái)實(shí)現(xiàn)。電網(wǎng)電壓信號(hào)通過(guò)硬件電路整形后產(chǎn)生與其同步的TTL方波信號(hào)，將該方波信號(hào)送入到TMS320F2812芯片的CAPl引腳，TMS320F2812部軟件為CAPl分配了一個(gè)計(jì)數(shù)時(shí)基，同時(shí)設(shè)定該時(shí)基為遞增計(jì)數(shù)模式，只捕捉TTL信號(hào)的上升沿，并記錄下此時(shí)定時(shí)器的值，這樣相鄰兩次定時(shí)器值的差即為所測(cè)電網(wǎng)電壓的周期，用該周期作為正弦調(diào)制波的周期，即輸出并網(wǎng)電流的周期。同時(shí)，通過(guò)判斷電網(wǎng)電

27、壓過(guò)零時(shí)正弦表格指針?biāo)诘奈恢脕?lái)判斷二者之間的相位差，相應(yīng)的調(diào)整給定并網(wǎng)電流的正弦表格的指針，最后實(shí)現(xiàn)二者的同頻同相。此系統(tǒng)的鎖相是由捕獲中斷和定時(shí)中斷共同完成的，定時(shí)中斷用來(lái)輸出SPWM波，捕獲中斷用來(lái)完成并網(wǎng)電流的周期計(jì)算和相位調(diào)整，具體是利用電網(wǎng)電壓的周期來(lái)實(shí)現(xiàn)計(jì)算T1PR值作為給定并網(wǎng)電流周期，實(shí)現(xiàn)與電網(wǎng)電壓的同頻；通過(guò)調(diào)整正弦表指針PTR來(lái)實(shí)現(xiàn)和電網(wǎng)電壓同相。其中，正弦表格為200個(gè)點(diǎn)，載波頻率為10kHz，具體的鎖相環(huán)軟件流程如圖所示圖3.3鎖相環(huán)軟件流程2)同步信號(hào)檢測(cè)電路設(shè)計(jì)在進(jìn)行逆變器輸出電流和電網(wǎng)電壓同步的過(guò)程中，DSP需要采集電網(wǎng)電壓信號(hào)的相位，由于TMS320F2812

28、芯片只能采集TTL電平信號(hào)，所以需要輔助的硬件電路將電網(wǎng)的正弦波電壓信號(hào)轉(zhuǎn)換為幅值為33V的方波信號(hào)，該方波信號(hào)和正弦波電壓信號(hào)具有一樣的過(guò)零點(diǎn)，即在電網(wǎng)電壓上升過(guò)零點(diǎn)處，方波信號(hào)變成高電平。本論文采用的硬件電路如圖所示。. . . . 10 / 41圖3.4硬件電路圖中的電壓傳感器將電網(wǎng)電壓變成同相位的弱電信號(hào)，該信號(hào)經(jīng)過(guò)比較器，即可得到與電網(wǎng)電壓同相位的TTL方波信號(hào)，如圖上所示。得到的方波信號(hào)經(jīng)過(guò)光電隔離和電平轉(zhuǎn)換后，將幅值為33V的方波信號(hào)送到DSP芯片的捕獲引腳CAP4上，捕獲單元在檢測(cè)到上升沿時(shí)觸發(fā)中斷，進(jìn)行鎖相。實(shí)驗(yàn)波形圖如圖下所示圖3.5電網(wǎng)電壓與TTL脈沖信號(hào)波形3)TMS3

29、20F2812芯片事件管理器模塊和捕獲單元介紹TMS320F2812芯片有兩個(gè)事件管理器，EVA和EVB，是數(shù)字電機(jī)控制應(yīng)用的重要外設(shè)，能夠?qū)崿F(xiàn)機(jī)電設(shè)備控制的多種必要的功能。每個(gè)事件管理器模塊包括：定時(shí)器、比較器、捕獲單元、PWM邏輯電路、正交編碼脈沖電路以與中斷邏輯電路等。捕獲單元可以捕捉到捕獲單元外部引腳的跳變，捕獲單元的外部引腳一旦出現(xiàn)跳變，就會(huì)使能觸發(fā)。每個(gè)事件管理器有3個(gè)捕獲單元，每一個(gè)捕獲單元都有一個(gè)相應(yīng)的捕獲輸入引腳。捕獲單元被使能后，輸入引腳上的跳變將使所選擇的通用定時(shí)器的計(jì)數(shù)值裝入到相應(yīng)的FIFO堆棧，同時(shí)如果有一個(gè)或幾個(gè)有效的捕獲值存到FIFO堆棧(CAPxFIFO位不等于

30、O)，將會(huì)使相應(yīng)的中斷標(biāo)志位置位。如果中斷標(biāo)志未被屏蔽，將產(chǎn)生一個(gè)外設(shè)中斷請(qǐng)求。每次捕獲到新的計(jì)數(shù)值存入到FIFO堆棧時(shí)，捕獲FIFO狀態(tài)寄存器CAPFIFOx相應(yīng)的位就進(jìn)行調(diào)整，實(shí)時(shí)的反映FIFO堆棧的狀態(tài)。從捕獲單元輸入引腳發(fā)生跳變到所選通用定時(shí)器的計(jì)數(shù)值被鎖存需要2個(gè)CPU時(shí)鐘周期的延時(shí)。復(fù)位時(shí)，所有捕獲單元的寄存器都被清零。3 32 23SPWM3SPWM 波的產(chǎn)生波的產(chǎn)生1)SPWM波生成的流程圖SPWM波的產(chǎn)生可以通過(guò)硬件電路生成或通過(guò)軟件編程生成。通過(guò)硬件電路實(shí)現(xiàn)SPWM. . . . 11 / 41波的方法往往電路復(fù)雜，控制精度難以保證。而用軟件編程的方法由于是采用數(shù)字控制方式

