直流三相逆變器設(shè)計

1、直流三相逆變器設(shè)計1 設(shè)計任務(wù)與要求條件：輸入直流電壓：110V。要求完成的主要任務(wù): （1）開關(guān)元器件的選擇（2）各模塊方案選擇（3）各模塊方案設(shè)計（4）總電路的設(shè)計（5）各模塊的器件選型（6）參數(shù)計算設(shè)計容量為3KVA的三相逆變器，要求達到：（1）輸出380V，頻率50Hz三相交流電（2）完成總電路設(shè)計（3）完成電路中各元件的參數(shù)計算1.1 設(shè)計任務(wù)分析由于輸入直流電壓只有110V，而輸出交流電壓要求有效值為380V，所以必須通過升壓電路將直流電壓升到到一定值才能作為逆變器的輸入電壓。逆變器的核心是半導(dǎo)體開關(guān)器件，不同拓撲的逆變電路有不同的優(yōu)缺點和應(yīng)用領(lǐng)域。半導(dǎo)體開關(guān)器件需要觸發(fā)信號才能導(dǎo)

2、通，要使逆變器輸出正弦波形，則需要特殊的觸發(fā)電路對開關(guān)器件進行調(diào)制。逆變器輸出帶有高次諧波，需要濾波電路對諧波進行。在進行仿真前，需對上述電路模塊進行比較論證和選擇。1.2 設(shè)計思路首先，考慮輸入直流電壓為110V而輸出380V、頻率50Hz三相交流電，要采用斬波電路升壓到大于380以上，可以用直流斬波升壓電路、直流斬波升降壓電路等。其次要求由直流變?yōu)槿嘟涣麟姡刹捎秒妷盒湍孀冸娐?、電流型逆變電路。逆變電路得到的是三相矩形波，再用PWM或者SPWM開關(guān)采用規(guī)則采樣法將矩形波變?yōu)槿嗖?，最后用濾波器濾波得到最終的所要的三相電，設(shè)計流程圖如圖1.1所示圖1.1設(shè)計流程圖2 設(shè)計意義及原理2.1

3、設(shè)計意義逆變電源技術(shù)的核心部分是逆變器和其控制部分。逆變器是將直流變?yōu)槎l定壓或調(diào)頻調(diào)壓交流電的變換器，傳統(tǒng)方法是利用晶閘管組成的方波逆變電路實現(xiàn)，但其含有較大成分低次諧波等缺點，由于電力電子技術(shù)的迅速發(fā)展，全控型快速半導(dǎo)體器件BJT，IGBT，GTO 等的發(fā)展和PWM 的控制技術(shù)的日趨完善，使SPWM 逆變器得以迅速發(fā)展并廣泛使用眾所周知。 逆變器是將直流變?yōu)槎l定壓或調(diào)頻調(diào)壓交流電的變換器，傳統(tǒng)方法是利用晶閘管組成的方波逆變電路實現(xiàn)，但由于其含有較大成分低次諧波等缺點，近十余年來，由于電力電子技術(shù)的迅速發(fā)展，全控型快速半導(dǎo)體器BJT，IGBT，GTO等的發(fā)展和PWM的控制技術(shù)的日趨完善，使

4、SPWM逆變器得以迅速發(fā)展并廣泛使用。 PWM控制技術(shù)是利用半導(dǎo)體開關(guān)器件的導(dǎo)通與關(guān)斷把直流電壓變成電壓脈沖列，并通過控制電壓脈沖寬度和周期以達到變壓目的或者控制電壓脈沖寬度和脈沖列的周期以達到變壓變頻目的的一種控制技術(shù)，SPWM 控制技術(shù)又有許多種，并且還在不斷發(fā)展中，但從控制思想上可分為四類，即等脈寬PWM 法，正弦波PWM 法（SPWM 法），磁鏈追蹤型PWM 法和電流跟蹤型PWM 法，其中利用SPWM 控制技術(shù)做成的SPWM 逆變器具有以下主要特點： （1）逆變器同時實現(xiàn)調(diào)頻調(diào)壓，系統(tǒng)的動態(tài)響應(yīng)不受中間直流環(huán)節(jié)濾波器參數(shù)的影響。 （2）可獲得比常規(guī)六拍階梯波更接近正弦波的輸出電壓波形，

