現(xiàn)代數(shù)字調(diào)制解調(diào)技術(shù)

1、第第 9 章章 現(xiàn)代數(shù)字調(diào)制解調(diào)技術(shù)現(xiàn)代數(shù)字調(diào)制解調(diào)技術(shù) 9.1 正交振幅調(diào)制正交振幅調(diào)制(QAM) 9.2 最小移頻鍵控最小移頻鍵控(MSK) 9.3 高斯最小移頻鍵控高斯最小移頻鍵控(GMSK) 9.4 DQPSK調(diào)制調(diào)制 9.5 OFDM調(diào)制調(diào)制 9.6 數(shù)字化接收技術(shù)數(shù)字化接收技術(shù)49.1.1MQAM調(diào)制原理調(diào)制原理 正交振幅調(diào)制是用兩個(gè)獨(dú)立的基帶數(shù)字信號(hào)對(duì)兩個(gè)相互正交的同頻載波進(jìn)行抑制載波的雙邊帶調(diào)制，利用這種已調(diào)信號(hào)在同一帶寬內(nèi)頻譜正交的性質(zhì)來(lái)實(shí)現(xiàn)兩路并行的數(shù)字信息傳輸。 正交振幅調(diào)制信號(hào)的一般表示式為)cos()()(MQAMncsnntnTtgAts式中，An是基帶信號(hào)幅度，g

2、(t-nTs)是寬度為T(mén)s的單個(gè)基帶信號(hào)波形。 式(9.1 - 1)還可以變換為正交表示形式: 9.1正交振幅調(diào)制正交振幅調(diào)制(QAM)(9.1-1) tnTtgAtnTtgAtscnsnncnsnnsinsin)(coscos)()(MQAM(9.1-2) 令 Xn=An cosnYn=AnsinnttYttXtnTtgYtnTtgXtscccsnncsnnsin)(cos)(sin)(cos)()(MQAMQAM中的振幅Xn和Yn可以表示為 Xn=cnA Yn=dnA 則式(9.1-2)變?yōu)?(9.1-3) (9.1-4) 式中，A是固定振幅，cn、dn由輸入數(shù)據(jù)確定。cn、dn決定了已調(diào)

3、QAM信號(hào)在信號(hào)空間中的坐標(biāo)點(diǎn)。 QAM信號(hào)調(diào)制原理圖如圖9-1 所示。圖中，輸入的二進(jìn)制序列經(jīng)過(guò)串/并變換器輸出速率減半的兩路并行序列， 再分別經(jīng)過(guò)2電平到L電平的變換，形成L電平的基帶信號(hào)。 為了抑制已調(diào)信號(hào)的帶外輻射，該L電平的基帶信號(hào)還要經(jīng)過(guò)預(yù)調(diào)制低通濾波器，形成X(t)和Y(t)，再分別對(duì)同相載波和正交載波相乘。 最后將兩路信號(hào)相加即可得到QAM信號(hào)。 圖9-1 QAM信號(hào)調(diào)制原理圖 信號(hào)矢量端點(diǎn)的分布圖稱(chēng)為星座圖。通常，可以用星座圖來(lái)描述QAM信號(hào)的信號(hào)空間分布狀態(tài)。對(duì)于M=16的16QAM來(lái)說(shuō)，有多種分布形式的信號(hào)星座圖。 兩種具有代表意義的信號(hào)星座圖如圖 9 - 2 所示。在圖

4、 9 - 2(a)中， 信號(hào)點(diǎn)的分布成方型，故稱(chēng)為方型16QAM星座，也稱(chēng)為標(biāo)準(zhǔn)型16QAM。在圖 9 - 2(b)中，信號(hào)點(diǎn)的分布成星型，故稱(chēng)為星型16QAM星座。 若信號(hào)點(diǎn)之間的最小距離為2A，且所有信號(hào)點(diǎn)等概率出現(xiàn)，則平均發(fā)射信號(hào)功率為)(2122nMnnsdcMAP(9.1-5) 圖 9- 216QAM的星座圖 (a) 方型16QAM星座； (b) 星型16QAM星座對(duì)于方型16QAM，信號(hào)平均功率為22212210)18410824(16)(AAdcMAPnMnns對(duì)于星型16QAM，信號(hào)平均功率為 2222212203.14)61. 4861. 24(16)(AAdcMAPnMnn

5、s兩者功率相差1.4dB。另外，兩者的星座結(jié)構(gòu)也有重要的差別。一是星型16QAM只有兩個(gè)振幅值，而方型16QAM有三種振幅值；二是星型16QAM只有8種相位值，而方型16QAM有12種相位值。這兩點(diǎn)使得在衰落信道中，星型16QAM比方型16QAM更具有吸引力。而MQAM信號(hào)矩形星座圖上信號(hào)點(diǎn)間的最小距離為 M=4, 16, 32, , 256時(shí)MQAM信號(hào)的星座圖如圖 9 - 3 所示。其中，M=4, 16, 64, 256 時(shí)星座圖為矩形，而M=32, 128 時(shí)星座圖為十字形。前者M(jìn)為2的偶次方，即每個(gè)符號(hào)攜帶偶數(shù)個(gè)比特信息；后者M(jìn)為2的奇次方，即每個(gè)符號(hào)攜帶奇數(shù)個(gè)比特信息。 若已調(diào)信號(hào)的

6、最大幅度為1，則MPSK信號(hào)星座圖上信號(hào)點(diǎn)間的最小距離為 dMPSK=2 sin M(9.1-6) 1212MQAMMLd(9.1-7) 圖9-3 MQAM信號(hào)的星座圖式中，L為星座圖上信號(hào)點(diǎn)在水平軸和垂直軸上投影的電平數(shù)，M=L2。由式(9.1-6)和(9.1-7)可以看出，當(dāng)M=4時(shí)，d4PSK=d4QAM，實(shí)際上，4PSK和4QAM的星座圖相同。當(dāng)M=16時(shí)，d16QAM=0.47，而d16PSK=0.39，d16PSKd16QAM。 這表明，16QAM系統(tǒng)的抗干擾能力優(yōu)于16PSK。 9.1.2MQAM解調(diào)原理解調(diào)原理 MQAM信號(hào)同樣可以采用正交相干解調(diào)方法， 其解調(diào)器原理圖如圖9

7、- 4 所示。解調(diào)器輸入信號(hào)與本地恢復(fù)的兩個(gè)正交載波相乘后，經(jīng)過(guò)低通濾波輸出兩路多電平基帶信號(hào)X(t)和Y(t)。多電平判決器對(duì)多電平基帶信號(hào)進(jìn)行判決和檢測(cè)，再經(jīng)L電平到2電平轉(zhuǎn)換和并/串變換器最終輸出二進(jìn)制數(shù)據(jù)。 圖 9-4MQAM信號(hào)相干解調(diào)原理圖9.1.3MQAM抗噪聲性能抗噪聲性能 對(duì)于方型QAM，可以看成是由兩個(gè)相互正交且獨(dú)立的多電平ASK信號(hào)疊加而成。因此，利用多電平信號(hào)誤碼率的分析方法，可得到M進(jìn)制QAM的誤碼率為022e1log3erfc11nELLLPb式中，M=L2，Eb為每比特碼元能量，n0為噪聲單邊功率譜密度。 圖 9 -5 給出了M進(jìn)制方型QAM的誤碼率曲線。 (9.