31、，可以獲得調(diào)節(jié)靈活、穩(wěn)定可靠、性能優(yōu)越的控制效果，但是要求中央處理器的運(yùn)算速度快，運(yùn)算能力強(qiáng)。TMS320F2812芯片具有高速優(yōu)異的運(yùn)算功能和功能強(qiáng)大的PWM波發(fā)生模塊，本論文采用軟件編程的方法生成SPWM波。SPWM調(diào)制信號(hào)生成說(shuō)明如圖所示。圖3.6 SPWM波生成的流程圖SPWM調(diào)制信號(hào)生成說(shuō)明.通過(guò)軟件編程的方法來(lái)生成SPWM波，其原理是基于正弦控制波和三角載波相交以確定開(kāi)關(guān)通斷時(shí)刻。用軟件生成SPWM波一般有兩種方法：查表法和計(jì)算法。查表法，即離線計(jì)算出對(duì)應(yīng)的脈寬數(shù)據(jù)，寫入EPROM，實(shí)際控制時(shí)，由DSP通過(guò)查表和加減運(yùn)算得到脈寬和間隔時(shí)間，以此控制功率器件的開(kāi)通時(shí)間。計(jì)算法，即根據(jù)

32、理論推導(dǎo)出脈寬函數(shù)表達(dá)式，由DSP在實(shí)際控制時(shí)實(shí)時(shí)在線計(jì)算，以獲得相應(yīng)的脈寬和間隔時(shí)間。一般來(lái)說(shuō)，前者將占用大量存儲(chǔ)空間，而后者則需大量的運(yùn)算時(shí)間。本論文采用的是查表法來(lái)生成SPWM波。3 32 24 4 保護(hù)電路保護(hù)電路過(guò)熱保護(hù)通過(guò)功率開(kāi)關(guān)器件的電流雖沒(méi)有超過(guò)其額定電流，但若散熱條件變差，其結(jié)溫同樣會(huì)急劇上升。若結(jié)溫超過(guò)其額定結(jié)溫，功率開(kāi)關(guān)器件也會(huì)燒壞。因此有必要設(shè)置結(jié)溫保護(hù)。一方面給開(kāi)關(guān)管加散熱片和給系統(tǒng)加裝風(fēng)扇，以降低開(kāi)關(guān)管和系統(tǒng)溫度。另一方面，在散熱片靠近功率器件的地方加裝一個(gè)常閉繼電器，當(dāng)散熱片溫度超過(guò)允許溫度時(shí)，繼電器觸點(diǎn)斷開(kāi)，控制電路檢測(cè)到觸點(diǎn)斷開(kāi)就使主電路停止工作。由于溫度變化

33、比較慢，故可以在主程序中采用查詢方式進(jìn)行處理。3 33 3 驅(qū)動(dòng)電路驅(qū)動(dòng)電路. . . . 12 / 41驅(qū)動(dòng)電路是指將DSP輸出的PWM進(jìn)行放大、隔離，從而可以安全驅(qū)動(dòng)開(kāi)關(guān)器件的電路。驅(qū)動(dòng)電路采用IR公司的專用驅(qū)動(dòng)芯片IR2110。IR2110是一款高電壓、高速的功率MOSFET和IGBT驅(qū)動(dòng)芯片，邏輯輸入與標(biāo)準(zhǔn)CMOS或LSTTL集成電路兼容。IR2110芯片具有以下特點(diǎn)1)具有電壓自舉特性，電壓可以達(dá)到500V,-600V，能承受暫時(shí)負(fù)電壓dv/dt的沖擊；2)門極驅(qū)動(dòng)電壓圍在10V-20V之間，驅(qū)動(dòng)能力強(qiáng)；3)當(dāng)門極驅(qū)動(dòng)電壓欠壓時(shí)，脈沖封鎖；4)響應(yīng)速度快；5)適合于MOSFET管和I

34、GBT管提供脈沖，集成度高，可驅(qū)動(dòng)同一橋臂的開(kāi)關(guān)管；6)成本低、易于調(diào)試，并設(shè)有外部保護(hù)封鎖斷口；7)上管驅(qū)動(dòng)采用外部自舉電容上電，驅(qū)動(dòng)電路數(shù)目較其它IC驅(qū)動(dòng)減少。圖為用IR2110設(shè)計(jì)的驅(qū)動(dòng)電路原理圖。電容C2為自舉電容，Dl為自舉二極管。D1、D2和D3都必須選用超快恢復(fù)二極管。由于逆變?nèi)珮螂娐饭灿兴膫€(gè)功率開(kāi)關(guān)器件，所以需要兩片IR2110驅(qū)動(dòng)芯片。IR2110典型連接圖圖3.7IR2110典型連接圖在實(shí)際電路中，驅(qū)動(dòng)部分的控制框圖如圖下所示，反相器l采用4049，反相器2采用7406，使用反相器是為了增大驅(qū)動(dòng)能力，光耦采用6N137，主要起隔離作用，將主回路與控制回路隔離開(kāi)來(lái)。圖3.8驅(qū)

