sigma-delta和多電平DAC技術(shù)

1、D/A單元轉(zhuǎn)換（見圖1）。設(shè)計(jì)一個(gè)16比特到24比特的非 2-S DAC具有一定困難， 其優(yōu)點(diǎn)是帶外噪聲特別低。但是，如果該轉(zhuǎn)換器處理音頻 信號(hào)時(shí)其工作速率較低（接近于信號(hào)的奈奎斯特采樣率），如44.1kHz和48kHz，則其輸出頻譜將包含很強(qiáng)的鏡像分量。 采樣率，可以消除這種鏡像分量。鼻4e H心? *-b*斟Hi!-巧Nu r-通過采用內(nèi)插濾波器來提高采用習(xí)S和多電平DAC技術(shù)提高音頻DAC信號(hào)輸出質(zhì)量采用2-S轉(zhuǎn)換技術(shù)的音頻數(shù)字/模擬轉(zhuǎn)換器（DAC）產(chǎn)品投放市場(chǎng)已有一段時(shí)間了，設(shè)計(jì)人員一 直都在嘗試著在不增加產(chǎn)品成本的基礎(chǔ)上有效地提高產(chǎn)品的聲音質(zhì)量。本文介紹的2- S調(diào)制 和多電平DAC

2、技術(shù)能夠有效地提高音頻DAC的聲音質(zhì)量。在音頻DAC中采用2- S技術(shù)很常見，而 Wolfson微電子公司采用二元加權(quán) DAC單元陣列 對(duì)該技術(shù)作了重大改進(jìn)， 在不增加成本的情況下可以顯著提高音樂質(zhì)量，這些單元的數(shù)量正比于DAC的比特?cái)?shù)。音頻DAC 一般由四個(gè)處理部分組成。首先所輸入的音頻數(shù)據(jù)需要經(jīng)過內(nèi)插濾波器濾除帶外 噪聲，然后利用 2- S調(diào)制器對(duì)濾除后的數(shù)據(jù)進(jìn)行處理，生成的數(shù)據(jù)比特流由 成模擬信號(hào)。最后這些模擬信號(hào)通過一個(gè)模擬濾波器重現(xiàn)最初的音樂信號(hào)最初基于 S2調(diào)制器的音頻 DAC主要是單比特的設(shè)計(jì)。由于只需要實(shí)現(xiàn)兩種電平，任何再 生電平中的誤差都會(huì)表現(xiàn)為增益與偏差誤差，而不會(huì)影響整個(gè)

3、系統(tǒng)的線性度和噪聲性能。在使用單比特D/A情況下，濾波器必須能夠?qū)⑦@個(gè)脈沖串轉(zhuǎn)換成實(shí)際的模擬波形，該功能 并不容易實(shí)現(xiàn)。另外，單比特D/A對(duì)時(shí)鐘抖動(dòng)比較敏感（見圖2），過采樣時(shí)鐘轉(zhuǎn)換中的抖動(dòng)會(huì)直接導(dǎo)致數(shù)模轉(zhuǎn)換誤差，從而增加了系統(tǒng)噪聲，降低多電平DAC與S-2調(diào)制器結(jié)合音頻D/A輸出的聲音質(zhì)量。最近，將多電平DAC與S-2調(diào)制器結(jié)合使用的例子越來 越普遍，這種多電平 D/A具有適當(dāng)數(shù)量的輸出電平，能 改進(jìn)帶外噪聲與信號(hào)質(zhì)量。由于系統(tǒng)高頻段具有非線性 特點(diǎn)，帶外噪聲會(huì)產(chǎn)生音頻段分量，影響系統(tǒng)性能。多比特2-S DAC 一般采用多個(gè)雙電平 D/A組成（如圖3所示）。對(duì)所有輸出信號(hào)求和得到模擬輸出信號(hào)

4、，另外，還有一個(gè)量化器用來選擇合適的D/A輸出組合以得到良好的線性度，使D/A輸出信號(hào)更接近模擬信號(hào)，對(duì)輸出信號(hào)的有效濾波也相對(duì)容易。采用多比特 D/A還能減少器件對(duì)時(shí)鐘抖動(dòng)的敏感度，從而能獲得更好的音頻 信號(hào)質(zhì)量。通過使用內(nèi)插濾波器可以衰減 PCM輸入信號(hào)鏡像分量，并提高其采樣頻率。為了減少所用 電平數(shù)量，這種高采樣率信號(hào)需要經(jīng)過3-2調(diào)制。雖然這樣會(huì)引入額外的量化噪聲，但采用S- 2調(diào)制器反饋環(huán)路能保證進(jìn)入音頻段的噪聲非常小。如果32調(diào)制器產(chǎn)生的是一個(gè)單比特輸出信號(hào)，那么該信號(hào)就會(huì)隨即直接饋入單比特D/A中。因此，最好在 卜2輸出部分保持若干比特的裕量，這樣可以顯著降低帶外噪聲。如果采用傳