5、低次諧波減少，在電氣傳動中，可使傳動系統(tǒng)轉(zhuǎn)矩脈沖的大大減少，擴大調(diào)速范圍，提高系統(tǒng)性能。 （3）組成變頻器時，主電路只有一組可控的功率環(huán)節(jié)，簡化了結(jié)構(gòu)，由于采用不可控整流器，使電網(wǎng)功率因數(shù)接近于1，且與輸出電壓大小無關(guān)。 在后備式供電中，蓄電池作為一種非常重要的儲能介質(zhì)，在各個行業(yè)都得到了廣泛的應(yīng)用。由于單個電池的參數(shù)存在著差別，不能通過將蓄電池并聯(lián)的方法來提高直流供電系統(tǒng)的容量，因此在電池的容量不能滿足實際需求時，最直接的辦法就是多個蓄電池串聯(lián)共同提供能量。所串的蓄電池越多，蓄電池組能夠提供的能量就越多，但輸出端電壓就越高，此時，逆變器輸入直流電壓的上限就直接決定了蓄電池組的容量大小。另外，

6、高壓變頻器廣泛的應(yīng)用于軋鋼、造紙、水泥制造、礦井提升、輪船推進器等傳統(tǒng)工業(yè)的改造和高速列車、城市地鐵輕軌、電動汽車中，其核心部分也是高壓逆變器。2.2 開關(guān)元器件的選擇IGBT 主要是以M（模塊）P(脈波)W(寬度)M(調(diào)變)方式制作，用主動元件 IGBT模塊設(shè)計，使本機容量可達300KVA，以隔離變壓器輸入及輸出，來增加整機穩(wěn)定性，特別感性、容性級特殊負載，負載測試和壽命實驗可靠性高。IGBT優(yōu)點：    高頻MPWM設(shè)計，IGBT功率推動，體積小、可靠性能高、噪音低。    效率達85%以上。 

7、60;   反應(yīng)快速，對100%除載/加載，穩(wěn)壓反應(yīng)時間在2ms以內(nèi)。     超載能力強，瞬間電流能承受額定電流的300%。     波峰因素比（CREST  FACTOR RATIO）高于3：1。    具過壓、過流、超溫等多重保證級報警裝置。 Power MOSFET全稱功率場效應(yīng)晶體管。它的三個極分別是源極（S）、漏極（D）和柵極（G）。主要優(yōu)點：熱穩(wěn)定性好、安全工作區(qū)大。缺點：擊穿電壓低，工作電流小。GTR

8、（功率晶管）由于二次擊穿和驅(qū)動功率大等缺點，目前被IGBT和MOSFET所代替。IGBT全稱絕緣柵雙極晶體管，是MOSFET和GTR（功率晶管）相結(jié)合的產(chǎn)物。它的三個極分別是集電極(C）、發(fā)射極（E）和柵極(G）。特點：擊穿電壓可達1200V，集電極最大飽和電流已超過1500A。由IGBT作為逆變器件的變頻器的容量達250kVA以上，工作頻率可達20kHz。所以這里選擇IGBT作為此次設(shè)計的開關(guān)元件。2.3 逆變電路原理逆變電路在電力電子電路中占很重要的地位，他可分為電壓型逆變電路和電流型逆變電路，在實際生產(chǎn)生活中三相逆變應(yīng)用較為廣泛，其中電壓型的直流側(cè)通常是并一個電容器，而電流型通常是在直流