35、動(dòng)部分控制框圖3 34 4 輸出濾波電路輸出濾波電路輸出濾波器采用 LC 電路，作用是濾除逆變橋輸出 SPWM 波中的高次諧波分量。表面看起來(lái)好像 LC 濾波參數(shù)越大，系統(tǒng)輸出波形越好，實(shí)際上，濾波時(shí)間常數(shù)越大，不僅濾. . . . 13 / 41波電路的體積和重量過(guò)大，而且濾波電路引起的相位滯后變大，采用閉環(huán)波形反饋控制時(shí)，整個(gè)系統(tǒng)的穩(wěn)定性越差。相反，濾波參數(shù)選的過(guò)小，系統(tǒng)中的高頻分量反而起不到很好的抑制，輸出電壓不能滿足波形失真度的要求。因此，選擇濾波器參數(shù)時(shí)，要綜合考慮這兩方面的因素，分別確定濾波電感和濾波電容的值。如果電感選取過(guò)大，可以減小流過(guò)電感的電流紋波，相應(yīng)減小了流過(guò)功率管的峰值

36、電流，減小了開(kāi)關(guān)器件的功率損耗，此外還會(huì)影響輸出電流的跟蹤速度，使得系統(tǒng)動(dòng)態(tài)響應(yīng)過(guò)慢，降低穩(wěn)態(tài)精度；而電感選取過(guò)小，則使得輸出電流的開(kāi)關(guān)紋波加大，必然增大磁滯損耗，同時(shí)也使波形變差，增大輸出電流波形的 THD。電感設(shè)計(jì)首先滿足電流上升率的要求：，其中 digdt 為電流輸出的最大變化率；根據(jù)電流最大紋波的限制，可以得到電感量的最小值，通過(guò)這兩個(gè)約束條件可得出最佳的電感量。濾波電容選得大可以減小波形的 THD，但會(huì)相應(yīng)增加電感中的紋波電流，而濾波電容太小則會(huì)影響輸出波形的 THD。實(shí)際設(shè)計(jì)過(guò)程中，先根據(jù)上面提到的方法確定濾波電感值，再按照 LC 濾波器截止頻率的 110 的原則，來(lái)確定濾波電容的

37、值，并且在調(diào)試過(guò)程中再做調(diào)整，多憑經(jīng)驗(yàn)和實(shí)驗(yàn)選取。3 35 5 輔助電源設(shè)計(jì)輔助電源設(shè)計(jì)為了給光伏并網(wǎng)逆變器的控制電路、信號(hào)采集電路與開(kāi)關(guān)管驅(qū)動(dòng)電路等提供各種工作電源，需要設(shè)計(jì)一個(gè)與主逆變電路隔離的輔助電源。輔助電源的輸入電壓為光伏陣列輸出的直流電，輸出的電壓分別為+15V、一15V、+5V、5V。3 35 51 1 輔助電源的設(shè)計(jì)要求輔助電源的設(shè)計(jì)要求1)輸入電壓：50170V2)輸出電壓：+15V、15V、+5V、一5V3)輸出根據(jù)上述的設(shè)計(jì)要求，本論文采用HV9120芯片進(jìn)行輔助電源設(shè)計(jì)。超科公司(Supertex inc)開(kāi)發(fā)的HV9120芯片是開(kāi)關(guān)電源控制器子系統(tǒng)，可以啟動(dòng)和運(yùn)行幾乎

38、所有的直接直流輸入，例如由240V的交流電經(jīng)過(guò)整流和濾波后得到的12V直流電。除了開(kāi)關(guān)、磁組、輸出整流和濾波器，HV9120芯片包含了構(gòu)造單管開(kāi)關(guān)轉(zhuǎn)換器所需的基本元件。HV9120芯片主要用于控制具有任何拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)和型號(hào)的單管開(kāi)關(guān)轉(zhuǎn)換器，這類轉(zhuǎn)換器一般是低功耗，工作在不連續(xù)狀態(tài)的回掃式轉(zhuǎn)換器。HV9120芯片的特征是：1)輸入電壓圍：10450Vdc；2)最大占空比49；3)固定開(kāi)關(guān)頻率500KHz。HV9120主要的用途：1)離線高頻電源；2)通用輸入電源；3)高效率電源；4)高密度電源；5)超寬負(fù)載圍的電源。電壓波動(dòng)小于13 35 52 2 輔助電源設(shè)計(jì)電路輔助電源設(shè)計(jì)電路輔助電源主電路的具

39、體電路圖如圖所示。. . . . 14 / 41圖3.9輔助電源主電路3 36 6 系統(tǒng)的電磁兼容設(shè)計(jì)系統(tǒng)的電磁兼容設(shè)計(jì)逆變器工作本身會(huì)產(chǎn)生很強(qiáng)的電磁干擾，這些干擾通過(guò)電磁場(chǎng)輻射形式或通過(guò)供電線路耦合至控制系統(tǒng)中，不僅會(huì)對(duì)周邊的電子設(shè)備產(chǎn)生很大的影響，而且會(huì)造成輸出的正弦波形畸變，使電能質(zhì)量下降，給發(fā)電和供電設(shè)備與用戶用電設(shè)備帶來(lái)嚴(yán)重危害。因此，必須采取相應(yīng)的抗干擾措施。電磁兼容(Electromagnetic CompatibilityEMC)是指電子設(shè)備和電源在一定的電磁干擾環(huán)境下正?？煽抗ぷ鞯哪芰?，同時(shí)也是電子設(shè)備和電源限制自身產(chǎn)生電磁干擾和避免干擾周圍其它電子設(shè)備的能力。本論文從硬件和