5、統(tǒng)的多比特 DAC，那么任何再生模擬電平的誤差都會(huì)導(dǎo)致帶內(nèi)噪聲和失真，從 而在模擬分量上產(chǎn)生偏差。為了克服這個(gè)問題，需要對(duì)多比特信號(hào)作進(jìn)一步處理，即把它分解成許多獨(dú)立的 卜2調(diào)制信號(hào)，將這些信號(hào)的輸出相加得到最終的輸出信號(hào)。該過程稱為動(dòng)態(tài)單元匹配(DEM)過程，它能減輕對(duì) D/A單元的匹配精度要求。每個(gè)獨(dú)立信號(hào)都具備單比 特2調(diào)制信號(hào)的特性，雙電平DEM系統(tǒng)的輸出可以用來控制 D/A單元的選擇。雙電平信 號(hào)加上D/A單元可以看作是一個(gè)雙電平DAC，所有雙電平 DAC輸出的總和就是一個(gè)完整D/A系統(tǒng)的輸出。大多數(shù)這種多電平 D/A方案采用相同的加權(quán)單元。 例如， 一個(gè)5比特轉(zhuǎn)換器可能就有 31或

6、32個(gè)單元。常用的 DEM方案僅對(duì)相同加權(quán)單元有效，該方案能限制比特的 數(shù)量，而不會(huì)出現(xiàn)控制單元數(shù)量變得無法管理的情況。下面將討論在不增加大量控制信號(hào)的條件下增加D/A電平數(shù)量的方法。增加D/A電平數(shù)量我們?cè)?jīng)設(shè)計(jì)過一款數(shù)字濾波器，其性價(jià)比較好并具有數(shù)據(jù)信號(hào)通路，包括多比特2- 5調(diào)制器。調(diào)制器的設(shè)計(jì)可以自由選擇2- 5調(diào)制器的階數(shù)、多比特 D/A的比特?cái)?shù)、所用DEM方案的類型和用于實(shí)現(xiàn) D/A本身的模擬器件設(shè)計(jì)。信號(hào)的完整路徑如下：首先進(jìn)入串行音頻接 口，然后通過數(shù)字濾波器進(jìn)入2- 5調(diào)制器，最后通過多比特D/A DEM方案。信號(hào)通過完整信號(hào)路徑后采用Wolfson公司的建模工具進(jìn)行仿真。這

7、些建模工具采用 C+編寫，因此仿真速度很快。這一點(diǎn)非常重要，能保證在可接受的時(shí)間范圍內(nèi)執(zhí)行電路性能判斷的仿真操作。一般情況下，為了產(chǎn)生信噪比-幅度的掃描圖表，需要運(yùn)行數(shù)千次時(shí)域仿真操作，每一步仿真都需要計(jì)算信噪比值。而采用一般的數(shù)字仿真工 具進(jìn)行同樣的操作所用時(shí)間是不可思議的。這些仿真的精度等級(jí)是一比特，采用的電路模型非常接近于芯片的門級(jí)模型。 這種仿真允許將仿真結(jié)果結(jié)果收集起來，隨后與實(shí)際的電路門級(jí)實(shí)現(xiàn)進(jìn)行比較。在C+模型級(jí)完成了數(shù)字處理單元的設(shè) 計(jì)后，就可以實(shí)現(xiàn)門級(jí)電路了。根據(jù)具 體電路功能，一般混合采用Verilog和原 理圖級(jí)為主的設(shè)計(jì)方法。在門級(jí)電路實(shí) 現(xiàn)后就可以進(jìn)行綜合和產(chǎn)生門級(jí)網(wǎng)

8、表， 接著采用商用 Verilog(或類似產(chǎn)品)仿真 工具仿真網(wǎng)表，仿真結(jié)果再與從C+模D/A功能的模型，因此允型產(chǎn)生的仿真輸出逐比特比較。這些數(shù)字仿真包括用于開關(guān)電容 許進(jìn)行從串行輸入音頻數(shù)據(jù)直到模擬輸出波形的全芯片仿真。模擬電路常采用 Spice類工具進(jìn)行仿真，因此需要將數(shù)字仿真的結(jié)果轉(zhuǎn)換成Spice格式的分段線性波形，然后再作為輸入數(shù)據(jù)提交給模擬電路的Spice網(wǎng)表。一般情況是對(duì)最大頻率的滿幅正弦波進(jìn)行時(shí)域仿真，然后對(duì)仿真輸出的模擬波形進(jìn)行傅里葉分析以檢查失真情況。每個(gè)連接、每個(gè)門和晶體管， 從而得到期望的最佳性能。另外，還可以采用和低階調(diào)制器而造成的負(fù)面影響。以下是有關(guān)這執(zhí)行這些端到端