9、側(cè)串一個電感。電壓型逆變：直流側(cè)為電壓源，采用并聯(lián)大電容器來緩沖無功功率，則構(gòu)成電壓型逆變器。電壓型逆變電路輸出電壓波形為矩形波，輸出電流波形近似正弦波。直流側(cè)電壓基本無脈動，直流回路呈現(xiàn)低阻抗；交流側(cè)輸出電壓為矩形波；當交流側(cè)為阻感負載時需要提供無功功率，直流側(cè)電容起緩沖無功能量的作用等特點。電壓型逆變電路有以下主要特點：(1）直流側(cè)為電壓源，或并聯(lián)有大電容，相當于電壓源。直流側(cè)電壓基本無脈動，直流回路呈現(xiàn)低阻抗。(2）由于支路電壓源的箝位作用，交流側(cè)輸出電壓波形位矩形波，并且與負載阻抗角無關(guān)。而交流側(cè)輸出電流波形和相位因負載阻抗情況的不同而不同。 (3)當交流側(cè)為阻感負載時需要提供無功功率

10、，直流側(cè)電容起緩沖無功能量的作用。為了給交流側(cè)向直流側(cè)反饋的無功能量提供通道，逆變橋各臂都并聯(lián)了反饋二極管。圖中VlV6是逆變器的六個IGBT開關(guān)器件，各由一個續(xù)流二極管反并聯(lián)，整個逆變器由恒值直流電壓供電。電路中的直流側(cè)通常只有一個電容器就可以了，但為了方便分析，畫作串聯(lián)的兩個電容器并標出假想中點。和單相半橋，全橋逆變電路相同，三相電壓型橋式逆變電路的基本工作方式也是導(dǎo)電方式，即每個橋臂的導(dǎo)電角度為，同一相上、下橋臂交替導(dǎo)通。因為每次換流都是在上、下橋臂之間進行，因此也被稱為縱向換流。采用IGBT作為開關(guān)器件的三相電壓型橋式逆變電路如圖2.1所示：圖2.1 三相電壓型橋式逆變電路3 各模塊方

11、案選擇3.1 升壓電路選擇方案1：采用變壓器直接對直流電壓進行升壓。方案2：采用boost直流斬波升壓電路通過改變占空比對直流電壓進行調(diào)節(jié)升壓?？紤]到實際變壓器變比不可調(diào)或者調(diào)節(jié)范圍很小，不利于逆變器輸出的調(diào)節(jié)，而boost電路通過調(diào)節(jié)開關(guān)器件的導(dǎo)通占空比可以靈活方便的調(diào)節(jié)輸出電壓的大小，從實際出發(fā)和從方便性出發(fā)，最終選擇了boost電路作為升壓電路。如圖2.2升壓斬波電路主電路圖 圖3.1升壓斬波電路主電路圖3.2 逆變電路選擇 逆變器按照輸出的相數(shù)分，有單相、三相兩種；按電路拓撲分，有半橋式、全橋式和推挽式。鑒于全橋結(jié)構(gòu)的控制方式比較靈活，所以選擇三相全橋電路作為逆變器主電路。3.3 逆變

12、器觸發(fā)電路選擇 目前，逆變器廣泛采用PWM脈寬調(diào)制技術(shù)實現(xiàn)對輸出電壓的控制。PWM技術(shù)主要體現(xiàn)在兩個方面，一是控制策略，二是實現(xiàn)的手段。調(diào)制方式主要有直流脈寬調(diào)制和正弦波脈寬調(diào)制兩種方式。直流脈寬輸出的是方波，波形畸變嚴重，所以不適合；正弦波脈寬調(diào)制輸出波形只含高次諧波，可以大大減小濾波器的體積。所以最終選擇正弦波脈寬調(diào)制，即SPWM技術(shù)。3.4 濾波電路選擇 由于設(shè)計任務(wù)對波形畸變率沒有特殊的要求，可以采用最普通的LC濾波電路作為逆變輸出的濾波電路。3.5 保護電路選擇 過壓保護器件（OVP）用于保護后續(xù)電路免受甩負載或瞬間高壓的破壞，常用的過壓保護器件有壓敏電阻、瞬態(tài)電壓抑制器、靜電抑制器