40、軟件兩方面考慮，采取措施來(lái)解決電磁干擾問(wèn)題。3 36 61 1 硬件方面考慮硬件方面考慮綜合來(lái)說(shuō)，電子電路所受干擾的程度有以下三個(gè)方面決定：1)干擾源的強(qiáng)度；2)干擾傳播途徑的耦合因素；3)電子電路的抗干擾能力。這給我們提供一個(gè)解決問(wèn)題的指導(dǎo)思想：抑制干擾源；切斷傳播途徑；提高電子電路的抗干擾能力。首先，從干擾源的抑制開(kāi)始。對(duì)于外界電氣設(shè)備產(chǎn)生的干擾，我們無(wú)法抑制，只能減少自身產(chǎn)生的干擾。采取的措施有：1)選擇較大的柵極驅(qū)動(dòng)電阻，增加MOSFET和IGBT的開(kāi)通和關(guān)斷時(shí)間；MOSFET和IGBT集電極、發(fā)射極之間接有吸收電路。這些措施大大降低了MOSFET和IGBT開(kāi)通關(guān)斷時(shí)的電壓電流變化率，

41、從而減少了干擾源的強(qiáng)度。2)在控制電路中使用了磁珠和磁環(huán)。磁珠和磁環(huán)專用于抑制信號(hào)線、電源線上的噪聲和尖峰干擾。它們的吸收能力是用其阻抗特性來(lái)表征的。在低頻段，它們呈現(xiàn)出非常低的感性阻抗值，不影響數(shù)據(jù)線或信號(hào)線上的有用信號(hào)的傳輸。在高頻段，從 100MHz 左. . . . 15 / 41右開(kāi)始，阻抗增大，其感抗分量仍保持很小，電阻分量卻迅速增加，將高頻段電磁干擾能量以熱能形式吸收并耗散。3)DCDC部分逆變得到的交流電，在經(jīng)過(guò)變壓器后，需要整為直流，整流二在變壓器的原邊和副邊加吸收電路，抑制了過(guò)電壓的同時(shí)，也削弱了干擾源。其次，在切斷干擾途徑方面，采取以下措施：1)控制電路電源輸入加單相電源

42、濾波器，切斷交流電源通路上的干擾；2)取自同步變壓器的電壓同步信號(hào)使用光耦進(jìn)行隔離；3)DSP發(fā)出的驅(qū)動(dòng)信號(hào)經(jīng)6N137光耦隔離；4)各種采樣、保護(hù)信號(hào)反饋的是重要的系統(tǒng)控制量或者狀態(tài)量，而且由于引線較長(zhǎng)，常常受到干擾，有電壓尖峰的出現(xiàn)，導(dǎo)致系統(tǒng)錯(cuò)誤控制或者誤保護(hù)，采用合適參數(shù)的吸收緩沖電路是必要的，根據(jù)時(shí)間常數(shù)的不同，這些信號(hào)都通過(guò)一級(jí)低通濾波環(huán)節(jié)，濾去非正常的噪聲信號(hào)。并且，系統(tǒng)的布局好壞對(duì)電磁兼容性影響很大。在逆變系統(tǒng)中，往往存在許多不同電路單元，如開(kāi)關(guān)主電路、控制電路等，這些單元如果布置不合理，則會(huì)影響設(shè)備電磁兼容性與整體的抗干擾能力。一般來(lái)講要按系統(tǒng)各部分功能不同而將其化為不同的功能

43、模塊，使它們的相互影響最小。但由于成本與性能指標(biāo)等多方面因素的影響，往往采用結(jié)構(gòu)區(qū)分的方法處理。結(jié)構(gòu)區(qū)分設(shè)計(jì)的原則是：1)開(kāi)關(guān)電源與數(shù)字電路、模擬電路分區(qū)；2)弱信號(hào)單元和強(qiáng)信號(hào)單元分區(qū)；3)數(shù)字單元和模擬單元分區(qū)；4)電路性質(zhì)差異大的單元分區(qū)。3 36 62 2 軟件方面考慮軟件方面考慮1)在硬件的濾波措施存在的情況下，軟件中采取邏輯判斷措施對(duì)電壓同步信號(hào)濾波；2)對(duì)于系統(tǒng)計(jì)算的中間變量和結(jié)果都進(jìn)行圍限制，不允許關(guān)鍵數(shù)據(jù)出錯(cuò)，以保證整個(gè)系統(tǒng)的穩(wěn)定性；3)系統(tǒng)開(kāi)始正常工作后，在同步中斷子程序中，對(duì)同步進(jìn)行軟件濾波，如果不滿足條件，正弦表的偏移地址不允許復(fù)位；4)在讀取AD采樣結(jié)果時(shí)，增加等待時(shí)