8、1-8) 圖 9- 5 M進(jìn)制方型QAM的誤碼率曲線 9.2.1 MSK 的基本原理的基本原理 MSK是恒定包絡(luò)連續(xù)相位頻率調(diào)制， 其信號(hào)的表示式為kskctTatts2cos)(MSK其中kTst(k+1)Ts, k=0, 1, 令sskskkTktkTtTat) 1(,2)(則式(9.2 - 1)可表示為9.2 最小移頻鍵控最小移頻鍵控(MSK)(9.2-1) sMSK(t)= cosct+k(t)(9.2-3) 式中，k(t)稱(chēng)為附加相位函數(shù)；c為載波角頻率；Ts為碼元寬度；ak為第k個(gè)輸入碼元，取值為1；k為第k個(gè)碼元的相位常數(shù)，在時(shí)間kTst(k+1)Ts中保持不變，其作用是保證在t

9、=kTs時(shí)刻信號(hào)相位連續(xù)。 令kskcktTatt2)(則1,21,22d)(dksckscskckaTaTTatt(9.2-4) (9.2-5) scscTffTff414121中心頻率fc應(yīng)選為,.2 , 1,4nTnfSc式(9.2-8)表明，MSK信號(hào)在每一碼元周期內(nèi)必須包含四分之一載波周期的整數(shù)倍。fc還可以表示為scTmNf1)4(N為正整數(shù)； m=0, 1, 2, 3) 由式(9.2 - 5)可以看出，MSK信號(hào)的兩個(gè)頻率分別為(9.2-9) (9.2-6) (9.2-7) (9.2-8) 由此可得頻率間隔為STfff21125 . 0212121SSSTTT 當(dāng)取N=1, m=

10、0 時(shí)，MSK信號(hào)的時(shí)間波形如圖 9 - 6 所示。 相應(yīng)地MSK信號(hào)的兩個(gè)頻率可表示為sscsScTmNTffTmNTff141411414121MSK信號(hào)的調(diào)制指數(shù)為(9.2-10) (9.2-11) (9.2-12) (9.2-13) 圖9-6 MSK 信號(hào)的時(shí)間波形,)1(,1(2)(1111kKaakkkkkkak=ak-1 akak-1 式中，若取k的初始參考值0=0，則k=0 或 (模2) k=0, 1, 2, 上式即反映了MSK信號(hào)前后碼元區(qū)間的相位約束關(guān)系， 表明MSK信號(hào)在第k個(gè)碼元的相位常數(shù)不僅與當(dāng)前碼元的取值ak有關(guān)，而且還與前一碼元的取值ak-1及相位常數(shù)k-1有關(guān)。

11、 對(duì)第k個(gè)碼元的相位常數(shù)k的選擇應(yīng)保證MSK信號(hào)相位在碼元轉(zhuǎn)換時(shí)刻是連續(xù)的。根據(jù)這一要求，由式(9.2 - 2)可以得到相位約束條件為(9.2-14) (9.2-15) 由附加相位函數(shù)k(t)的表示式(9.2 - 2)可以看出， k(t)是一直線方程，其斜率為 ， 截距為k。由于ak的取值為1，故 是分段線性的相位函數(shù)。因此，MSK的整個(gè)相位路徑是由間隔為T(mén)s的一系列直線段所連成的折線。在任一個(gè)碼元期間Ts，若ak=+1，則k(t)線性增加 ；若ak=-1， 則k(t)線性減小 。對(duì)于給定的輸入信號(hào)序列ak，相應(yīng)的附加相位函數(shù)k(t)的波形如圖 9 - 7 所示。 對(duì)于各種可能的輸入信號(hào)序列，

12、 k(t)的所有可能路徑如圖 9 - 8 所示，它是一個(gè)從-2到+2的網(wǎng)格圖。 tTask2tTaSk222圖 9 7 附加相位函數(shù)k(t)的波形圖圖 9 -8MSK的相位網(wǎng)格圖 從以上分析總結(jié)得出，MSK信號(hào)具有以下特點(diǎn)： （1）MSK信號(hào)是恒定包絡(luò)信號(hào)； （2）在碼元轉(zhuǎn)換時(shí)刻，信號(hào)的相位是連續(xù)的，以載波相位為基準(zhǔn)的信號(hào)相位在一個(gè)碼元期間內(nèi)線性地變化 ； （3） 在一個(gè)碼元期間內(nèi)， 信號(hào)應(yīng)包括四分之一載波周期的整數(shù)倍，信號(hào)的頻率偏移等于 ，相應(yīng)的調(diào)制指數(shù)h=0.5。 下面我們簡(jiǎn)要討論一下MSK信號(hào)的功率譜。對(duì)于由式(9.2 - 1)定義的MSK信號(hào)，其單邊功率譜密度可表示為2ST41)(2c

13、os)(161 8)(2222MSKscScSTffTffTfP(9.2-16) 根據(jù)式(9.2 - 16)畫(huà)出MSK信號(hào)的功率譜如圖 9 - 9 所示。 為了便于比較，圖中還畫(huà)出了2PSK信號(hào)的功率譜。 由圖 9-9 可以看出，與2PSK相比，MSK信號(hào)的功率譜更加緊湊，其第一個(gè)零點(diǎn)出現(xiàn)在0.75/Ts處，而2PSK的第一個(gè)零點(diǎn)出現(xiàn)在1/Ts處。這表明，MSK信號(hào)功率譜的主瓣所占的頻帶寬度比2PSK信號(hào)的窄；當(dāng)(f-fc)時(shí)，MSK的功率譜以(f-fc)4的速率衰減，它要比2PSK的衰減速率快得多，因此對(duì)鄰道的干擾也較小。 圖 9 - 9MSK信號(hào)的歸一化功率譜9.2.2 MSK調(diào)制解調(diào)原理

14、調(diào)制解調(diào)原理 由MSK信號(hào)的一般表示式(9.2 - 3)可得 sMSK(t)= cosct+k(t)=cosk(t) cosct-sink(t) sinct 因?yàn)閗skktTat2)(tTttQtTttItTtatTtttscskcskcskkcscksin2sin)(cos2cos)(sin2sincoscos2coscos)(MSK(9.2-17)代入式(9.2 - 17)可得(9.2-18) 上式即為MSK信號(hào)的正交表示形式。其同相分量為tTttxcskIcos2coscos)(9.2-19) 也稱(chēng)為I支路。 其正交分量為tTtatxcskkQsin2sincos)(9.2-20) sT