13、和放電管等。過壓保護器件選型應(yīng)注意以下四個要點： 1）關(guān)斷電壓Vrwm的選擇。一般關(guān)斷電壓至少要比線路最高工作電壓高10 2）箝位電壓VC的選擇。VC是指在ESD沖擊狀態(tài)時通過TVS的電壓，它必須小于被保護電路的能承受的最大瞬態(tài)電壓 3）浪涌功率Pppm的選擇。不同功率，保護的時間不同，如600w（10/1000us）；300W（8/20us） 4）極間電容的選擇。被保護元器件的工作頻率越高，要求TVS的電容要越小 過流保護器件主要有一次性熔斷器、自恢復(fù)熔斷器、熔斷電阻和斷路器等，其中，最重要的過流保護器件是熔斷器，也叫保險絲。它一般串聯(lián)在電路中，要求其電阻要小（功耗?。?，當電路正常工作時，它

14、只相當于一根導(dǎo)線，能夠長時間穩(wěn)定的導(dǎo)通電路；由于電源或外部干擾而發(fā)生電流波動時，也應(yīng)能承受一定范圍的過載；只有當電路中出現(xiàn)較大的過載電流(故障或短路)時，熔斷器才會動作，通過斷開電流來保護電路的安全，以避免產(chǎn)品燒毀的危險。 在熔斷器分斷電路的過程中，由于電路電壓的存在，在熔體斷開的瞬間會發(fā)生電弧，高質(zhì)量的熔斷器應(yīng)該盡量避免這種飛??；在分斷電路后，熔斷器應(yīng)能耐受加在兩端的電路電壓。熔斷器受脈沖損傷會逐步降低承受脈沖的能力，選用時需要考慮必要的安全余量；這個安全余量是指熔斷器的總?cè)蹟?動作)時間，它是預(yù)飛弧時間和飛弧時間之和。所以在選擇的時候需要留意它的熔斷特性和額定電流這個基本條件；另外安裝時要

15、考慮熔斷器周邊的環(huán)境，熔斷器只有達到本身的熔化熱能值的時候才會熔斷，如果是在環(huán)境較冷的狀況下，它的熔斷時間會變化，這是使用時必須留意的。3.6 總電路的控制方式 為了使輸出電壓波形穩(wěn)定且可調(diào)，采用閉環(huán)控制方式，檢查輸出電壓反饋到輸入作為比較控制。4 各模塊方案設(shè)計4.1 升壓斬波電路升壓斬波電路如下圖3.1所示。假設(shè)L值、C值很大，V通時，E向L充電，充電電流恒為I1，同時C的電壓向負載供電，因C值很大，輸出電壓uo為恒值，記為Uo。設(shè)V通的時間為ton，此階段L上積蓄的能量為EI1ton。V斷時，E和L共同向C充電并向負載R供電。設(shè)V斷的時間為toff，則此期間電感L釋放能量為 (U0-E)

16、I1toff，穩(wěn)態(tài)時，一個周期T中L積蓄能量與釋放能量相等，即EI1ton=(U0-E)I1toff化簡得 U0=T·E/toff輸出電壓高于電源電壓，故稱升壓斬波電路，也稱之為boost變換器。T與toff的比值為升壓比，將升壓比的倒數(shù)記作，則+=1故 U0=E/(1-)升壓斬波電路能使輸出電壓高于電源電壓的原因 ：L儲能之后具有使電壓泵升的作用，并且電容C可將輸出電壓保持住。圖4.1 升壓斬波電路原理圖4.2逆變電路逆變電路原理逆變電路在電力電子電路中占很重要的地位，他可分為電壓型逆變電路和電流型逆變電路，在實際生產(chǎn)生活中三相逆變應(yīng)用較為廣泛，其中電壓型的直流側(cè)通常是并一個電容器