44、間，并且查看采樣狀態(tài)寄存器的狀態(tài)，以確保讀取正確的采樣結(jié)果。3 37 7 光伏并網(wǎng)逆變器的仿真建模光伏并網(wǎng)逆變器的仿真建模經(jīng)過(guò)第二章的分析，本文確定了光伏并網(wǎng)發(fā)電系統(tǒng)的逆變器控制采用固定開(kāi)關(guān)頻率的PWM控制方法，電壓反饋信號(hào)與給定的電壓參考信號(hào)比較產(chǎn)生誤差信號(hào)，經(jīng)過(guò)PI調(diào)節(jié)后作為給定電流參考信號(hào)，電流反饋信號(hào)與給定的電流參考信號(hào)比較產(chǎn)生誤差信號(hào)，經(jīng)PI調(diào)節(jié)后與固定頻率的三角波比較產(chǎn)生SPWM控制脈沖后，經(jīng)隔離、放大后作為開(kāi)關(guān)管的門極脈沖。光伏并網(wǎng)發(fā)電系統(tǒng)采用的雙閉環(huán)方式，外環(huán)為電壓環(huán)，環(huán)為電流環(huán)，由電壓環(huán)和電流環(huán)組成的雙閉環(huán)控制系統(tǒng)有效的保證了對(duì)輸出電壓、電流波形和幅值的要求，具有控制的物理意

45、義明確，易于軟件實(shí)現(xiàn)，動(dòng)態(tài)響應(yīng)快等優(yōu)點(diǎn)。為了防止橋臂發(fā)生直通，在電路中設(shè)置了相應(yīng)的死區(qū)。三角波的載波頻率是10kHz，而逆變器本身的輸出頻率比較低，因此在忽略開(kāi)關(guān)延遲時(shí)間的前提下，逆變器本身可等. . . . 16 / 41效為一個(gè)比例環(huán)節(jié)。輸出濾波器采用LC型濾波器，可以得到電路的等效模型，由此可推導(dǎo)出逆變控制系統(tǒng)的示意圖如圖所示，作者根據(jù)系統(tǒng)的控制精度設(shè)計(jì)了控制參數(shù)。圖 3.10 逆變器輸出 MATLAB 仿真模型圖 3.11 并網(wǎng)逆變器輸出波形由圖3.10的MATLAB仿真模型得到了逆變器的輸出電壓和電流波形如圖3.11所示。可以看出，逆變器輸出的電壓和電流同頻同相，只要保證了并網(wǎng)同步的

46、實(shí)現(xiàn)，就可以使逆變器的輸出電流與電網(wǎng)電壓嚴(yán)格的同頻同相，達(dá)到輸出功率因數(shù)為1的目的。3 38 8 控制系統(tǒng)軟件設(shè)計(jì)控制系統(tǒng)軟件設(shè)計(jì)TI公司出品的TMS320F2812芯片，為光伏并網(wǎng)發(fā)電系統(tǒng)提供了高性能的解決方案。此芯片為嵌式電機(jī)控制系統(tǒng)提供了明確完整的外圍設(shè)備模塊。包括：模數(shù)轉(zhuǎn)換器模塊、PWM輸出模塊、定時(shí)器模塊、保護(hù)模塊、串行通訊和其它功能的模塊。這些適合電力電子控制的外設(shè)模塊與其運(yùn)行的高速性能使得完整的數(shù)字式光伏并網(wǎng)發(fā)電系統(tǒng)設(shè)計(jì)方案成為可能。這部分軟件設(shè)計(jì)主要由主程序、同步中斷、定時(shí)器 T1 中斷和定時(shí)器 T2 中斷組成，流程圖如圖 312 所示。. . . . 17 / 41圖 3.1

47、2 軟件流程圖主程序主要完成特殊寄存器以與外部事件管理器中的寄存器的初始化，并對(duì)變量進(jìn)行定義。在主循環(huán)里完成多個(gè)非中斷的功能，一旦中斷來(lái)臨，程序就跳轉(zhuǎn)到相應(yīng)的中斷服務(wù)子程序。同步中斷的主要功能是外部中斷來(lái)臨時(shí)，完成正弦表偏移地址的復(fù)位，它的中斷周期為20ms。定時(shí)器T1中斷主要完成交流電路的采集以與PWM波的輸出，它的中斷周期為50us。定時(shí)器T2中斷主要完成電壓環(huán)節(jié)的PI算法，得到電流指令值，它的中斷周期為10ms。. . . . 18 / 41第四章第四章 最大功率點(diǎn)跟蹤方法的比較分析最大功率點(diǎn)跟蹤方法的比較分析由光伏陣列的輸出功率特性 P-V 曲線可知當(dāng)光伏陣列的工作電壓小于最大功率點(diǎn)電

48、壓 V max 時(shí)，光伏陣列的輸出功率隨陣列端電壓上升而增加；當(dāng)陣列的工作電壓大于最大功率點(diǎn)電壓 V max 時(shí)，陣列的輸出功率隨端電壓上升而減小。MPPT 的實(shí)現(xiàn)實(shí)質(zhì)上是一個(gè)自尋優(yōu)過(guò)程1113，即通過(guò)控制端電壓，使光伏陣列能在各種不同的日照和溫度環(huán)境下智能化的輸出最大功率。圖 4.1 光伏陣列的輸出功率特性 P-V 曲線光伏陣列的開(kāi)路電壓和短路電流在很大程度上受日照強(qiáng)度和溫度的影響，系統(tǒng)工作點(diǎn)也會(huì)因此飄忽不定，這必然導(dǎo)致系統(tǒng)效率的降低。為此，光伏陣列必須實(shí)現(xiàn)最大功率點(diǎn)跟蹤控制，以便陣列在任何當(dāng)前日照下不斷獲得最大功率輸出。本文針對(duì)于常用的MPPT 實(shí)現(xiàn)方法：恒定電壓跟蹤法、擾動(dòng)觀測(cè)法、等進(jìn)行

