復(fù)合信號頻率計C2000參賽項目報告命題組

（杭州市浙江大學(xué)玉泉校區(qū)電氣：本設(shè)計采用TMS320F28335DSP，制作了一臺復(fù)合信號頻率計，利用片內(nèi)12位16ADTIC28x_FPU_Library對采樣數(shù)據(jù)進行FFT運算，并采用基于全相位譜分析的時移相位差校進行頻0.4%29.99kHz。Amalgamated-signalCymometerbasedonLvwentao,(CollegeofElectricalEngineering,Zhejiang：Inourdesign,anamalgamated-signalcymometerisdevelopedwithaTMS320F28335DSPchip weuseitson-chip12-bit16-channelADtoconductanoveldual-sequencersynchronizesamplingandaveragedtoimprovetheaccuracy.Consideringthealgorithm,weuseTI'sC28x_FPU_LibtoconductaFFTwithsampledresultsandcorrectspectrumwithTime-ShiftPhaseDifferenceCorrectingSpectrumMethodbasedonall-phasespectralysis.Namely,Wedesignasampling-frequencyself-adaptionalgorithmwhichmakesoperationkeeponwithoutoutside-hardwarecommand.Actually,thetestresultshowsthatourdesign'sfrequencyresolutionratioisupto0.4%,andtheumfrequency’sD-valuebetweenmainandminorsignalisupto：Digitalfrequencymeter,sameprecisionmeasurement,DSP,all-phasespectralysis,sampling-frequencyself-adaption的世界是一個數(shù)字化的世界，數(shù)字信號處理器在其中扮演著舉足輕重的角色，TI離散變換(DFT)技術(shù)是數(shù)字信號處理中的技術(shù)。1965年庫利(Cooley)和圖基(Tukey)提出了簡稱FFT的快速變換(FastFourierTransform)的算法，目前它己廣泛應(yīng)用FFTTMS320F28335是TI公司新推出的高性能32位浮點數(shù)字信號處理器，利用片內(nèi)12位16通道AD進行雙通道同步采樣取其平均值以提高精度，并利用TI提供的浮點運行庫對樣本數(shù)據(jù)進行FFT運算，再采用精度極高的基于全相位譜分析的時移相位差法進行校正，得到精確的主次信號的頻率和幅值，通過串口發(fā)送至上位機，同時利用28335高精度的E 10Hz~30KHz0.4%，遠遠小于題目中要求10%0.1V1V。頻率測量相對誤差≤0.005%。自適應(yīng)采樣頻率的算法 1/41/10輸出號號DSP軟件資源完成的。以TMS320F28335作為信號處理和控制的，對信號進行、處理、輸出，以及行疊加、抬升和縮幅，TLC04用來對輸出信號濾波。利用片內(nèi)ADC，利用e2模塊的周期中斷啟動ADC轉(zhuǎn)換，對到的信號FFT運算并進行頻譜校正。測量結(jié)果通過SCICe模塊，CPU0控制SCI 圖 總體框離散變換，是連續(xù)變換在時域和頻域上都離散的形式，將時域信號的采樣變換為在離散時間變換（DTFT）頻域的采樣。DFT正變換DFT逆變換

X(k)=∑1

??(??)其中k=0N?

??∑??(??)??在實際應(yīng)用中通常采用快速變換（FFT）以高效計算DFT。FFT是Cooley和Tukey于1965年DFT的一種快速算法，F(xiàn)FT與DFT所依據(jù)的變換是一樣的。一個N點DFTN2N2-NFFT來進行運算，需要0.5Nlog2N次復(fù)數(shù)相乘和Nlog2NNFFT來進行圖 FFT蝶形算法（八點10???=??0=0

=信號處理相關(guān)硬件（DSP）的必定是有限長度的采樣后的數(shù)字序列，也就是說要對原有長序方法中，以相位差法中的一類“時移相位差頻譜校”的頻率估計精度最高。以上各種校正關(guān)系的兩序列的主譜線上的相位差值做簡單運算即可得比傳統(tǒng)相位差校更高精度的相位估圖 N階全相位FFT譜分析基本框FFT3.3FFT圖

???

[??1(???)?

+幅值估計

????=???