9、仿真的最大優(yōu)點(diǎn)在于能仿真到芯片上的每根線、 因此能把芯片頂層布線失誤可能性降至最低， 一些專門技術(shù)來改善由于采用多電平D/A方面的討論。rU :嚴(yán)訃.:5審：,_r'-1-> i1 - _1iTpr-'1fl - ' L=.1 L, 1',J- - - 1s1 11Uft*呦所有DEM技術(shù)的原理都是將某個(gè)數(shù)字 輸入序列分解成多個(gè)輸出序列，并用來 驅(qū)動(dòng)多個(gè)相應(yīng)的 DAC ,然后將這些D/A 輸出相加得到模擬輸出，如圖1所示。在每個(gè)采樣瞬間這些輸出序列的和與輸 入序列相等。每個(gè)輸出信號(hào)只能表現(xiàn)為 兩種電平，因此可以用來判斷某個(gè)D/A單元的使用狀態(tài)。這種雙電平信

10、號(hào)的頻譜與輸入信號(hào)相反，在低頻端只有少量的能量。 這樣,當(dāng)D/A單元與標(biāo)稱值存在偏差時(shí)可以降低低頻端誤差，線性度得到較大的改善，因?yàn)閷?duì)于 任何特殊的輸入組值，可以預(yù)先控制不用某些D/A單元，對(duì)于任何輸入序列來說，系統(tǒng)中每個(gè)D/A單元所用的頻率是大致相同的。Wolfson公司的新方法能夠解決越來越高的電路復(fù)雜性與傳統(tǒng)DEM方案中多比特 D/A的比特?cái)?shù)的問題。在相等加權(quán)模式中，D/A單元的數(shù)量是以比特?cái)?shù)的2次幕增長，但 Wolfson公司采用的是二元加權(quán)D/A單元陣列，D/A單元數(shù)量的增長正比于 DAC的比特?cái)?shù)。很明顯，當(dāng)D/A單元采用二元加權(quán)值時(shí)就不能再使用傳統(tǒng) DEM方案，而必須采用另外一種

11、解決方案。這里提供一種包含有層疊二元加權(quán)陣列形式的矢量耦合吝5調(diào)制器的解決方案,該多比特陣列中的每一段都是由一對(duì)單比特5-2環(huán)路組成。因此，多比特二元加權(quán)陣列中的每個(gè)比特包含有一對(duì)單比特 DAC，每個(gè)噪聲信號(hào)都經(jīng)過第一階單比特 5-2調(diào)制器整形。此 時(shí)，D/A單元的總數(shù)量是 2Xn，這里的n表示多比特 D/A中的比特?cái)?shù)。二元加權(quán)階段的噪聲整形功能能夠調(diào)整由二元加權(quán)陣列中電容不匹配而引起的噪聲，因此能夠最大限度地避免帶內(nèi)性能的下降。為了進(jìn)一步降低帶外噪聲，要將DAC配置成開關(guān)電容濾波器。多級(jí)D/A和濾波器組合的另外一個(gè)優(yōu)點(diǎn)是采樣點(diǎn)之間的輸出變化很小，從而降低 了對(duì)時(shí)鐘抖動(dòng)的敏感性。DAC性能評(píng)價(jià)

12、4一-圖4和圖5給出了對(duì)DAC的測(cè)試結(jié)果。 圖5是不帶片外濾波器的寬帶輸出信號(hào) 頻譜，從圖中可以看出，8Fs(384kHz) 處的鏡像分量有較大衰減，這是由于采用了線性內(nèi)插濾波器而不是采樣保持。if典型的音頻D/A參數(shù)包括在滿幅度信號(hào)和動(dòng)態(tài)范圍（如-60dB的輸入信號(hào)）下的信號(hào)與噪音加失真之比 （SINAD） 。這幾個(gè)數(shù)據(jù)并不能用于推斷器件在輸入信號(hào)下的性能，也不能顯示出誤 差信號(hào)是否與正常信號(hào) （諧波 ）相關(guān)，是否具有類似噪聲的屬性，或者是否集中在與理想信號(hào) 頻率 （音調(diào)）無關(guān)的某些頻率點(diǎn)上。理想情況下誤差信號(hào)應(yīng)該類似于噪聲，并具有不隨輸入改 變的一些特性。 由于人耳能輕易地從背景噪聲中分辨