17、，而電流型通常是在直流側(cè)串一個電感。電壓型逆變：直流側(cè)為電壓源，采用并聯(lián)大電容器來緩沖無功功率，則構(gòu)成電壓型逆變器。電壓型逆變電路輸出電壓波形為矩形波，輸出電流波形近似正弦波。直流側(cè)電壓基本無脈動，直流回路呈現(xiàn)低阻抗；交流側(cè)輸出電壓為矩形波；當交流側(cè)為阻感負載時需要提供無功功率，直流側(cè)電容起緩沖無功能量的作用等特點。電壓型逆變電路有以下主要特點：(1）直流側(cè)為電壓源，或并聯(lián)有大電容，相當于電壓源。直流側(cè)電壓基本無脈動，直流回路呈現(xiàn)低阻抗。(2）由于支路電壓源的箝位作用，交流側(cè)輸出電壓波形位矩形波，并且與負載阻抗角無關(guān)。而交流側(cè)輸出電流波形和相位因負載阻抗情況的不同而不同。 (3)當交流側(cè)為阻感

18、負載時需要提供無功功率，直流側(cè)電容起緩沖無功能量的作用。為了給交流側(cè)向直流側(cè)反饋的無功能量提供通道，逆變橋各臂都并聯(lián)了反饋二極管。采用IGBT作為開關(guān)器件的三相電壓型橋式逆變電路如圖3.2所示：圖4.2 三相電壓型橋式逆變電路圖中VlV6是逆變器的六個IGBT開關(guān)器件，各由一個續(xù)流二極管反并聯(lián)，整個逆變器由恒值直流電壓供電。電路中的直流側(cè)通常只有一個電容器就可以了，但為了方便分析，畫作串聯(lián)的兩個電容器并標出假想中點。和單相半橋，全橋逆變電路相同，三相電壓型橋式逆變電路的基本工作方式也是導(dǎo)電方式，即每個橋臂的導(dǎo)電角度為，同一相上、下橋臂交替導(dǎo)通。因為每次換流都是在上、下橋臂之間進行，因此也被稱為

19、縱向換流。逆變電源采用圖3.3所示主電路。首先采用升壓斬波電路將110KV直流電壓升高到400KV，因為對輸出波形的要求不是很高，與負載并聯(lián)的電容C取很大就可以達到濾波的目的。開關(guān)管T1T6是IGBT，構(gòu)成三相逆變橋。關(guān)斷緩沖由電阻R、電容C和二極管D并聯(lián)網(wǎng)絡(luò)組成；C0折算到變壓器TM的原邊后與L2一起構(gòu)成交流輸出濾波電路；變壓器用作電路隔離和升壓。圖4.3三相逆變器主電路原理圖4.3 SPWM控制系統(tǒng) 圖4.4 三相SPWM控制系統(tǒng)框圖三相脈沖形成可采用上述介紹的SPWM控制方法，控制系統(tǒng)框圖如3.3所示。下面介紹SPWM生成的各電路部分。數(shù)字分頻電路圖3.5是數(shù)字分頻電路，Y是石英晶體振蕩

20、器，它有穩(wěn)定的震蕩頻率，頻率穩(wěn)定度可以達到萬分之一。該電路選用震蕩頻率1.8432MHz的晶振，它和R1、C1、C2組成頻率信號產(chǎn)生的電路，得到1.8432MHz頻率信號，再經(jīng)過數(shù)字電路CD4017、CD4040處理，輸出兩路頻率信號。CD4017是十進制計數(shù)器，第7腳的Q3計數(shù)端引至第15腳的復(fù)位端可以實現(xiàn)3分頻。CD4040是串行二進制計數(shù)器，9腳Q1可以得到2分頻，2腳的Q6可以得到2的6次方既64分頻。1.8432MHz的頻率，分頻后三角波頻率為9.6kHz，標準正弦的掃描頻率為102.3kHz。圖4.5 數(shù)字分頻電路標準正弦波形成電路 標準正弦波的長生是利用數(shù)字電路實現(xiàn)的。在EPRO

