開(kāi)關(guān)電源設(shè)計(jì)報(bào)告

1、1開(kāi)關(guān)電源主電路設(shè)計(jì)1.1主電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)選擇由于本設(shè)計(jì)的要求為輸入電壓176-264 V交流電，輸出為24V直流電，因此中間需要將輸 入側(cè)的交流電轉(zhuǎn)換為直流電，考慮采用兩級(jí)電路。前級(jí)電路可以選用含電容濾波的單相不可 控整流電路對(duì)電能進(jìn)行轉(zhuǎn)換，后級(jí)由隔離型全橋Buck電路構(gòu)成?？傮w要求是先將AC176-264V 整流濾波，然后再經(jīng)過(guò) BUCK電路穩(wěn)壓到24V?？紤]到變換器最大負(fù)輸出功率為1000W，因此需采用功率級(jí)較高的Buck電路類型，且必須保證工作在CCM工作狀態(tài)下，因此綜合考慮， 本文采用全橋隔離型Buck變換器。其主電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如下圖所示：前級(jí)整流Drig(t)Q1 . D1 Q3 -C

2、0Dr2D2 Q4后級(jí)BUC電路圖1-1主電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)1.2開(kāi)關(guān)電源電路穩(wěn)態(tài)分析下面將對(duì)全橋隔離型BUCK變換器進(jìn)行穩(wěn)態(tài)分析，主要是推導(dǎo)前級(jí)輸出電壓Vg與后級(jí)輸 出電壓V之間的關(guān)系，為主電路參數(shù)的設(shè)計(jì)提供參考。將前級(jí)輸出電壓 Vg代替前級(jí)電路，作 為后級(jí)電路的輸入，且后級(jí) BUCK變換器工作在CCM模式，BUCK!路中的變壓器可以用等 效電路代替。由于全橋隔離型BUCK變換器中變壓器二次側(cè)存在兩個(gè)引出端，使得后級(jí)BUCK電路的 工作頻率等同于前級(jí)二倍的工作頻率，如圖 1-1所示。在2Ts的工作時(shí)間內(nèi)，總共可分為四種 開(kāi)關(guān)階段，其具體分析過(guò)程如下：1）當(dāng)0 < t < DTs時(shí)，此時(shí)

3、Q1、Q4和D5導(dǎo)通，其等效電路圖如圖1-2所示。h h 1:nVg。心廠1Vs (t)C =八(t)<>1nRD5 iD5(t)L i(t)o(t)圖1-2在0 < t < DTs時(shí)等效電路nvgvL = nvg - viC = i - v / R(1-1)(1-2)(1-3)2）當(dāng)DTs < t < Ts時(shí)，此時(shí)Q1Q4全部關(guān)斷，D6和Ds導(dǎo)通，其等效電路圖如圖1-31D5 iD5(t)n*"vr(t)qLM:iiiiVs(t)DDLi(t)io(t)C 二二 v(t) $ R所示。此時(shí)前級(jí)輸出Vg為0,假設(shè)磁化電流為0,則流過(guò)D6和D5電流相

4、等，均為-i L5vs = 0iC = i - v / R圖1-3在DTs < t < Ts時(shí)等效電路(1-4)(1-5)(1-6)3）當(dāng)Ts < t <（1 + D） Ts時(shí)，此時(shí)Q2、Q3和D6導(dǎo)通，其等效電路圖如圖1-2所示ntvvg VXL/.VoynLXL/.VvvR圖1-4在TS < t < (1 + D) TS時(shí)等效電路Vs = nvg(1-7)vL = nvg - v(1-8)iC = i - v / R(1-9)4）當(dāng)（1 + D） Ts < t < 2Ts時(shí)，此時(shí)Q1Q4全部關(guān)斷，D6和D5導(dǎo)通，其等效電路圖如圖1-3所示。在