49、了仔細(xì)的分析。4 41 1 恒定電壓跟蹤法恒定電壓跟蹤法恒壓追蹤法是太陽(yáng)電池最大功率點(diǎn)追蹤方法中較早期的策略之一，也是最為簡(jiǎn)單的一種。光伏陣列是一種非線性的電源。其輸出特性可以視為由恒電流區(qū)域與恒電壓區(qū)域組成，這兩塊區(qū)域的交接點(diǎn)即為最大功率點(diǎn)。因而在不同的光照強(qiáng)度下，光伏陣列都會(huì)存在著這樣的一個(gè)最大功率輸出點(diǎn)，從功率角度上可以將它們視為當(dāng)前工況下的最優(yōu)點(diǎn)。由于光照強(qiáng)度與溫度的變化將會(huì)分別改變這些恒電流和恒電壓區(qū)域，所以最大功率點(diǎn)也是隨之變化的。由前面的分析可知，當(dāng)忽略溫度效應(yīng)時(shí)，硅型光伏陣列的輸出特性如圖 4.1所示，圖 4.2 太陽(yáng)能電池陣列的伏安特性與工作點(diǎn)光伏陣列在不同光照強(qiáng)度下的最大功

50、率輸出點(diǎn) A 、B 、C 、D和 E總是近似在某一個(gè)恒定的電壓值 Um附近。假如曲線 L 為負(fù)載特性曲線，A、B、C、D 和 E 為相應(yīng)光照強(qiáng)度下直接匹配時(shí)工作點(diǎn)。顯然，如果采用直接匹配，其陣列的輸出功率比較小。為了彌. . . . 19 / 41補(bǔ)阻抗失配帶來(lái)的功率損失，可以采用恒定電壓控制策略，在光伏陣列和負(fù)載之間通過(guò)一定的阻抗變換，使得系統(tǒng)成為一個(gè)穩(wěn)壓器，即陣列的工作點(diǎn)總穩(wěn)定在 Um附近。這樣，不但簡(jiǎn)化了整個(gè)控制系統(tǒng)，還可以保證它的輸出功率接近最大功率輸出點(diǎn)，如圖 4.2 中所示。顯然，采用恒定電壓跟蹤(CVT)控制與直接匹配的功率差值在圖 4.2 中可以視為曲線 L 與曲線 U=Um之

51、間的面積。因而，在一定的條件下，恒定電壓(CVT)控制策略不但可以得到比直接匹配更高的功率輸出，還可以用來(lái)簡(jiǎn)化和近似最大功率點(diǎn)跟蹤(MPPT)控制。4 42 2 擾動(dòng)觀測(cè)法擾動(dòng)觀測(cè)法擾動(dòng)觀察法是進(jìn)行太陽(yáng)電池最大功率追蹤的比較常用的控制策略，目控制效果較理想。它是基于太陽(yáng)電池的輸出功率一電壓曲線而形成的一種策略.其原理是每隔一定的時(shí)間增加或者減少電壓，并觀測(cè)其后的功率變化方向，來(lái)決定下一步的控制信號(hào)。這種控制算法一般也采用功率反饋，即使用兩個(gè)傳感器對(duì)直流母線電流與其兩端的電壓分別采樣。這種控制方法雖然算法簡(jiǎn)單，且易于硬件實(shí)現(xiàn)，但是響應(yīng)速度很慢，只適用于那些光照強(qiáng)度變化非常緩慢的場(chǎng)合。而且穩(wěn)態(tài)情況

52、下，這種算法會(huì)導(dǎo)致光伏陣列的實(shí)際工作點(diǎn)在最大功率點(diǎn)附近小幅振蕩，因此會(huì)造成一定的功率損失；而光照發(fā)生快速變化時(shí)，跟蹤算法可能會(huì)失效，判斷得到錯(cuò)誤的跟蹤方向。圖 4.3 擾動(dòng)觀察法 MPPT擾動(dòng)觀察法通過(guò)擾動(dòng)太陽(yáng)電池后級(jí) DC 變換電路的工作占空比或者直接擾動(dòng)太陽(yáng)電池的輸出電壓（如圖中 V1，V2，V3，V4） ，然后觀測(cè)太陽(yáng)電池輸出功率（如圖中的P1，P2，P3，P4）變化，至輸出功率的變化趨勢(shì)改變，即輸出功率由大變小或者由小變大。擾動(dòng)觀測(cè)法的優(yōu)點(diǎn)總結(jié)如下：模塊化控制回路。跟蹤方法簡(jiǎn)單，實(shí)現(xiàn)容易。對(duì)傳感器精度要求不高。缺點(diǎn)為：只能在光伏陣列最大功率點(diǎn)附近振蕩運(yùn)行，導(dǎo)致一定功率損失。跟蹤步長(zhǎng)對(duì)跟