21、M中存放的數(shù)據(jù)（十六進制）是這樣得到的；將一個周期的單位正弦波分成N等份，每一點的數(shù)據(jù)在計算機上事先離散計算好在存放進去。由于寫入的數(shù)據(jù)只能是正值，單位正弦波是和圖中Uref的波形一致，幅值為1的正弦波。本例中將一個周期的正弦波分成N=2048份。 正弦掃描頻率引入數(shù)字電路CD4040，CD4040的輸出是一組地址掃描信號送到EPROM的地址線上，EPROM2732中存放的數(shù)據(jù)便依次送到D/A轉(zhuǎn)換器DAC0832，DAC0832將這些數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換成斷續(xù)的模擬信號，經(jīng)過一個小電容C1（0.1uf以內(nèi)）濾波，得到連續(xù)模擬信號Uref，峰峰值由IO1端引入的給定電壓Uc決定，電路中Uc來自調(diào)節(jié)器的輸出。

22、經(jīng)運放LF365處理，可以獲得正負對稱、幅值為Uc的標準正弦波SINE。 要產(chǎn)生的標準正弦波的頻率f1=50Hz，和前面分頻電路得到的頻率一致，那么掃描頻率應(yīng)該為： fh=f1*N=50*2048=102.4kHz。正弦波的頻率由穩(wěn)定度相當高的晶振分頻得到，故正弦波的波形畸變率很低；正弦波的幅值受控于給定電壓。因此，該電路是一個高精度的正弦發(fā)生器。 上述電路具有通用性，對一個已經(jīng)寫好數(shù)據(jù)的EPROM，若改變正弦掃描頻率，可以改變標準正弦波頻率；若改變EPROM中的數(shù)據(jù)，可實現(xiàn)不同的PWM調(diào)制策略，如梯形波調(diào)制，注入特定次諧波；若再增加兩套電路，在3個EPROM中存放相位互差120°的

23、數(shù)據(jù)，就可實現(xiàn)三相SPWM控制。三角波形成電路分頻電路提供了三角波頻率信號，即為9.6kHz的脈沖信號，應(yīng)用隔直、比例和積分電路即可得到幅值適當，正負對稱的三角波，其頻率為9.6kHz。SPWM形成電路本裝置SPWM形成正弦波信號SINE和三角載波信號TR來自前級電路；TL084是運算放大器，一TR由它接成的反向器得到。電路中大量使用了芯片LM311，它是DIP8封裝的快速電壓比較器，不僅可以作為比較器，還可以利用他的特點做脈沖封鎖。下面介紹它的應(yīng)用：8腳、4腳分別接芯片電源的正、負端；2腳、3腳分別是同向、反向輸入；1腳是低電平設(shè)定（可接電源負或地），它的電壓值決定了LM311輸出的低電平值

24、；7腳為輸出端，邏輯判斷為“高電平”時，集電極開路（OC門特性），因此，7腳必須有上拉電阻同正電源連接，否則，沒有高電平輸出， R1、R2、R3、R4等都是上拉電阻；5、6腳用來調(diào)節(jié)輸入平衡（可不用），6腳還可以用作選通，如果LM311的6腳接低電平。其輸出恒為高電平，這個特點往往用來設(shè)置脈沖封鎖。 該系統(tǒng)設(shè)置PWM信號低電平有效，即PWM信號為低電平時，驅(qū)動電路產(chǎn)生驅(qū)動脈沖，IGBT導(dǎo)通。Lock為保護電路輸出的脈沖封鎖信號；在電路出現(xiàn)故障時，lock的低電平送到后級各個LM311的6腳，使所有PWM為高電平封鎖驅(qū)動脈沖。如果不利用LM311封鎖驅(qū)動，也可以設(shè)置PWM高電平有效，取消后級的L