5、這個(gè)工作過(guò)程，所有開(kāi)關(guān)和第二階段是同一狀態(tài)，因此其分析過(guò)程和結(jié)果是相同的。通過(guò)以上分析可以驗(yàn)證前述有關(guān)前級(jí)和后級(jí)工作頻率的關(guān)系。由第一和第三階段、第和第四階段推導(dǎo)的式子是相同的，因此后級(jí) BUCKfe路在2Ts重復(fù)工作狀態(tài)。由變壓器一次側(cè)電壓Vt，二次側(cè)電感電流i L，一次側(cè)電壓Vs可以再次驗(yàn)證上述關(guān)系，如圖1-5所示。卅VgVgi(t)匚vs(t)nVgnVg0DTsT DTs2Ts圖1-5全橋變換器部分電壓電流波形根據(jù)后級(jí)BUCK電路電感L的伏秒平衡原則，由式子（1-1 ）和（1-2 ）可得:(nVg - V) D +( - VX1 - D) = 0(1-10)(1-11)V = nDVg

6、在選取變壓器的變比n時(shí)，要考慮占空比的調(diào)節(jié)范圍，盡可能使得調(diào)節(jié)范圍更大。結(jié)合規(guī)格和濾波電路輸出電壓的雙項(xiàng)要求，最小輸出電壓和最大輸出電壓分別為248.9V和373.3V.則由此可計(jì)算占空比的最大和最小值為：V。0.096(1-12)D maxnVg minnVo0.064(1-13)DminnVg maxn因此綜合考慮，變壓器的變比選為0.2。1.3開(kāi)關(guān)電源主電路參數(shù)設(shè)計(jì)1.3.1開(kāi)關(guān)電源前級(jí)參數(shù)的設(shè)計(jì)通常在設(shè)計(jì)不可控整流的濾波電容時(shí)，要根據(jù)負(fù)載的實(shí)際情況而選擇電容C值。帶濾波電容的不可控整流電路輸出電壓和充放電時(shí)間常數(shù)有關(guān)。當(dāng)時(shí)間常數(shù)無(wú)窮大時(shí)，輸出電壓為交流電壓的峰值；當(dāng)放電時(shí)間比較小時(shí)，輸

7、出電壓為輸入電壓有效值的0.9倍。實(shí)際設(shè)計(jì)時(shí),通常要求時(shí)間常數(shù)要滿足式（1-14），此時(shí)輸出電壓為交流電壓有效值的 1.2倍。C a 3r5t（屮其中T為交流電源的周期，R為負(fù)載的等效阻值，并且考慮到實(shí)際電源中電容 C體積的限制，因此考慮電容的值滿足下式:3T2Rq得:考慮到在穩(wěn)態(tài)時(shí)且理想情況下，后級(jí)的輸入功率和負(fù)載功率相等，再根據(jù)式子（R2 2Vo22 23n2D2PT2Vo21-15) 可(1-16)(1-17)(1-18)(1-15)設(shè)交流電源的頻率為50Hz，計(jì)算得到C A 213uF,在實(shí)際電路中，考慮到后面輸入電壓和負(fù)載階躍變化對(duì)輸出電壓波形的影響及考慮一定的裕量，選擇為350uF

8、，電容承受最大電壓為最大輸入電壓的幅值373.3V。綜合以上，并考慮成本，選擇 Vishay公司057PSM-SI47331E3 型鋁電解容，耐壓450V,電容值330uF。1.3.2開(kāi)關(guān)電源后級(jí)參數(shù)的設(shè)計(jì)1) 本設(shè)計(jì)選用MOSFET管,加在其上面的最大電壓為整流輸出電壓的最大值即Vm = 373.3V。當(dāng)負(fù)載功率最大時(shí)，負(fù)載電流為最大值即250A。流過(guò)MOSFET最大電流為lgmax=7.10A。本文選用 Infineon MOSFE型號(hào)為 IPB50R299CP主要參數(shù)為：V=550V,l d=12A, R)滬0.299。2) 二極管上通過(guò)的最大電流為Id=125A，電壓最大值為：VDma