[??1(???)?=（如漢寧窗，漢明窗，三角窗）都屬于余弦窗，其變換的表達式是確定的。10-3度，比傳統(tǒng)的相位差校精度更高上時，其效果基本相同。這一結(jié)論是s 可改變輸出脈沖的寬度，進而改變基波的大小，這就是正弦脈寬調(diào)制(sinepulsewidth 調(diào)制有單極性和雙極性之分，由于DSP功能限制，這里采用單極性圖3.4S波 360°內(nèi)正弦對應(yīng)數(shù)據(jù)并在程序空間里，在這里選擇提前運算好在FLASH中，程序運電流諧波越小，效果越好，對于一個完整的電周期（360°），1024個點能滿足大部分應(yīng)用的確定正弦表長度后，還需考慮的因素有：程序空間的大小，信號頻率/載波頻率，的有效分辨率，調(diào)速比等。正弦波頻率 ，有效樣本點數(shù)N之間的關(guān)系如下fNf而這里的頻率即為等腰三角形載波的頻率，為保證有效樣本點數(shù)，選擇N大于等60，此次程序中選擇N=60FFT60倍，刷新周期寄存器，然后進行后續(xù)比較與相位步進計算，刷新比較寄存器。但考慮到高頻時頻繁進入比較中斷會干擾其他中斷，尤其是為了保證AD中斷采樣不擾，對于測量得到的信號頻率高于8kHz的正弦波將不予輸出，只輸出小于8kHz的正弦60kHz。這樣就保證兩個頻率段都有較好的輸出。tD對正弦調(diào)制采樣而得到DD點做一水平直線，和三角波分別交于AtABtB（如圖3.5），對應(yīng)到相應(yīng)的波的脈沖寬度，有關(guān)系式：δ為占空比，Tc為載波周期，wT圖3.5：S波生成方程序中設(shè)定占空比CMP=Tr/2*[1–sin(j*PI2/8192)*M由于比較中斷設(shè)定低電平有效，故加號變?yōu)闇p號，相當(dāng)于人工加入一個抬升幅值3.3V/2=1.65VTr為定時器的周期寄存器的值，為三角載波的周期值的一半，M為正弦波與三角波的幅值比，即為原輸入信號的幅值。由上圖可以知道，正弦波與三角波實際交點為A、B，但為了計算方便，避免在程序中調(diào)用復(fù)雜的式計算，采用了規(guī)則采樣法做了交點的近似取法，即用過D水平交與三角波的A、B，這就使得最后輸出的比較值不可避免的引入了人工計算誤差，外置電路包含有前置的調(diào)理電路、后置的S輸出的濾波器電路。前置電路含有四部TMS320F28335AD中，進行信號分析測量出幅值。使用的運放為TIOPA4227，含有四個運算放大器，供應(yīng)電壓為±5V。后置的濾波電路主要實現(xiàn)將DSP軟件處理后輸出的波，濾波還原輸入信號。使用為TLC04D四階低通濾波器。板采用TI推出帶有浮點運算功能的TMS320F28335，其運算能力與AD處理能力3.3V3.3V提供。其他功能模塊則包含數(shù)據(jù)256k*16的RAM，串口通訊用MAX232AESE和4.1R1k。Vn=0（根據(jù)使用手冊推薦正向輸入端直接接地），又因虛斷，可以有VO=-R21*V1/R18-R21*V2/R19-R21*V3/R200.5電壓，其中阻值為R18=R2022k，R19=24k，R2122k，R193.3V直流電0.5U=-3.3*11/24V=-1.5125V直由于算法對信號要求比較高，該模塊則濾去輸入到DSP信號中的高頻雜波，減少干擾信號對FFT計算的影響，同時采用負向輸入，將原本經(jīng)過加法器負向的信號變?yōu)檎颉PA4227精度自身引入的噪聲比較少，考慮一階 濾波器的衰減率為每倍頻6分貝，每十倍頻20分貝，二階 濾波器的衰減率為每倍頻12分貝、三階 濾波器的衰減率為每倍頻18分貝、如此類推，故只需要二階就可以滿足需求。其中R22=R23=100k，R24=22k，C3=180pF，截止頻率在33kHz，在120kHz時相位反轉(zhuǎn)180度。0.6V0.751.51252.2625V，極限的4.2本模塊使用TLC04D四階開關(guān)電容低通濾波器，截止頻率可以通過設(shè)定，范圍從0.1Hz到30kHz，其濾波時鐘可以采用外接時鐘信號（TTL或者CMOS電平）輸入，也可以采的截止頻率可以根據(jù)公式 且fcut=fclock/50，配置R=2.7k， 外置電路電源供應(yīng)采用±5V+5V4A，-5V2A，正常供電時用萬用表（20V）測量+5V5.03V，-5V5.04V，供電穩(wěn)定。而外擴板上對每個用電都加入一個0.1uF的電容增強電源供電質(zhì)量，在電源輸入處+5V與-5V都加入47uF板板采用某電子公司生產(chǎn)的TMS320F28335最小系統(tǒng)板，本板電源供應(yīng)采用外部適配器4.3 圖4.4外擴 圖4.5串口通訊模板上RAM為ISSI產(chǎn)256K*16的高性能IS61LV25616，周期最高可達為15ns，轉(zhuǎn)換電平為DSP工作的3.3V，滿足了DSP高速的需求。串口通訊主要由MAX232AESE與DB-9MAX232AESEDSP處理的數(shù)字信號轉(zhuǎn)換成標(biāo)準通訊用±15V的數(shù)字系統(tǒng)軟件設(shè)計采取模塊化設(shè)計方案，將完成特定功能的子程序組合成功能模塊，由主AD采樣模塊，F(xiàn)FT計算模塊，頻譜校正模塊，SCI發(fā)送模塊，e重建波形模塊，看門狗5所示： 重建波 程ADFFTSCICPU_Timer0SCI ADPIEGPIO5.1算法分析硬件上先將ADCINA1和ADCINB1和引腳連到一起，然后在ADC的初始化函數(shù)里將模式選擇為級聯(lián)模式和同步模式，利用e 2的周期中斷啟動AD轉(zhuǎn)換。FFTTIC28x_FPU_Library提供的函數(shù)，其計算部分均由匯編語言編4096RAM中。RAM中。DFT的頻率分辨率為10???=??0=0