15、t2cos也稱(chēng)為Q支路。 和 稱(chēng)為加權(quán)函數(shù)。 sTt2sin 由式(9.2-18)可以畫(huà)出MSK信號(hào)調(diào)制器原理圖 9-10 所示。圖9-10 MSK信號(hào)調(diào)制器原理圖 Q支路信號(hào)先延遲Ts，經(jīng)sin 加權(quán)調(diào)制和正交載波sinct相乘輸出正交分量xQ(t)。xI(t)和xQ(t)相減就可得到已調(diào)MSK信號(hào)。 MSK信號(hào)屬于數(shù)字頻率調(diào)制信號(hào)，因此可以采用一般鑒頻器方式進(jìn)行解調(diào)，其原理圖如圖9-11所示。鑒頻器解調(diào)方式結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單，容易實(shí)現(xiàn)。 由于MSK信號(hào)調(diào)制指數(shù)較小，采用一般鑒頻器方式進(jìn)行解調(diào)誤碼率性能不太好，因此在對(duì)誤碼率有較高要求時(shí)大多采用相干解調(diào)方式。圖9-12 是MSK信號(hào)相干解調(diào)器原理圖，其

16、由相干載波提取和相干解調(diào)兩部分組成。 sTt2圖 9- 11MSK鑒頻器解調(diào)原理圖圖 9 - 12MSK信號(hào)相干解調(diào)器原理圖9.2.3 MSK的性能的性能 設(shè)信道特性為恒參信道，噪聲為加性高斯白噪聲，MSK解調(diào)器輸入信號(hào)與噪聲的合成波為)(2cos)(tntTattrkskc式中 n(t)=nc(t) cosct-ns(t) sinct是均值為0，方差為2的窄帶高斯噪聲。 (9.2 - 21) 經(jīng)過(guò)相乘、低通濾波和抽樣后，在t=2kTs時(shí)刻I支路的樣值為s) 1(cos) 12(naaTkkkksQckksnakTI) 1(cos)2(在t=(2k+1)Ts時(shí)刻Q支路的樣值為(9.2-22)

17、(9.2-23) 式中，nc和ns分別為nc(t)和ns(t)在取樣時(shí)刻的樣本值。在I支路和Q支路數(shù)據(jù)等概率的情況下，各支路的誤碼率為)(erfc21d2)(exp21d)(0220rxaxxxfPs(9.2-24) 式中， r= 為信噪比。 經(jīng)過(guò)交替門(mén)輸出和差分譯碼后， 系統(tǒng)的總誤比特率為 Pe=2Ps(1-Ps) (9.2 - 25)MSK系統(tǒng)誤比特率曲線如圖 9 - 13 所示。 由以上分析可以看出，MSK信號(hào)比2PSK有更高的頻譜利用率，并且有更強(qiáng)的抗噪聲性能，從而得到了廣泛的應(yīng)用。 222a圖 9- 13MSK系統(tǒng)誤比特率曲線 由上一節(jié)分析可知，MSK調(diào)制方式的突出優(yōu)點(diǎn)是已調(diào)信號(hào)具有

18、恒定包絡(luò)，且功率譜在主瓣以外衰減較快。但是，在移動(dòng)通信中，對(duì)信號(hào)帶外輻射功率的限制十分嚴(yán)格，一般要求必須衰減70dB以上。從MSK信號(hào)的功率譜可以看出，MSK信號(hào)仍不能滿(mǎn)足這樣的要求。高斯最小移頻鍵控(GMSK)就是針對(duì)上述要求提出來(lái)的。GMSK調(diào)制方式能滿(mǎn)足移動(dòng)通信環(huán)境下對(duì)鄰道干擾的嚴(yán)格要求，它以其良好的性能而被泛歐數(shù)字蜂窩移動(dòng)通信系統(tǒng)(GSM)所采用。 9.3 高斯最小移頻鍵控高斯最小移頻鍵控(GMSK)9.3.1GMSK的基本原理的基本原理 MSK調(diào)制是調(diào)制指數(shù)為0.5的二進(jìn)制調(diào)頻，基帶信號(hào)為矩形波形。為了壓縮MSK信號(hào)的功率譜，可在MSK調(diào)制前加入預(yù)調(diào)制濾波器，對(duì)矩形波形進(jìn)行濾波，得到

19、一種新型的基帶波形， 使其本身和盡可能高階的導(dǎo)數(shù)都連續(xù)，從而得到較好的頻譜特性。GMSK(GaussianFiltered Minimum Shift Keying)調(diào)制原理圖如圖9 - 14 所示。 為了有效地抑制MSK信號(hào)的帶外功率輻射，預(yù)調(diào)制濾波器應(yīng)具有以下特性： 圖 9 14 GMSK調(diào)制原理圖 (1) 帶寬窄并且具有陡峭的截止特性； (2) 脈沖響應(yīng)的過(guò)沖較??； (3) 濾波器輸出脈沖響應(yīng)曲線下的面積對(duì)應(yīng)于/2的相移。 其中條件(1)是為了抑制高頻分量；條件(2)是為了防止過(guò)大的瞬時(shí)頻偏；條件(3)是為了使調(diào)制指數(shù)為0.5。 一種滿(mǎn)足上述特性的預(yù)調(diào)制濾波器是高斯低通濾波器， 其單位沖

20、激響應(yīng)為2exp)(taath(9.3-1) 傳輸函數(shù)為H(f)=exp(-2f2 ) (9.3 - 2)式中,是與高斯濾波器的3dB帶寬Bb有關(guān)的參數(shù)，它們之間的關(guān)系為如果輸入為雙極性不歸零矩形脈沖序列s(t):5887. 02ln21bB1),()(nbnnanTtbats, 0,1)(bTtb(9.3-3) (9.3-4) 式中 其他2|bTt (9.3-5) 其中, Tb為碼元間隔。高斯預(yù)調(diào)制濾波器的輸出為)()()()(nbnnTtbathtstx式中, g(t)為高斯預(yù)調(diào)制濾波器的脈沖響應(yīng):dexp1d)(1)()()(22222bbbbTTbTTbThTthtbtg當(dāng)BbTb取不

21、同值時(shí)，g(t)的波形如圖 9 - 15 所示。(9.3-6) (9.3-7) 圖9-15 高斯濾波器的矩形脈沖響應(yīng)式中，an為輸入數(shù)據(jù)。 高斯濾波器的輸出脈沖經(jīng)MSK調(diào)制得到GMSK信號(hào)，其相位路徑由脈沖的形狀決定。由于高斯濾波后的脈沖無(wú)陡峭沿， 也無(wú)拐點(diǎn)，因此，相位路徑得到進(jìn)一步平滑，如圖 9 - 16 所示。GMSK信號(hào)的表達(dá)式為 tbbnbcTnTgaTttsd22cos)(GMSK(9.3-8) 圖 9 -16GMSK信號(hào)的相位路徑圖 9 -17GMSK信號(hào)的功率譜密度 圖 9 - 17 是通過(guò)計(jì)算機(jī)模擬得到的GMSK信號(hào)的功率譜。圖中，橫坐標(biāo)為歸一化頻差(f-fc)Tb，縱坐標(biāo)為功

22、率譜密度，參變量BbTb為高斯低通濾波器的歸一化3dB帶寬Bb與碼元長(zhǎng)度Tb的乘積。BbTb=的曲線是MSK信號(hào)的功率譜密度。GMSK信號(hào)的功率譜密度隨BbTb值的減小變得緊湊起來(lái)。表 9 - 1給出了作為BbTb函數(shù)的GMSK信號(hào)中包含給定功率百分比的帶寬。 圖 9 - 18 是在不同BbTb時(shí)由頻譜分析儀測(cè)得的射頻輸出頻譜?？梢?jiàn)，測(cè)量值與圖9 - 17 所示的計(jì)算機(jī)模擬結(jié)果基本一致。 圖 9 -19是GMSK信號(hào)正交相干解調(diào)時(shí)測(cè)得的眼圖?？梢钥闯?， 當(dāng)BbTb較小時(shí)會(huì)使基帶波形中引入嚴(yán)重的碼間干擾，從而降低性能。當(dāng)BbTb=0.25 時(shí)，GMSK的誤碼率比MSK下降1 dB。 圖 9 18