9、x=0.05 373.3V=18.665V。 由于開(kāi)關(guān)頻率較高，所以選用快恢復(fù)二極管和肖特基二極管，但快恢復(fù)二極管導(dǎo)通壓降大，損耗大，故選擇本文選用Vishay肖特基二極管。取適當(dāng)?shù)碾妷弘娏髟Ａ?，型?hào)選為M6035C。 主要參數(shù)為 If=60A,*r=35V,VF=0.55V。3) 由開(kāi)關(guān)電源的規(guī)格要求可知，輸出電壓超調(diào)不能大于0.5V。因此在后級(jí)電容設(shè)計(jì)時(shí)要考慮，電容電壓的紋波值也要小于0.5V，又由于變換器要工作在 CCM莫式下。由變換器穩(wěn)態(tài)分析可推導(dǎo)電感的計(jì)算方法。22圖1-6等效后的BUCK變換器變換器要工作在CCh莫式下，因此電感的設(shè)計(jì)尤為重要。由于開(kāi)關(guān)頻率為80kHZ由前所述則等效

10、BUCK!路的開(kāi)關(guān)頻率為160kHZ有電流紋波公式知：iL (1-D)Ts(1-19)2L假設(shè)紋波電流為1A,計(jì)算得到L 9.55uH，綜合考慮裕度，則L選取10uH。由于后級(jí)電容設(shè)計(jì)時(shí)要考慮，電容電壓的紋波值要小于0.25V。電容電壓紋波式子如下：ids8CV16LCD)Ts2V16L v(1 - D)Ts(1-21)(1-22)將最大紋波值、負(fù)載電壓并且考慮最小占空比，計(jì)算得 C 21uF，同時(shí)考慮輸出電容對(duì)紋 波的影響，則C選取390uF。2系統(tǒng)開(kāi)關(guān)模型建立和控制器的設(shè)計(jì)基于小信號(hào)開(kāi)關(guān)等效模型理論，對(duì)全橋隔離型Buck變換器進(jìn)行系統(tǒng)建模。由于開(kāi)關(guān)電源 的規(guī)格要求輸出穩(wěn)定直流電壓，因此維持

11、電壓穩(wěn)定是本次設(shè)計(jì)的關(guān)鍵。在復(fù)頻域下進(jìn)行控制八八器設(shè)計(jì)時(shí)，將電容電壓小信號(hào)變量V (S)作為其輸出，輸入電壓小信號(hào)變量Vg (S)和占空比小信 八號(hào)變量d(S)作為輸入，分別求出其傳遞函數(shù)，然后通過(guò)PI調(diào)節(jié)器對(duì)其進(jìn)行校正，以其達(dá)到其規(guī)格要求。2.1系統(tǒng)開(kāi)關(guān)模型的建立由前述可知，后級(jí)BUCK電路在2Ts重復(fù)一次工作狀態(tài)。因此系統(tǒng)建模只需考慮一個(gè)變量 周期。在分析時(shí)，考慮 MOSFET的導(dǎo)通電阻Ron和續(xù)流二極管的導(dǎo)通壓降 Vd。根據(jù)移動(dòng)平 均理論，對(duì)0 < t < DTs和DTs < t < Ts兩個(gè)階段的關(guān)系式進(jìn)行處理，如下所示：在0 t DTs時(shí)有：ig(t)百(嘰V

12、L(t) nVin(t)Ts 2igRon)(v(t)Ts V( 2.1)/W(t)Tic(t) i(t)；TsR在 DTs t TS 時(shí)：ig(t)0(2.2)VL(t)( W(t)TsVd)ic(t) i(t)L由電感伏秒平衡和電容安秒平衡得：d i(t)'T(M(t)kd(t)n(M(t)dv(t)T:ic(% diQTs(ig(t)Lndt)(i(t)k進(jìn)行擾動(dòng)分析令:T2gRn) (v(t)k % d(t)( W(t)k %)Rd(t)(i(t)T5Rs)(2.3)Vn?n(t)d(t)Dc?(t)I ?(t)(2.4)V(t) TsV V(t)ig(t)Tslgi(t)把式

13、(2.4)代入式(2.3)中只保留一階項(xiàng)得：LnDV?n(t)d(t)(nVindtC壘?(t)迪dtRon除t)n(I(?(t)Di?(t)2nRonIg)2nDRj?(t)邇）(2.5)由式（2.5）得電路的交流小信號(hào)等效電路如下圖（2.1）所示。C豐圖（2.1 ）全橋整流Buck電路的交流小信號(hào)等效電路1:nD L 2n2D2尺n n(Mn 2Rjg)d(t)nl d(t)2.2系統(tǒng)頻域特性計(jì)算帶有反饋環(huán)節(jié)以及補(bǔ)償器的變換器系統(tǒng)框圖如圖（2.2）所示3 o圖（2.2）帶有反饋環(huán)節(jié)以及補(bǔ)償器的系統(tǒng)框圖i load (s)nl d(s)(T)則由圖（2.2）Gvd (s)可得:vd(s)LV