13、出音樂， 因此必須避免產(chǎn)生音調(diào)類誤差 信號(hào)。背景噪聲相對(duì)掃描交流電平的曲線圖能說明背景噪聲電平變化時(shí)產(chǎn)生的音調(diào)性問題。大多數(shù)DEM 文章都包含有大量的 SNR- 信號(hào)電平圖，從這些圖中通常可以看出，大多數(shù)信號(hào)變壞 的情況發(fā)生在輸入電平為 -60dB 的時(shí)候， 但都沒有說明原因。 然而，如果采用直流掃描先確 定含有較大噪聲的輸入范圍，那么就有可能跟蹤并改善甚至消除噪聲源。采用慢速掃描直流電平并測(cè)量帶內(nèi)交流噪聲功率， 此方法比采用掃描交流幅值更能說明問題。 理想的掃描結(jié)果是一條平直的線條， 顯示噪聲特性與信號(hào)電平無關(guān)。 然而， 由于存在單元匹 配誤差的問題， 在特定直流電平附近會(huì)產(chǎn)生較大的峰值，

14、這些峰值有效地指示出所用特殊類 型的動(dòng)態(tài)單元匹配信息，以及任何抖動(dòng)產(chǎn)生的作用。在確定了較差性能的區(qū)域后， 通過仿真或測(cè)量等步驟是可以提高性能。 通常在中值附近區(qū)域 性能會(huì)明顯降低，這是由5-2調(diào)制器或 DEM 系統(tǒng)中形成的循環(huán)模式?jīng)Q定的。當(dāng)沒有直流輸入時(shí)，調(diào)制器可能是空閑，表現(xiàn)為 0 和 1 兩種碼的交替，如 0、1、0、1、0、1、0、1 等。 當(dāng)加入一個(gè)很小的正直流偏置后，輸出序列中可能會(huì)出現(xiàn)更多的1 碼。如果直流偏置足夠小，并且系統(tǒng)由于抖動(dòng)而不能完全隨機(jī)時(shí)，這些 1 碼可能以幾乎規(guī)律性的間隔時(shí)間出現(xiàn)， 從而產(chǎn)生一種新的音調(diào)。當(dāng)直流電平值增加時(shí)，1 碼會(huì)更頻繁地出現(xiàn)，結(jié)果會(huì)提高這種音調(diào)的頻

15、率和功率。進(jìn)一步提高電平值則會(huì)使這種音調(diào)頻率高出可測(cè)量的帶寬范圍（通常為20kHz） ，從而能改善帶內(nèi)的噪聲與音頻功率。這種現(xiàn)象是對(duì)稱發(fā)生的，以中值為中心的兩 邊會(huì)出現(xiàn)噪聲帶。 通常在 -60dB 處性能的降低比較明顯， 這是因?yàn)樵谶@個(gè)電平點(diǎn)正弦信號(hào)的 峰值會(huì)在較差性能區(qū)域有所下降。 強(qiáng)信號(hào)在噪聲頻帶中占據(jù)較少的時(shí)間， 而弱信號(hào)在中值附 近的一對(duì)噪聲頻帶之間幾乎是零。帶內(nèi)噪聲調(diào)制測(cè)試非常耗時(shí)，數(shù)百個(gè)甚至上千個(gè)點(diǎn)需要確認(rèn)是否滿足所有性能要求。因此， 這種方法非常適合于器件評(píng)估和性能描述，但不適用于生產(chǎn)測(cè)試。另外，它也適用于不同 DEM方法的比較以及仿真抖動(dòng)效應(yīng)。類似的測(cè)試技術(shù)也可以應(yīng)用于5-2

16、A/D轉(zhuǎn)換器。圖6是對(duì)WM8740進(jìn)行直流掃描的結(jié)果。與其它2-5 D/A相比，這張圖顯得非常平直，而且只有極少量的可見尖峰。這些數(shù)據(jù)證明了采用 Wolfson 結(jié)構(gòu)能抑制帶外噪聲和改善前級(jí)帶內(nèi)噪聲調(diào)制。采用直流掃 描測(cè)試可以很好地說明噪聲與音調(diào)功率對(duì)輸入信號(hào)的依賴性，同時(shí)證明Wolfson DAC 的噪聲功率譜幾乎不隨輸入電平而改變，因此能極大的改進(jìn)輸出音頻質(zhì)量。參考文獻(xiàn)：1. Norsworthy S. Norsworth, R. Schreier an d G.C. Temes (Editors), -25 Data Converters, IEEE Press, New Jersey,

17、 1997.2. Schreier & Zhang R. Schreier and B. Zhang, "Noise-shaped multibit D/A converter employing unit elements," Electronics Letters, vol. 31, no. 20, pp. 1712-1713, Sept. 1995.Vadipour M. Vadipour, "Techniques for Preventing Tonal Behaviour of Data Weighted Averaging Algorithm in -52 Modulators," IEEE Transactio