23、 不同BbTb時(shí)實(shí)測(cè)GMSK信號(hào)射頻功率譜圖 9 - 19GMSK信號(hào)正交相干解調(diào)的眼圖9.3.2GMSK的調(diào)制與解調(diào)的調(diào)制與解調(diào) 產(chǎn)生GMSK信號(hào)的一種簡(jiǎn)單方法是采用鎖相環(huán)(PLL)法， 其原理圖如圖 9 - 20 所示。圖中，輸入數(shù)據(jù)序列先進(jìn)行 相移BPSK調(diào)制，然后將該信號(hào)通過(guò)鎖相環(huán)對(duì)BPSK信號(hào)的相位突跳進(jìn)行平滑，使得信號(hào)在碼元轉(zhuǎn)換時(shí)刻相位連續(xù)，而且沒(méi)有尖角。該方法實(shí)現(xiàn)GMSK信號(hào)的關(guān)鍵是鎖相環(huán)傳輸函數(shù)的設(shè)計(jì)，以滿(mǎn)足輸出信號(hào)功率譜特性要求。 由式(9.3 - 8)，GMSK信號(hào)可以表示為正交形式，即 sGMSK(t)=cosct+(t)=cos(t)cosct-sin(t)sinct

24、2(9.3-9) 圖 9 -20PLL型GMSK調(diào)制器d)2(2)(bbtnbTnTgaTt 由式(9.3 - 9)和式(9.3 - 10)可以構(gòu)成一種波形存儲(chǔ)正交調(diào)制器，其原理圖如圖 9-21 所示。 波形存儲(chǔ)正交調(diào)制器的優(yōu)點(diǎn)是避免了復(fù)雜的濾波器設(shè)計(jì)和實(shí)現(xiàn)，可以產(chǎn)生具有任何特性的基帶脈沖波形和已調(diào)信號(hào)。 GMSK信號(hào)的基本特征與MSK信號(hào)完全相同， 其主要差別是GMSK信號(hào)的相位軌跡比MSK信號(hào)的相位軌跡平滑。因此，圖9-12所示的MSK信號(hào)相干解調(diào)器原理圖完全適用GMSK信號(hào)的相干解調(diào)。 GMSK信號(hào)也可以采用圖 9-22 所示的差分解調(diào)器解調(diào)。圖9-22(a)是1比特差分解調(diào)方案，圖 9

25、-22(b)是2比特差分解調(diào)方案。式中 (9.3-10) 圖 9 21 波形存儲(chǔ)正交調(diào)制器產(chǎn)生GMSK信號(hào)圖9-22GMSK 信號(hào)差分解調(diào)器原理(a) 1比特差分調(diào)節(jié)器 (b) 2比特差分解調(diào)器9.3.3GMSK系統(tǒng)的性能系統(tǒng)的性能 假設(shè)信道為恒參信道，噪聲為加性高斯白噪聲，其單邊功率譜密度為n0。GMSK信號(hào)相干解調(diào)的誤比特率下界可以表示為rdP0mine22erfc21式中，dmin為在t1到t2之間觀察所得的Hilbert空間中發(fā)送數(shù)據(jù)“1”和“0”對(duì)應(yīng)的復(fù)信號(hào)u1(t)和u0(t)之間的最小距離， 即ttutudtttutud)()(201)(),(2min2110min (9.3-1

26、1) (9.3-12) 在恒參信道，加性高斯白噪聲條件下，測(cè)得的GMSK相干解調(diào)誤比特率曲線如圖9-23所示。由圖可以看出，當(dāng)BbTb=0.25時(shí)，GMSK的性能僅比MSK下降1 dB。由于移動(dòng)通信系統(tǒng)是快速瑞利衰落信道，因此誤比特性能要比理想信道下的誤比特性能下降很多。具體誤比特性能要通過(guò)實(shí)際測(cè)試。圖9-23 例相信道下GMSK相干解調(diào)誤比特率曲線 例例 9 1 為了產(chǎn)生BbTb=0.2的GMSK信號(hào)，當(dāng)信道數(shù)據(jù)速率Rb=250 kb/s時(shí)， 試求高斯低通濾波器的3 dB帶寬。并確定射頻信道中99% 的功率集中在多大的帶寬中？ 解解 由題中條件可知碼元寬度為s 410250113bbRT因?yàn)?/p>

27、BbTb=0.2，可求出3 dB帶寬為kHz 501042 . 02 . 06bbTB所以3 dB帶寬為50 kHz。 為了確定99%功率帶寬，查表 9 - 1 可知： B=0.79Rb=0.79250103=197.5 kHz所以99%功率帶寬為197.5kHz。 49.4 DQPSK 調(diào)制調(diào)制 DQPSK( -Shift Differentially Encoded Quadrature Phase Shift Keying)是一種正交相移鍵控調(diào)制方式，它綜合了QPSK和OQPSK兩種調(diào)制方式的優(yōu)點(diǎn)。 DQPSK有比QPSK更小的包絡(luò)波動(dòng)和比GMSK更高的頻譜利用率。在多徑擴(kuò)展和衰落的情況

28、下， DQPSK比OQPSK的性能更好。 DQPSK能夠采用非相干解調(diào)，從而使得接收機(jī)實(shí)現(xiàn)大大簡(jiǎn)化。 DQPSK已被用于北美和日本的數(shù)字蜂窩移動(dòng)通信系統(tǒng)。 4444449.4.1 DQPSK的調(diào)制原理的調(diào)制原理 在 DQPSK調(diào)制器中，已調(diào)信號(hào)的信號(hào)點(diǎn)從相互偏移 的兩個(gè)QPSK星座圖中選取。圖 9 - 24 給出了兩個(gè)相互偏移 的星座圖和一個(gè)合并的星座圖，圖中兩個(gè)信號(hào)點(diǎn)之間的連線表示可能的相位跳變?？梢?jiàn)， 信號(hào)的最大相位跳變是 。 另外，由圖 9 - 24 還可看出，對(duì)每對(duì)連續(xù)的雙比特其信號(hào)點(diǎn)至少有 的相位變化，從而使接收機(jī)容易進(jìn)行時(shí)鐘恢復(fù)和同步。 DQPSK調(diào)制器原理圖如圖 9 - 25所示