14、g 0i load 0s2LC s(2 n2D2尺nC ：)n(Vin 2RonIg)2n2D2RonR(2.7)Gvg ( s)V(s) Vg(s)d0i loadAZout(s)嚴(yán)iload(s)，d0Vg 0nDLC s(2 n2D2&nC R) 2DRRon RR2 2 n2L 2 2s2LC s(2n 2D2R,nC)R2 22n D Ron(2.8)(2.9)令 v(s) Gvd(s)d(s) Gvg(S)Vg (S) Zoutiload (s)(2.6)結(jié)合式(2.6)把圖(2.1)表示如下：1:nD L 2n2D2R,n n(Vn 2Rjg)d(s)-壯*、w +)圖（

15、2.3）全橋Buck電路隨Vin,d和ilosd變化的電路模型設(shè)計(jì)系統(tǒng)框圖如圖（2.4）所示。圖（2.4）控制系統(tǒng)框圖取 Vref24V，由式(2.10):得H=1，取三角載波幅值為24V則圖T(S)VrefH 二V(2.4)中Vm=24?；芈吩鲆?1Gc(s)(v)GvdH(s)(2.10)(2.11)2.3補(bǔ)償器設(shè)計(jì)與分析2.3.1補(bǔ)償器的設(shè)計(jì)進(jìn)行分析時(shí)取 Vin=220V，Vg=311V, V=24V, L=10uH, C=50uF, Ron=0.299 ,Dl=50%。 輸出功率為100W，貝U Ig=nl=5A，R=0.05 由式（1.12）可知D=0.321，n=0.2，未設(shè)置補(bǔ)償

16、 器時(shí)Gc（s）=10把以上數(shù)據(jù)帶入式（2.11）得：T(s)15.400524 10 10s2 2.00018 10 4s 1.0074(2.12)由Matlab繪制其開(kāi)環(huán)頻率特性曲線如圖（2.5）所示。由圖（2.5）及Matalb語(yǔ)句可知 未設(shè)置補(bǔ)償器時(shí)環(huán)路增益的截止頻率為7.29kHz相角裕度為92.6度。由此可知開(kāi)環(huán)特性無(wú)法滿足設(shè)計(jì)要求，截止頻率偏低，相角裕度偏高；可以采取降低增益的方法來(lái)降低系統(tǒng)的截止 頻率適當(dāng)降低相角裕度可采用 PI調(diào)節(jié)器作為補(bǔ)償器，PI補(bǔ)償器的傳遞函數(shù)：kGc kp ;(2.13)令s jw則:|Gc(s)|(2.14)(2佝Bode DiagramGm = In

17、f dB (at Inf rad/sec) , P m = 82.9 deg (at 7.64e+004 rad/sec)圖（2.5）開(kāi)環(huán)傳遞函數(shù)幅頻特性曲線Frequency (rad/sec)kGc(jw)tan(-)wkp本設(shè)計(jì)要求截止頻率足夠高但是應(yīng)小于開(kāi)關(guān)頻率的10%即8kHZ，由圖（2.4）知未設(shè)置補(bǔ)償器時(shí)環(huán)路增益的幅值為-8.71dB,取補(bǔ)償器在8kHZ時(shí)的增益為8.71dB即1.5457,為使補(bǔ) 償后環(huán)路增益T（ s）的相角裕度調(diào)低故PI調(diào)節(jié)器在截止頻率處的相角取-47.2度kI需要較大, 由式（2.12）以及（2.13）取kp=1.4792,kI=288117。補(bǔ)償后環(huán)路增益