25、M311。R1R4，C1C4和Rp還組成了死區(qū)形成電路，參數(shù)大小決定死區(qū)時間，Rp可以調(diào)節(jié)死區(qū)大?。籌GBT的開關(guān)時間為2us左右，死區(qū)時間設(shè)為4us。該裝置采用了一種數(shù)模結(jié)合的SPWM控制電路，它由數(shù)字分頻電路、三角波形成電路、調(diào)節(jié)器、標準正弦波控制電路及PWM形成電路等組成。系統(tǒng)的電壓調(diào)節(jié)是為了穩(wěn)定電壓，電流調(diào)節(jié)是為了限制輸出電流。電源的正弦輸出畸變率小于5%，要求不是太高，逆變器的輸出功率1kW也不大。因此，系統(tǒng)僅采用電壓平均值閉環(huán)控制，穩(wěn)定輸出電壓，對輸出波形采用開環(huán)控制，即直接將幅值受控的標準正弦波和三角波比較。 在3片EPROM內(nèi)寫入3個相差120°的正弦波數(shù)據(jù)，經(jīng)過數(shù)模

26、轉(zhuǎn)換后，形成3個互差120°的正弦波。它們同一三角載波比較，便可得到三相SPWM控制脈沖分別驅(qū)動3個橋臂。4.4驅(qū)動電路IR2130是MOS、IGBT功率器件專用柵極驅(qū)動芯片，通過自舉電路工作原理，使其既能驅(qū)動橋式電路中低壓側(cè)的功率器件，又能驅(qū)動高壓側(cè)的功率元件，因而在電機控制、伺服驅(qū)動、UPS電源等方面得到廣泛應(yīng)用。這些器件集成了特有的負電壓免疫電路，提高了系統(tǒng)耐用性和可靠性，有些器件不僅有過流、過溫檢測輸入等功能，還具有欠壓鎖定保護、集成死區(qū)時間保護、擊穿保護、關(guān)斷輸入、錯誤診斷輸出等功能。IGBT的驅(qū)動電路型號很多，IR21系列是國際整流器公司退出的高壓驅(qū)動器，一片IR2013

27、課直接驅(qū)動中小容量的6支場控開關(guān)管，并且只需要一路控制電源。IR2013是28引腳雙列直插式集成電路，應(yīng)用方法如圖3.6 HIN1、HIN2、HIN3為3個高側(cè)輸入端，LIN1、LIN2、LIN3為3路低側(cè)輸入端，HO1、VS1、HO2、VS2、HO3、VS3為3路高側(cè)輸出端，LO1、LO2、LO3為3路低側(cè)輸出端，Vss為電源地，VSD為驅(qū)動地，VB1、VB2、VB3為3路高側(cè)電源端，F(xiàn)ALUT為故障輸出端，ITRIP為電流比較器輸入端，CAO為電流放大器輸出端，CA為電流放大器反向輸入端。當IR2130驅(qū)動上橋臂功率管的自舉電源工作電壓不足時，則該路的驅(qū)動信號檢測器迅速動作，封鎖該路的輸出

28、，避免功率器件因驅(qū)動信號不足而損壞。當逆變器同一橋臂上2個功率器件的輸入信號同時為高電平，則IR2130輸出的2路門極驅(qū)動信號全為低電平，從而可靠地避免橋臂直通現(xiàn)象發(fā)生。圖4.6 IR2130結(jié)構(gòu)及應(yīng)用電路采用IR2130作為驅(qū)動電路時，外圍元件少，性價比明顯提高。它的高壓側(cè)的3路驅(qū)動電源有Ucc采用自舉電路得到。3支快速二極管的陰極電位是浮動的，因此，它的反向耐壓值必須大于主電路的母線電壓 峰值。IR2130最大正向驅(qū)動電流 250mA，反向峰值驅(qū)動電流 500mA；內(nèi)部設(shè)有過流、過呀、欠壓、邏輯識別保護；它的浮動電壓做大不超過400V。4.5控制器設(shè)計 當采用瞬時值內(nèi)環(huán)反饋雙環(huán)控制時，內(nèi)環(huán)