29、。輸入的二進(jìn)制數(shù)據(jù)序列經(jīng)過(guò)串/并變換和差分相位編碼輸出同相支路信號(hào)Ik和正交支路信號(hào)Qk，Ik和Qk的符號(hào)速率是輸入數(shù)據(jù)速率的一半。在第k個(gè)碼元區(qū)間內(nèi)，差分相位編碼器的輸出和輸入有如下關(guān)系:44444344 圖 9- 24 DQPSK信號(hào)的星座圖 4圖 9-25 DQPSK調(diào)制器原理圖 4 Ik=Ik-1cosk-Qk-1sink (9.4 - 1) Qk=Ik-1sink+Qk-1cosk式中，k是由差分相位編碼器的輸入數(shù)據(jù)xk和yk所決定的。 采用Gray編碼的雙比特（xk，yk）與相移k的關(guān)系如表 9 - 2所示。差分相位編碼器的輸出Ik和Qk共有五種取值： 為了抑制已調(diào)信號(hào)的帶外功率輻

30、射，在進(jìn)行正交調(diào)制前先使同相支路信號(hào)和正交支路信號(hào)Ik和Qk通過(guò)具有線性相位特性和平方根升余弦幅頻特性的低通濾波器。幅頻特性表示式為. 1,21, 0)( fH1,2) 12(sin121afT0Taf210TafTa2121fTa21(9.4-2)(9.4-3) 式中，g(t)為低通濾波器輸出脈沖波形，k為第k個(gè)數(shù)據(jù)期間的絕對(duì)相位。k可由以下差分編碼得出: k=k-1+k (9.4 - 5) DQPSK是一種線性調(diào)制，其包絡(luò)不恒定。若發(fā)射機(jī)具有非線性放大，將會(huì)使已調(diào)信號(hào)頻譜展寬，降低頻譜利用率。 為了提高功率放大器的動(dòng)態(tài)范圍，改善輸出信號(hào)的頻譜特性， 通常采用具有負(fù)反饋控制的功率放大器。 4

31、9.4.2 DQPSK的解調(diào)的解調(diào) DQPSK可以采用與4DPSK相似的方式解調(diào)。 在加性高斯白噪聲(AWGN)信道中，相干解調(diào)的 DQPSK與4DPSK有相同的誤碼性能。為了便于實(shí)現(xiàn)，經(jīng)常采用差分檢測(cè)來(lái)解調(diào) DQPSK信號(hào)。在低比特率，快速瑞利衰落信道中，由于不依賴(lài)相位同步，差分檢測(cè)提供了較好的誤碼性能。 DQPSK信號(hào)基帶差分檢測(cè)器的原理圖如圖 9 - 26 所示。 在解調(diào)器中，本地振蕩器產(chǎn)生的正交載波與發(fā)射載波頻率相同， 但有固定的相位差。解調(diào)器中同相支路和正交支路兩個(gè)低通濾波器的輸出分別為4444圖 9 26 基帶差分檢測(cè)器原理圖 ck=cos(k-) (9.4 - 6) dk= si

32、n(k-) (9.4 7) 兩個(gè)序列ck和dk送入差分解碼器進(jìn)行解碼， 其解碼關(guān)系為ek=ckck-1+dkdk-1 =cos(k-)cos(k-1-)+sin(k-)sin(k-1-) =cos(k-k-1)=cosk (9.4 - 8) fk=dkck-1-ckdk-1 =sin(k-)cos(k-1-)+cos(k-)sin(k-1-) =sin(k-k-1)= sink (9.4 - 9) k=arctan )(kkfe(9.4-10) 根據(jù)表 9 - 2 和式(9.4 - 10)就可以得到調(diào)制數(shù)據(jù)， 再經(jīng)過(guò)并/串變換即可恢復(fù)出發(fā)送的數(shù)據(jù)序列。 DQPSK信號(hào)還可以采用FM鑒頻器檢測(cè)，

33、其原理圖如圖 9 -27 所示。該檢測(cè)器由帶通濾波器、限幅器、FM鑒頻器、 積分器、模2校正電路、差分相位譯碼及并/串變換電路組成。 除了基帶差分檢測(cè)、鑒頻器檢測(cè)方法外， DQPSK信號(hào)還可以采用中頻差分檢測(cè)方法解調(diào)，并且三種解調(diào)方式是等價(jià)的。 44圖 9 -27 DQPSK信號(hào)鑒頻器檢測(cè)9.4.3 DQPSK系統(tǒng)的性能系統(tǒng)的性能 在加性高斯白噪聲信道條件下，采用基帶差分檢測(cè)， DQPSK系統(tǒng)的誤比特率為4rnnnrrIrIP2002ee )2(21)2() 12(e式中，In是第一類(lèi)第n階修正貝塞爾(Bessel)函數(shù)。 誤比特率曲線如圖 9 - 28 所示。 對(duì)于基帶差分檢測(cè)來(lái)說(shuō)，當(dāng)收發(fā)兩

34、端存在相位漂移=2fT時(shí)，將會(huì)使系統(tǒng)誤比特率增加，圖 9 -28 中給出了不同fT時(shí)的誤比特率曲線。可以看出，當(dāng)fT=0.025， 即頻率偏差為碼元速率的2.5%時(shí)，在一個(gè)碼元期間內(nèi)將產(chǎn)生9的相位差。在誤比特率為10-5時(shí)，該相位差將會(huì)引起 1 dB左右的性能惡化。 0nErb圖 9- 28 DQPSK系統(tǒng)的誤比特率曲線 4前面幾節(jié)所討論的數(shù)字調(diào)制解調(diào)方式都是屬于串行體制，和串行體制相對(duì)應(yīng)的一種體制是并行體制。它是將高速率的信息數(shù)據(jù)流經(jīng)串/并變換，分割為若干路低速率并行數(shù)據(jù)流，然后每路低速率數(shù)據(jù)采用一個(gè)獨(dú)立的載波調(diào)制并疊加在一起構(gòu)成發(fā)送信號(hào)，這種系統(tǒng)也稱(chēng)為多載波傳輸系統(tǒng)。多載波傳輸系統(tǒng)原理圖如

35、圖 9-29 所示。9.5OFDM 調(diào)調(diào) 制制圖 9-29 多載波傳輸系統(tǒng)原理圖tMmmmtdtsj10OFDMe )()(式中m=c+m 9.5.1OFDM基本原理基本原理 OFDM是一種高效調(diào)制技術(shù)，其基本原理是將發(fā)送的數(shù)據(jù)流分散到許多個(gè)子載波上，使各子載波的信號(hào)速率大為降低， 從而能夠提高抗多徑和抗衰落的能力。為了提高頻譜利用率，OFDM方式中各子載波頻譜有1/2重疊， 但保持相互正交， 在接收端通過(guò)相關(guān)解調(diào)技術(shù)分離出各子載波， 同時(shí)消除碼間干擾的影響。 OFDM信號(hào)可以用復(fù)數(shù)形式表示為(9.5-1) (9.5-2) 為第m個(gè)子載波角頻率，dm(t)為第m個(gè)子載波上的復(fù)數(shù)信號(hào)。dm(t)

36、在一個(gè)符號(hào)期間Ts上為常數(shù)，則有 dm(t)=dm 若對(duì)信號(hào)sOFDM(t)進(jìn)行采樣，采樣間隔為T(mén)，則有kTkMmmkTMmmcmddkTs)j(10j10OFDMee)( 假設(shè)一個(gè)符號(hào)周期Ts內(nèi)含有N個(gè)采樣值，即 Ts=NT (9.5-3) (9.5-4) (9.5-5) kTmMmmdkTs)j(10OFDMe)(將上式與離散傅立葉反變換(IDFT)形式MmkMmMTmGkTg/2j10e)(相比較可以看出，若將dm(t)看作頻率采樣信號(hào)，則sOFDM(kT)為對(duì)應(yīng)的時(shí)域信號(hào)。比較式(9.5 - 6) 和式(9.5 - 7)可以看出，若令sTNTf11則式(9.5 - 6) 和式(9.5