53、蹤精度和響應(yīng)速度無(wú)法兼顧。在特定情況下會(huì)出現(xiàn)判斷錯(cuò)誤情況。. . . . 20 / 414 43 3 間歇掃描法間歇掃描法實(shí)現(xiàn)該 MPPT 控制策略的核心思想是定時(shí)地掃描一段(一般為 0.50.9 倍的開(kāi)路電壓)陣列電壓，同時(shí)記錄下不同電壓下對(duì)應(yīng)的陣列輸出功率值，經(jīng)過(guò)比較不同點(diǎn)的太陽(yáng)電池陣列的輸出功率就可以方便地得出最大功率點(diǎn)，通過(guò)掃描計(jì)算出在當(dāng)前日照與溫度條件下的最大功率與其相應(yīng)的電壓 Um 并實(shí)時(shí)控制 PWM 的輸出使系統(tǒng)工作于與該 Um 相應(yīng)的工作點(diǎn)上，而不需要使并網(wǎng)逆變器一直處于搜尋狀態(tài)。這種方法一般不會(huì)產(chǎn)生振蕩，同時(shí)避免了其它各種方案由于需要實(shí)時(shí)搜索而引起的功率損失。這種方案的最大缺

54、點(diǎn)就是由于在控制過(guò)程中要周期性掃描各工作點(diǎn)的功率從而引起太陽(yáng)電池工作電壓的周期性大幅度變動(dòng)，其實(shí)掃描過(guò)程中也損失了一些不必要的功率。實(shí)際情況是太陽(yáng)能電池陣列在一天的運(yùn)行過(guò)程中，短時(shí)間工作點(diǎn)的變化不大。因此本文根據(jù)太陽(yáng)能電池的伏安特性并結(jié)合太陽(yáng)能電池的實(shí)際運(yùn)行情況，對(duì)間歇掃描跟蹤法提出了改進(jìn)。改進(jìn)的思想就是并不每次都在整個(gè)跟蹤圍掃描太陽(yáng)能電池陣列的工作點(diǎn)。改進(jìn)后的控制過(guò)程為:在較短時(shí)間間隔只在縮小的跟蹤圍(Um-0. 1Uoc 和 Um+0.1 Uoc)掃描一次，其中 Um 和 Uoc 分別是太陽(yáng)能電池陣列當(dāng)前最大功率點(diǎn)工作電壓和陣列開(kāi)路電壓。每隔一段較長(zhǎng)時(shí)間后才在整個(gè)跟蹤圍對(duì)各工作點(diǎn)掃描一次。

55、第五章第五章 光伏并網(wǎng)發(fā)電系統(tǒng)的孤島效應(yīng)與防止策略光伏并網(wǎng)發(fā)電系統(tǒng)的孤島效應(yīng)與防止策略5 51 1 孤島效應(yīng)與其危害孤島效應(yīng)與其危害所謂孤島效應(yīng)就是當(dāng)電力公司的供電系統(tǒng)因事故故障或停電維修等原因而停止工作時(shí)，安裝在各個(gè)用戶端的光伏并網(wǎng)發(fā)電系統(tǒng)未能與時(shí)檢測(cè)出停電狀態(tài)而將自身脫離市電網(wǎng)絡(luò)，因而形成了一個(gè)由光伏并網(wǎng)發(fā)電系統(tǒng)向周圍負(fù)載供電的一個(gè)電力公司無(wú)法掌握的自給供電孤島現(xiàn)象。一般來(lái)說(shuō)，孤島效應(yīng)可能對(duì)整個(gè)配電系統(tǒng)設(shè)備與用戶端的設(shè)備造成不利的影響，包括：1)危害電力公司輸電線路維修人員的安全；2)影響配電系統(tǒng)上的保護(hù)開(kāi)關(guān)動(dòng)作程序；3)造成電力孤島區(qū)域所發(fā)生的供電電壓與頻率的不穩(wěn)定現(xiàn)象；4)當(dāng)電力公司供

56、電恢復(fù)時(shí)所造成的相位不同步問(wèn)題；5)光伏并網(wǎng)發(fā)電系統(tǒng)因單項(xiàng)供電而造成系統(tǒng)三相負(fù)載的欠相供電問(wèn)題。當(dāng)越來(lái)越多的光伏并網(wǎng)發(fā)電系統(tǒng)并聯(lián)于交流電網(wǎng)時(shí)，發(fā)生孤島效應(yīng)的機(jī)率也就越高，所以必須尋求適當(dāng)策略來(lái)應(yīng)對(duì)日趨嚴(yán)重的孤島效應(yīng)問(wèn)題。5 52 2 孤島效應(yīng)的檢測(cè)方法孤島效應(yīng)的檢測(cè)方法孤島現(xiàn)象的檢測(cè)方法根據(jù)技術(shù)特點(diǎn)，可以分為三大類：被動(dòng)檢測(cè)方法、主動(dòng)檢測(cè)方法和外部檢測(cè)方法。5 52 21 1 被動(dòng)檢測(cè)方法被動(dòng)檢測(cè)方法. . . . 21 / 411)過(guò)欠電壓和高低頻率檢測(cè)法 (OVPUVP、OFPUFP)過(guò)欠電壓和高低頻率檢測(cè)法是在公共耦合點(diǎn)的電壓幅值和頻率超過(guò)正常圍時(shí)，停止逆變器并網(wǎng)運(yùn)行的一種檢測(cè)方法。如果