=Nfs，實際應(yīng)用中采樣頻fs65kHzTS=1.54105s4096個點需t=4096*Ts=0.063s20HzT20=0.05s20Hz的4096個點剛好采了一個周期多一點，通過頻譜校正是能夠計算出準確頻率的。如果1024t=1024*Ts=0.016s20Hz信號的周期，此時通過頻譜20Hz~20KHz，本設(shè)計4096點采樣，同時也能夠提高頻率分辨率。 圖 連續(xù)增或連續(xù)減模式下e的計數(shù)周用e2的周期中斷啟動AD轉(zhuǎn)換時，設(shè)置e2為連續(xù)增模式，則中斷周=TBPRD+1個定標(biāo)后的時鐘周期。當(dāng)設(shè)置TBCLK=937500Hz，由理論采樣頻率計算周期值的 TBPRD=937500/fs-1，由周期值計算實際采樣頻率的為fs=937500/(TBPRD+1)由于硬件上ADCINA1ADCINB1已經(jīng)連到一起，故兩引腳測得的是同一信號，將每次測得結(jié)果AdcRegs.ADCRESULT0AdcRegs.ADCRESULT12，可以提高ADC一位如果信號突然變化（尤其是變大），則當(dāng)前的樣頻率無法得到正確的信號頻率，這時為理論值，以下無特殊說明均為理論值。實際上e2的周期中斷的頻率不會嚴格等于理論在程序開始時，設(shè)定初始采樣頻率，然后對輸入信號進行采樣，經(jīng)過FFT和頻譜校正后率，通過計算得到e 2周期寄存器的值，并根據(jù)e 2周期寄存器的值得到實際的采樣GPIO、PIE、AD、SCI、e等外設(shè)。根據(jù)過程標(biāo)志位判斷當(dāng)前所處過程，如果處于采樣過程，則采樣（3*4096=12288個點），ADC中斷，并設(shè)標(biāo)志位為計算過程；如果處于計算過程，則調(diào)用FFT模塊和頻譜校正模塊得到精確的主次信號的頻率和幅值，計算結(jié)束后再設(shè)置標(biāo)志位為采樣過程，通過SCI將結(jié)果發(fā)送至上位機，然后更新比較值，開啟ADC中斷，重復(fù)上述過程。ADADCINA1ADCINB1，設(shè)置為級聯(lián)模式、同步采樣，并使能ADNY更新圖 FSNEW，最后設(shè)置計算模式為精計算模式。如果是式NYN大Y圖 NNYYN圖 ADCINA1和ADCINB1連到一起，這樣兩個引腳采到的是同一個信號，在程AdcRegs.ADCRESULT0與AdcRegs.ADCRESULT1相加除以2，提高了ADC一位的精度。校正精度達到10-12Δω級別以下，相位校正誤差達到10-3度，比傳統(tǒng)的相位差校精度還要SCI發(fā)送利用了聯(lián)合體的方式發(fā)送結(jié)構(gòu)體，每次的所有計算結(jié)果存到一個結(jié)構(gòu)體里，摒88位數(shù)據(jù)，又利用了位域的辦法。typedeffloat32MainFreq; float32MainMag; float32MinorFreq; float32MinorMag; float32SampleFreq; Uint16flag; typedefUint16 //8Uint16 //8typedefUint16all;INT_BITbit;使用的信號發(fā)生器YB1601HDDS數(shù)字合成函數(shù)波形發(fā)生器，帶寬：1mHz～1MHz，8Bit出在kHz級時只能精確輸出到1Hz，而在Hz級時，只能輸出到0.01Hz，但這里仍假設(shè)其輸出的頻率與幅值為真值y0，而傳輸?shù)缴衔粰C程序中的數(shù)據(jù)為測量值y1，那么相對誤差計算的公 δ=|y0- y1|/y0*100%在信號發(fā)生器輸出頻率為真值的假設(shè)下，輸出信號的主次頻率為f主、f次，可有軟件所能β=|f主–f次|/f主*100%由于置板中加入了低通濾波器，所以在軟件中對于高頻信號加入了幅值補償，補償值方程見算法中說明。具體補償方法是在測量頻率大于5kHz時將采樣幅值加上補償值。由幅值112345678910%20Hz20kHz，