18、 T（s）的幅頻特性曲線 如圖（2.5）所示，由圖（2.5）可知補(bǔ)償后開(kāi)環(huán)增益的截止頻率為 2931HZ，相角裕度為67.70度, 利用Matlab繪制補(bǔ)償后系統(tǒng)零極點(diǎn)分布圖如圖（2.6）所示，由該圖可知在零極點(diǎn)分布圖中補(bǔ)償后環(huán)路增益的極點(diǎn)坐標(biāo)分別為（-2500000,0）,（-1950,0） ,（0,0）其中（0,0）由PI補(bǔ)償器引入；極點(diǎn)均在分布圖的左半平 面由此可知該系統(tǒng)是可以調(diào)節(jié)為穩(wěn)定的。T/（1 T）以及1/（1 T）的幅頻特性曲線分別如圖（2.7）以及圖（2.8）所示。2.3.2對(duì)系統(tǒng)的討論補(bǔ)償前系統(tǒng)的截止頻率為3.4KHZ ,相角裕度為94.74度截止頻率高于設(shè)計(jì)要求相角裕度 滿

19、足設(shè)計(jì)要求但是有些偏大，這樣會(huì)使系統(tǒng)響應(yīng)時(shí)間較長(zhǎng)不利于系統(tǒng)的調(diào)節(jié)。補(bǔ)償后系統(tǒng)截 止頻域約為3KHZ ,相交裕度降低為67.70度。如果進(jìn)一步提高截止頻率會(huì)超過(guò)設(shè)計(jì)要求。補(bǔ)償后環(huán)路增益在100HZ處的增益為46.4dB?？梢酝ㄟ^(guò)適當(dāng)提高補(bǔ)償器的積分系數(shù) kI進(jìn)一步增 加100HZ處的增益，因?yàn)殡S著頻率的提高積分系數(shù)對(duì)增益的影響會(huì)迅速降低從而不會(huì)對(duì)截止 頻率有明顯提高從而使系統(tǒng)不滿足要求，但是在低頻處kI對(duì)系統(tǒng)增益的影響較為顯著；故適當(dāng)提高積分系數(shù)可提高100HZ處的增益但是不會(huì)是系統(tǒng)的截止頻率超過(guò)設(shè)計(jì)要求也不會(huì)使相 角裕度低于設(shè)計(jì)要求。100Bode DiagramFrequency (HZ)圖

20、（2.5）補(bǔ)償后環(huán)路增益的頻率特性曲線Pole-Zero Map圖（2.6）補(bǔ)償后環(huán)路增益零極點(diǎn)分布圖-M-49劃丄 E BpdLPs圖（2.7）T/1+T的幅頻特性曲線山遼即弓1WE圖（2.8） 1/1+T的幅頻特性曲線3系統(tǒng)的仿真本文1,2章已設(shè)計(jì)了變化器系統(tǒng)及其補(bǔ)償器下面使用 Saber仿真軟件對(duì)系統(tǒng)進(jìn)行仿真分 析。在saber中搭建仿真模型如圖（3.1）所示，載波選取文獻(xiàn)3第七章所述的三角波，模型 中交流電源的頻率取工頻50H Z。3.1負(fù)載電壓為24V時(shí)系統(tǒng)的仿真與分析3.1.1未調(diào)節(jié)系統(tǒng)設(shè)計(jì)參數(shù)時(shí)時(shí)的仿真與分析輸入電壓取最小值96V，載波使用頻率為60KHZ的三角波（經(jīng)過(guò)相應(yīng)模塊的

21、配合， MOSFET的觸發(fā)信號(hào)為30KHZ）。未設(shè)置補(bǔ)償器時(shí)當(dāng)負(fù)載在 6ms由500W變?yōu)?000W時(shí)負(fù)載 電壓波形如圖（3.3）所示。由圖（3.3）所示在負(fù)載為500W時(shí)負(fù)載電壓的調(diào)節(jié)時(shí)間為3.80ms, 無(wú)超調(diào)，穩(wěn)態(tài)值為21.89V，在6ms負(fù)載變?yōu)?000W時(shí)負(fù)載電壓由21.89V變?yōu)?.90V經(jīng)3.8ms 后趨于穩(wěn)定最終穩(wěn)態(tài)值為21.89V。當(dāng)負(fù)載為800W，5ms時(shí)輸入電壓由180V變?yōu)?60V時(shí)輸 入電壓波形圖如圖（3.3）（之后變換器輸入電壓變化時(shí)圖形均如圖（3.4）所示）所示，負(fù)載 電壓波形如圖（3.4）所示（。由圖（3.4）可知當(dāng)輸入電壓由180V變?yōu)?60V時(shí)負(fù)載電壓會(huì) 逐