57、電壓或頻率偏移達(dá)到孤島檢測(cè)設(shè)定閥值，則可檢測(cè)到孤島發(fā)生。然而當(dāng)逆變器所帶的本地負(fù)荷與其輸出功率接近于匹配時(shí)，則電壓和頻率的偏移將非常小甚至為零，因此該方法存在非檢測(cè)區(qū)(NDZ)。這種方法的經(jīng)濟(jì)性較好，但由于非檢測(cè)區(qū)較大，所以單獨(dú)使用 OVRUVR 和 OFRIUFR 孤島檢測(cè)是不夠的。2)電壓諧波檢測(cè)法。電壓諧波檢測(cè)法通過(guò)檢測(cè)并網(wǎng)逆變器的輸出電壓的諧波含量來(lái)防止孤島現(xiàn)象發(fā)生，這種方法依據(jù)工作分支電網(wǎng)功率變壓器的非線性原理。對(duì)于通過(guò)功率變壓器輸出到電網(wǎng)的并網(wǎng)逆變器，當(dāng)電網(wǎng)存在時(shí)，逆變器輸出電壓由于受電網(wǎng)控制因而不會(huì)有太大的諧波含量；當(dāng)電網(wǎng)斷開(kāi)時(shí)，由于負(fù)載阻抗通常要比電網(wǎng)阻抗大得多，從光伏系統(tǒng)注入

58、功率變壓器的電流可能引入較大的電壓諧波，通過(guò)檢測(cè)電壓諧波或諧波的變化就能有效的檢測(cè)到孤島效應(yīng)的發(fā)生。但是在實(shí)際應(yīng)用中，由于非線性負(fù)載等因素的存在，電網(wǎng)電壓的諧波很大，諧波檢測(cè)的動(dòng)作閥值不容易確定，因此，該方法具有局限性。被動(dòng)檢測(cè)法一般實(shí)現(xiàn)起來(lái)比較簡(jiǎn)單，然而當(dāng)并網(wǎng)逆變器的輸出功率與局部電網(wǎng)負(fù)載的功率基本接近導(dǎo)致局部電網(wǎng)的電壓和頻率變化很小時(shí)，被動(dòng)檢測(cè)法就會(huì)失效，即被動(dòng)檢測(cè)法通常都存在較大非檢測(cè)區(qū)的問(wèn)題。5 52 22 2 主動(dòng)檢測(cè)方法主動(dòng)檢測(cè)方法1)頻率偏移檢測(cè)法(AFD)應(yīng)用微處理器的逆變器很容易實(shí)現(xiàn) AFD 該方法的檢測(cè)原理如圖所示。圖5.1頻率偏移檢測(cè)法圖中 Ts 是系統(tǒng)電壓周期，T 是逆

59、變器輸出電壓周期。因逆變器的輸出電流波形有少量畸變，前半周，逆變器輸出電流的頻率稍高于系統(tǒng)電壓頻率，逆變器輸出電流先到零，并且在電壓波形到達(dá)零之前的 tz，時(shí)間里一直保持為零。后半周，逆變器輸出電流又先到零，并且一直保持到系統(tǒng)電壓到零。孤島時(shí)，若此電流加到阻性負(fù)載上，其電壓響應(yīng)會(huì)跟隨這種失真電流波形并且在更短的時(shí)間到達(dá)零點(diǎn)，從而引起輸出電壓和電流之間的相位誤差。逆變器為消除相位誤差會(huì)增加輸出電流的頻率，導(dǎo)致阻性負(fù)載電壓響應(yīng)的過(guò)零點(diǎn)與預(yù)期相比更提前了。逆變器會(huì)繼續(xù)檢測(cè)相位誤差并再次增加電流頻率，直到頻率偏移足夠大，能夠被 OFRUFR 檢測(cè)到為止。頻率偏移檢測(cè)法會(huì)降低逆變器輸出電能的質(zhì)量。另外，

60、當(dāng)存在多個(gè)逆變器時(shí)，所有逆變器必須統(tǒng)一頻率偏移的方向。如果頻率偏. . . . 22 / 41移方向不一致，其輸出會(huì)相互抵消，降低孤島檢測(cè)效率。5 52 23 3 外部檢測(cè)方法外部檢測(cè)方法外部檢測(cè)法是通過(guò)電網(wǎng)對(duì)逆變器進(jìn)行控制，或者電網(wǎng)與逆變器之間的通信來(lái)控制逆變器在一定條件下停止并網(wǎng)運(yùn)行的一類方法。外部方法都有很高的檢測(cè)效率，但是由于需要在電網(wǎng)上安裝附件，成本會(huì)相應(yīng)提高。根據(jù)電網(wǎng)對(duì)逆變器的控制方式的不同，主要分為以下兩種方法：1)自動(dòng)投切阻抗法自動(dòng)投切阻抗法是當(dāng)電網(wǎng)斷電時(shí)，自動(dòng)在電網(wǎng)側(cè)插入低阻抗負(fù)載，插入的低阻抗負(fù)載能夠打破逆變器與負(fù)載之間的原有的平衡，造成并網(wǎng)處公共耦合點(diǎn)電壓的幅值或頻率偏移