37、- 7)相等。 (9.5-6) (9.5-7) (9.5-8) OFDM信號(hào)的產(chǎn)生是首先在基帶實(shí)現(xiàn)，然后通過(guò)上變頻產(chǎn)生輸出信號(hào)。因此，基帶處理時(shí)可令c=0，則式(9.5-4)可簡(jiǎn)化為 由此可見(jiàn)，若選擇載波頻率間隔 ，則OFDM信號(hào)不但保持各子載波相互正交，而且可以用離散傅立葉變換(DFT)來(lái)表示。 在OFDM系統(tǒng)中引入DFT技術(shù)對(duì)并行數(shù)據(jù)進(jìn)行調(diào)制和解調(diào)， 其子帶頻譜是 函數(shù)，OFDM信號(hào)頻譜結(jié)構(gòu)如圖 9 - 30 所示。OFDM信號(hào)是通過(guò)基帶處理來(lái)實(shí)現(xiàn)的，不需要振蕩器組， 從而大大降低了OFDM系統(tǒng)實(shí)現(xiàn)的復(fù)雜性。 sTf1xxsin圖 9 - 30OFDM信號(hào)頻譜結(jié)構(gòu) 9.5.2OFDM信號(hào)調(diào)

38、制與解調(diào)信號(hào)調(diào)制與解調(diào) OFDM信號(hào)的產(chǎn)生是基于快速離散傅立葉變換實(shí)現(xiàn)的， 其產(chǎn)生原理如圖 9 - 31 所示。圖中，輸入信息速率為Rb的二進(jìn)制數(shù)據(jù)序列先進(jìn)行串/并變換。根據(jù)OFDM符號(hào)間隔Ts，將其分成ct=RbTs個(gè)比特一組。這ct個(gè)比特被分配到N個(gè)子信道上， 經(jīng)過(guò)編碼后映射為N個(gè)復(fù)數(shù)子符號(hào)Xk，其中子信道k對(duì)應(yīng)的子符號(hào)Xk代表bk個(gè)比特，而且10NKktbc在Hermitian對(duì)稱(chēng)條件: Xk=X*2N-k , 0k2N-k (9.5-9) (9.5-10) 的約束下，2N點(diǎn)快速離散傅立葉反變換(IFFT)將頻域內(nèi)的N個(gè)復(fù)數(shù)子符號(hào)Xk變換成時(shí)域中的2N個(gè)實(shí)數(shù)樣值xk(k=0, 1, ,

39、2N-1)，加上循環(huán)前綴xk=x2N+k (k=-1, , -J)之后，這2N+J個(gè)實(shí)數(shù)樣值就構(gòu)成了實(shí)際的OFDM發(fā)送符號(hào)。xk經(jīng)過(guò)并/串變換之后，通過(guò)時(shí)鐘速率為fs= 的D/A轉(zhuǎn)換器和低通濾波器輸出基帶信號(hào)。 最后經(jīng)過(guò)上變頻輸出OFDM信號(hào)。 OFDM信號(hào)接收端的原理圖如圖9-32 所示，其處理過(guò)程與發(fā)送端相反。接收端輸入OFDM信號(hào)首先經(jīng)過(guò)下變頻變換到基帶，A/D轉(zhuǎn)換、串/并變換后的信號(hào)去除循環(huán)前綴，再進(jìn)行2N點(diǎn)快速離散傅立葉變換(FFT)得到一幀數(shù)據(jù)。為了對(duì)信道失真進(jìn)行校正，需要對(duì)數(shù)據(jù)進(jìn)行單抽頭或雙抽頭時(shí)域均衡。 最后經(jīng)過(guò)譯碼判決和并/串變換，恢復(fù)出發(fā)送的二進(jìn)制數(shù)據(jù)序列。 STJN 2圖

40、 9 - 31OFDM信號(hào)產(chǎn)生原理圖圖 9 - 32OFDM信號(hào)接收原理圖 由于OFDM采用的基帶調(diào)制為離散傅立葉反變換，可以認(rèn)為數(shù)據(jù)的編碼映射是在頻域進(jìn)行的，經(jīng)過(guò)IFFT變換為時(shí)域信號(hào)發(fā)送出去。接收端通過(guò)FFT恢復(fù)出頻域信號(hào)。 為了使信號(hào)在IFFT、FFT前后功率保持不變，DFT和IDFT應(yīng)滿(mǎn)足以下關(guān)系10),2jexp()(1)(10NkkNnnxNkXNn10),2jexp()(1)(10NnnNkkXNnxNk(9.5-11) (9.5-12) 在OFDM系統(tǒng)中，符號(hào)周期、載波間距和子載波數(shù)應(yīng)根據(jù)實(shí)際應(yīng)用條件合理選擇。符號(hào)周期的大小影響載波間距以及編碼調(diào)制遲延時(shí)間。若信號(hào)星座固定，則符

41、號(hào)周期越長(zhǎng)，抗干擾能力越強(qiáng)，但是載波數(shù)量和FFT的規(guī)模也越大。各子載波間距的大小也受到載波偏移及相位穩(wěn)定度的影響。一般選定符號(hào)周期時(shí)應(yīng)使信道在一個(gè)符號(hào)周期內(nèi)保持穩(wěn)定。子載波的數(shù)量根據(jù)信道帶寬、數(shù)據(jù)速率以及符號(hào)周期來(lái)確定。OFDM系統(tǒng)采用的調(diào)制方式應(yīng)根據(jù)功率及頻譜利用率的要求來(lái)選擇。常用的調(diào)制方式有QPSK和16QAM方式。另外，不同的子信道還可以采用不同的調(diào)制方式，特性較好的子信道可以采用頻譜利用率較高的調(diào)制方式，而衰落較大的子信道應(yīng)選用功率利用率較高的調(diào)制方式，這是OFDM系統(tǒng)的優(yōu)點(diǎn)之一。 9.5.3OFDM系統(tǒng)性能系統(tǒng)性能 1. 抗脈沖干擾抗脈沖干擾 OFDM系統(tǒng)抗脈沖干擾的能力比單載波系

42、統(tǒng)強(qiáng)很多。 這是因?yàn)閷?duì)OFDM信號(hào)的解調(diào)是在一個(gè)很長(zhǎng)的符號(hào)周期內(nèi)積分， 從而使脈沖噪聲的影響得以分散。事實(shí)上，對(duì)脈沖干擾有效的抑制作用是最初研究多載波系統(tǒng)的動(dòng)機(jī)之一。提交給CCITT的測(cè)試報(bào)告表明，能夠引起多載波系統(tǒng)發(fā)生錯(cuò)誤的脈沖噪聲的門(mén)限電平比單載波系統(tǒng)高11 dB。 2. 抗多徑傳播與衰落抗多徑傳播與衰落 OFDM系統(tǒng)把信息分散到許多個(gè)載波上，大大降低了各子載波的信號(hào)速率，使符號(hào)周期比多徑遲延長(zhǎng)，從而能夠減弱多徑傳播的影響。若再采用保護(hù)間隔和時(shí)域均衡等措施 可以有效降低符號(hào)間干擾。保護(hù)間隔原理如圖 9 - 33 所示。 圖 9 33 保護(hù)間隔原理 3. 頻譜利用率頻譜利用率 OFDM信號(hào)由