22、漸變大最后穩(wěn)定在23.08V調(diào)節(jié)時(shí)間為1.5ms無(wú)超調(diào)。圖（3.2） 6ms時(shí)負(fù)載由500W變?yōu)?000W時(shí)負(fù)載電壓波形圖（3.3） 6ms時(shí)輸入電壓由180V變?yōu)?60V輸入電壓波形圖（3.4）負(fù)載為800W輸入電壓由180變?yōu)?60V負(fù)載電壓波形有以上仿真結(jié)果可知當(dāng)未加入補(bǔ)償器時(shí)系統(tǒng)的穩(wěn)態(tài)誤差很大，最大為 6.9V即為14.4%; 負(fù)載電壓調(diào)節(jié)時(shí)間在1ms-3ms之間，波形無(wú)超調(diào)。系統(tǒng)的穩(wěn)態(tài)誤差過(guò)大需要重新調(diào)節(jié)。3.1.2設(shè)置補(bǔ)償器時(shí)系統(tǒng)的仿真在3.1.1 （輸入電壓為96V）的基礎(chǔ)上添加PI補(bǔ)償器其中比例系數(shù)為2.2,積分系數(shù)為49。 負(fù)載電壓波形圖如圖（3.5）所示。當(dāng)負(fù)載功率為500

23、W時(shí)負(fù)載電壓穩(wěn)態(tài)值為23.55V與設(shè)計(jì) 值偏差0.94%，調(diào)節(jié)時(shí)間為4.35ms,超調(diào)量為0.3V，紋波電壓分峰峰值為0.078V； 6ms時(shí)負(fù) 載功率變?yōu)?000W時(shí)負(fù)載電壓由24V下降為6.16V新的穩(wěn)態(tài)值為23.62V （與設(shè)計(jì)值偏差為 0.78%），調(diào)節(jié)時(shí)間為2.63ms。穩(wěn)態(tài)值放大后的圖像如圖（3.6）所示，負(fù)載波形穩(wěn)定后其紋波 電壓峰峰值為0.012V。圖（3.5）負(fù)載功率由500W變?yōu)?000W時(shí)負(fù)載電壓波形圖圖（3.6）負(fù)載變化后負(fù)載電壓穩(wěn)態(tài)波形放大圖當(dāng)負(fù)載為800W輸入電壓由180V變?yōu)?60V時(shí)負(fù)載電壓波形如圖（3.7）所示。當(dāng)輸入電 壓為180V時(shí)負(fù)載電壓穩(wěn)定值為23.8

24、1V即與設(shè)計(jì)值偏差為0.40%，調(diào)節(jié)時(shí)間為3.90ms,無(wú)超 調(diào)，紋波電壓峰峰值為0.051V;負(fù)載在6ms時(shí)輸入電壓變大經(jīng)過(guò)一定時(shí)間的調(diào)節(jié)負(fù)載電壓達(dá) 到穩(wěn)態(tài)值24.87V，調(diào)節(jié)時(shí)間為1.60ms,無(wú)超調(diào)，紋波較大,圖（3.8）為其穩(wěn)態(tài)值的波形放大 圖由圖可知紋波電壓的峰峰值為 0.065V。圖（3.7）輸入電壓由180V變?yōu)?60V時(shí)負(fù)載電壓波形圖（3.8）輸入電壓變化后負(fù)載電壓穩(wěn)態(tài)波形放大圖由以上結(jié)果可知加入補(bǔ)償器后各項(xiàng)指標(biāo)均滿足設(shè)計(jì)要求3.2損耗驗(yàn)證隨著輸出功率的增加流過(guò)電源的電流也會(huì)增大則二極管和MOSFET的損耗也隨之增加，在進(jìn)行效率運(yùn)算時(shí)分母隨之線性增加但是MOSFET損耗與流過(guò)其電