43、N個(gè)信號(hào)疊加而成，每個(gè)信號(hào)頻譜為函數(shù)并且與相鄰信號(hào)頻譜有1/2重疊，如圖 9 - 34 所示。 設(shè)信號(hào)采樣頻率為1/T，則每個(gè)子載波信號(hào)的采樣速率為 ， 即載波間距為 ，若將信號(hào)兩側(cè)的旁瓣忽略， 則頻譜寬度為 BOFDM=(N-1) xxsinNT1NT1NTNNTNT121OFDM的符號(hào)速率為T(mén)NNTRB11(9.5-13) (9.5-14) 圖 9- 34OFDM信號(hào)頻譜結(jié)構(gòu)比特速率與所采用的調(diào)制方式有關(guān)， 若信號(hào)星座點(diǎn)數(shù)為M， 則比特率為 (9.5 - 15)因此，OFDM的頻譜利用率為 對(duì)于串行系統(tǒng)，當(dāng)采用MQAM調(diào)制方式時(shí)，頻譜利用率為比較式(9.5 - 16)和式(9.5 - 17

44、)可以看出，當(dāng)采用MQAM調(diào)制方式時(shí)，OFDM系統(tǒng)的頻譜利用率比串行系統(tǒng)提高近一倍。 MBRMQAMb2MQAMlog21MTRb2log1MNNBRb2OFDMOFDMlog1(9.5 - 16)(9.5-17) 9.6 擴(kuò)擴(kuò) 頻頻 調(diào)調(diào) 制制為了使通信設(shè)備能夠靈活地配置，最大限度地實(shí)現(xiàn)通信系統(tǒng)的互通互連，20世紀(jì)90年代初國(guó)際上提出了軟件無(wú)線電臺(tái)的概念，并受到各國(guó)的普遍重視。軟件無(wú)線電臺(tái)的中心思想是： 構(gòu)造一個(gè)具有開(kāi)放性、 標(biāo)準(zhǔn)化、 模塊化的通用硬件平臺(tái)，將各種功能，如工作頻率、 調(diào)制解調(diào)類(lèi)型、 數(shù)據(jù)格式、 加密方式、 通信協(xié)議等用軟件來(lái)實(shí)現(xiàn)，并使寬帶A/D和D/A轉(zhuǎn)換器盡可能靠近天線，構(gòu)

45、造具有高度靈活性、 開(kāi)放性的新一代無(wú)線通信設(shè)備。其思想很快也在其他通信系統(tǒng)中采用。理想軟件無(wú)線電的組成結(jié)構(gòu)如圖 9-35 所示，主要由天線、 射頻前端、 寬帶A/D-D/A轉(zhuǎn)換器、 通用和專(zhuān)用數(shù)字信號(hào)處理器及相應(yīng)軟件組成。軟件無(wú)線電涉及很多通信新技術(shù)，本節(jié)只討論其關(guān)鍵技術(shù)之一： 信號(hào)的數(shù)字檢測(cè)技術(shù)。圖 9 35 理想軟件無(wú)線電的組成結(jié)構(gòu) 9.6.1 信號(hào)的數(shù)字檢測(cè)原理信號(hào)的數(shù)字檢測(cè)原理 由以上各章節(jié)討論可知， 對(duì)于大多數(shù)數(shù)字調(diào)制信號(hào)都可以表示為)cos()()(kckktkTtgAts式中，Ak是基帶信號(hào)幅度，k是攜帶基帶信息的相位， g(t-kT)是寬度為T(mén)的單個(gè)基帶信號(hào)波形。式(9.6-1

46、)還可以變換為正交表示形式: ttYttXtkTtgAtkTtgAtscckckkckkksin)(cos)(sinsin)(coscos)()(9.6-1)(9.6-2) )(cos)(kTtgAtXkkk)(sin)(kTtgAtYkkk正交調(diào)制法實(shí)現(xiàn)數(shù)字調(diào)制原理圖如圖 9 - 36 所示。 若以抽樣速率fs對(duì)式(9.7 - 2)進(jìn)行抽樣，可得式(9.6-2)的數(shù)字化表示形式: s(nTs)=X(nTs)cos(cnTs)Y(nTs) sin(cnTs)式中，為抽樣時(shí)間間隔；X(nTs)和Y(nTs)為同相支路和正交支路基帶信號(hào):ssfT1式中(9.6-3) (9.6-4) 圖 9 36

47、正交調(diào)制法實(shí)現(xiàn)數(shù)字調(diào)制原理圖)(sin)()(cos)(kTnTgAnTYkTnTgAnTXskkksskkks通常式(9.7 - 5)簡(jiǎn)化表示為s(n)=X(n)cos(cn)-Y(n)sin(cn) (9.6-8)由抽樣定理可知，為了無(wú)失真地表示信號(hào)s(t)， 抽樣速率fs應(yīng)大于s(t)最高頻率分量的兩倍。若s(t)的載頻fc=100 MHz，帶寬為20 MHz，則抽樣速率fs應(yīng)大于220 MHz。在式(9.7-8)中，兩路正交基帶信號(hào)X(n)和Y(n)的抽樣速率與已調(diào)信號(hào)s(t)的抽樣速率相同。然而，基帶信號(hào)X(t)和Y(t)的帶寬通常要比已調(diào)信號(hào)s(t)的載頻小很多。 (9.6-6)

48、(9.6-7) 根據(jù)抽樣定理， 只需要按基帶信號(hào)X(t)和Y(t)的帶寬兩倍的速率對(duì)X(t)和Y(t)進(jìn)行抽樣就可以了。該速率遠(yuǎn)遠(yuǎn)小于對(duì)s(t)的抽樣速率fs，這樣有利于基帶信號(hào)的數(shù)字信號(hào)處理。為了使產(chǎn)生的已抽樣基帶信號(hào)與后面的抽樣速率相匹配，在進(jìn)行正交調(diào)制前必須通過(guò)內(nèi)插處理將基帶信號(hào)的抽樣速率提高到與抽樣速率fs相同。 采用數(shù)字方式實(shí)現(xiàn)調(diào)制的原理圖如圖9-37所示。圖中， 基帶處理單元完成基帶數(shù)字信號(hào)處理，將串行基帶數(shù)據(jù)變換為兩路并行數(shù)據(jù)；兩個(gè)內(nèi)插器完成抽樣速率匹配，將基帶信號(hào)抽樣速率提高到射頻抽樣速率；數(shù)字式正交調(diào)制器輸出數(shù)字化信號(hào)s(n)；最后，信號(hào)s(n)經(jīng)過(guò)D/A轉(zhuǎn)換器和帶通濾波器，

49、 輸出已調(diào)信號(hào)s(t)。 圖 9 37 數(shù)字方式實(shí)現(xiàn)調(diào)制的原理圖 對(duì)信號(hào)s(t)采用正交方式進(jìn)行解調(diào)的一般模型如圖 9 - 38 所示。圖中包括正交解調(diào)、 載波恢復(fù)和位定時(shí)恢復(fù)。圖 9 - 38 也可以采用數(shù)字的方式實(shí)現(xiàn)，其原理圖如圖 9 - 39 所示。輸入信號(hào)經(jīng)過(guò)A/D變換器轉(zhuǎn)換為數(shù)字化信號(hào)，分別與正交載波相乘、低通濾波后分解為同相和正交分量，最后經(jīng)過(guò)判決恢復(fù)出數(shù)據(jù)。載波恢復(fù)和位定時(shí)恢復(fù)電路由載波頻差估計(jì)和位定時(shí)偏差估計(jì)算法來(lái)實(shí)現(xiàn)。 下面以 DQPSK信號(hào)為例分析數(shù)字式解調(diào)原理。 DQPSK屬于數(shù)字相位調(diào)制方式的一種，解調(diào)過(guò)程涉及到信號(hào)相位檢測(cè)、載波恢復(fù)和位定時(shí)恢復(fù)。解調(diào)原理是：對(duì)輸入信號(hào)

50、按碼元速率的K倍進(jìn)行采樣，通過(guò)選擇眼圖平均張開(kāi)最大的采樣點(diǎn)來(lái)估計(jì)位定時(shí)；通過(guò)對(duì)眼圖平均張開(kāi)最大采樣點(diǎn)處平均相位旋轉(zhuǎn)得到載波頻差估計(jì)；利用估計(jì)出的位定時(shí)和載波頻差對(duì)信號(hào)作出判決。圖 9 - 49 所示的解調(diào)器輸入為44圖9-38 正交解調(diào)原理圖圖 9 39 數(shù)字化檢測(cè)原理圖若每個(gè)碼元采樣K個(gè)樣點(diǎn)，則第n個(gè)碼元第k個(gè)采樣時(shí)刻為(Kn+k)Ts，A/D轉(zhuǎn)換器在該時(shí)刻的輸出為s(i)=A cos(ciTs+0+n)+n(iTs) (9.6 - 10)式中，Ts為采樣周期，i=Kn+k，A為輸入信號(hào)振幅，n為第n個(gè)碼元相位，0為初相位，n(iTs)為第i個(gè)采樣點(diǎn)噪聲樣值。 設(shè)接收端與發(fā)送端載波頻差為，則

51、正交相乘、 低通濾波輸出同相支路和正交支路信號(hào)分別為 X(i)=cosiTs+n+0+x(i) s(t)=Acos(ct+n+0)+n(t) (9.6 - 9)(9.6 - 11)Y(i)=siniTs+n+0+y(i)式中，x(i)和y(i)分別是由同相支路和正交支路噪聲樣值所引入的相位噪聲。由式(9.7 - 11) 和式 (9.7 - 12)可計(jì)算第i點(diǎn)的信號(hào)相位: (9.6 - 13)式中，n(i)是由噪聲引入的干擾相位。i時(shí)刻和i-1時(shí)刻兩個(gè)采樣點(diǎn)的差分相位為(i)=(i)-(i-1)=T+n+n(i) )()()(arctan)(0iiTiXiYinns(9.6-14)(9.6 -

52、12) n=n-n-1 (9.6 - 15) n(i)=n(i)-n(i-1) (9.6 - 16) 設(shè)兩個(gè)函數(shù)I(n, k)和Q(n, k)為 I(n,k)=cos4(i) =cos4T+n+n(i) =-cos4T+4n(i) (9.6 - 17) Q(n,k)=sin4(i) =sin4T+n+n(i) =- sin4T+4n(i) (9.6- 18)T=KTs為碼元時(shí)間間隔式中:式中，n=1, 2, , N，k=1, 2, , K。由式(9.7 - 17)和式(9.7 - 18)可以得到N個(gè)碼元的K組矢量I(n,k), Q(n, k)，將每個(gè)碼元的對(duì)應(yīng)矢量求和可得:NnNnknIknQ

53、T11),(),(arctan41式中， k=1, 2, , K。 采用眼圖最大準(zhǔn)則選擇最佳抽樣點(diǎn)。其原理是：在最佳抽樣點(diǎn)上噪聲和碼間干擾都最小， 相對(duì)應(yīng)的N個(gè)矢量具有較好的一致性，相位旋轉(zhuǎn)一致，其和的模值最大。通過(guò)比較這K個(gè)矢量和Z(k)，選擇最大模值對(duì)應(yīng)的抽樣點(diǎn)作為最佳抽樣點(diǎn)k*。在最佳抽樣點(diǎn)，可以對(duì)由載波頻差引起的相位旋轉(zhuǎn)作出準(zhǔn)確的估計(jì)。 設(shè)為載波頻偏在一個(gè)碼元期間內(nèi)引起的相位旋轉(zhuǎn)，則NnNnknQknIkZ11),(, ),()(9.6-20) (9.6-19) 9.7.2數(shù)字檢測(cè)技術(shù)應(yīng)用數(shù)字檢測(cè)技術(shù)應(yīng)用 目前，數(shù)字式解調(diào)專(zhuān)用集成電路有很多種，下面以Stanford公司STEL-210

54、5為例，介紹其工作原理。 STEL-2105是一塊用于BPSK或QPSK相干解調(diào)器的專(zhuān)用集成電路，在BPSK模式下處理速度達(dá)4 Mb/s以上，在QPSK模式下處理速度達(dá)8 Mb/s以上。其內(nèi)部結(jié)構(gòu)如圖 9 - 40所示。 STEL-2105由兩個(gè)數(shù)控振蕩器(NCO)， 直接數(shù)字式下變頻器(DDC)， 積分濾波器，載波鑒相器和環(huán)路濾波器模塊及位定時(shí)鑒相器和環(huán)路濾波器模塊等組成。輸入中頻信號(hào)通過(guò)A/D變換器采樣為數(shù)字信號(hào)，本振NCO產(chǎn)生一個(gè)正交信號(hào)與輸入信號(hào)在混頻器中混合完成直接從IF(中頻)到基帶的下變頻。下變頻器的輸出通過(guò)積分濾波器濾波，積分濾波器有著sin(x)/x特性。 圖 9 - 40STEL-2105內(nèi)部原理圖 下變頻器的輸出通過(guò)積分濾波器濾波，積分濾波器有著 sin(x)/x特性。積分濾波器的輸出速率應(yīng)該設(shè)定為每碼元四個(gè)樣值， 以便位定時(shí)電路正確工作。位定時(shí)和時(shí)鐘恢復(fù)是通過(guò)使用超前-滯后累積的方法，累計(jì)一個(gè)碼元時(shí)間內(nèi)的四個(gè)信號(hào)取樣值來(lái)實(shí)現(xiàn)的。通過(guò)累積前一碼元和后一碼元四分之一的樣點(diǎn)可以得到一個(gè)誤差函數(shù)，當(dāng)位定時(shí)正確時(shí)誤差函數(shù)為零。