29、為瞬時值環(huán)，用來控制輸出電壓波形的正弦波，外環(huán)采用平均值控制，以保證電壓的平均值與參考值一致。如果波形正弦度好，平均值和有效值一一對應(yīng)關(guān)系。平均值外環(huán)的PI調(diào)節(jié)器輸出控制正弦波幅值，幅值乘以單位正弦波后的信號為內(nèi)環(huán)給定，與輸出電壓瞬時值比較經(jīng)內(nèi)環(huán)PI調(diào)節(jié)器輸出正弦波調(diào)制信號，與三角載波比較后產(chǎn)生的PWM信號經(jīng)過驅(qū)動電路控制逆變器的開關(guān)器件。在不允許供電中斷的重要用電場合,大量使用著UPS系統(tǒng)。而逆變器是UPS系統(tǒng)的核心部件,要求它具有高質(zhì)量的輸出電壓波形。尤其是在帶非線性負載情況下仍然要有接近正弦的輸出波形。因此,發(fā)展了多種多樣的逆變器波形控制技術(shù)。本文的主要內(nèi)容是PWM逆變電源瞬時值反饋控制

30、技術(shù)，瞬時值反饋控制是根據(jù)當前誤差對逆變器的輸出波形進行有效的實時控制，如果控制器設(shè)計合理，既可以保證系統(tǒng)具有很好的穩(wěn)態(tài)性能，同時也可以保證系統(tǒng)有快速的響應(yīng)速度。全文圍繞電壓單環(huán)瞬時值控制技術(shù)及電容電流內(nèi)環(huán)和電壓外環(huán)雙環(huán)瞬時值控制技術(shù)這兩種控制方法，進行了理論分析,同時結(jié)合仿真和實驗來探討如何提高PWM逆變電源的靜、動態(tài)性能，改善輸出波形質(zhì)量。圖4.7瞬時值內(nèi)環(huán)反饋雙環(huán)控制4.6輔助電源在橋式逆變電路中，一個橋臂上下兩管驅(qū)動電路的電源應(yīng)各自獨立，兩個橋臂上的管無共地點下管可以共地。因此，驅(qū)動6管時，至少要有3路獨立電源。采用單端反激式開關(guān)電源作為輔助電源提供3組20V電源和±12V電

31、源。3組20V電源分別作為6個IGBT的驅(qū)動模塊電源，±12V電源給控制系統(tǒng)的芯片供電。只要有直流輸入，輔助電源就供電，控制系統(tǒng)就具備控制和保護能力。4.7保護電路保護復(fù)位電路的電路拓撲結(jié)構(gòu)如圖5所示，它的主要功能是當驅(qū)動信號發(fā)生電路中的電流較大時，產(chǎn)生復(fù)位保護信號，即圖中的STOP信號。下面簡要介紹保護復(fù)位電路的基本工作原理：保護復(fù)位電路的輸入信號來自驅(qū)動信號發(fā)生電路的電流檢測器ISENSOR。當流過ISENSOR的電流較大時，此時電阻R83兩端的壓降增大，運算放大器U18D的輸出為高電平。由于雙D型觸發(fā)器4013的時鐘和D信號引腳接地，則該觸發(fā)器具有R-S觸發(fā)器的功能。當運算放大

32、器的輸出為高電平時，即R引腳的信號為高電平，此時觸發(fā)器被復(fù)位，觸發(fā)器的輸出端Q為低電平，即STOP信號為低電平。當STOP信號為低電平時，三輸入與門U10A 4073（如圖5所示）的輸出被強制限定為低電平。而4013觸發(fā)器的另一輸出通過RC回路（如圖中R98和E15）充電，當充電到一定時候，S引腳為高電平，根據(jù)觸發(fā)器的功能表可見，STOP信號重新變成高電平，這時STOP信號對三輸入與門的工作沒有影響，實現(xiàn)了保護復(fù)位功能。通過選擇合適的電阻、電容值,可以確定保護復(fù)位的時間，在本文中，選擇電阻為750k，電容為4.7F使復(fù)位時間為1.5s。保護復(fù)位電路如圖3.8圖4.8 保護復(fù)位電路過電壓的保護過

33、電壓的幅度一般都很大，但是其作用時間一般卻都很短暫，即過電壓的能量并不是很大的。利用電容兩端的電壓不能突變這一特點，將電容器并聯(lián)在保護對象的兩端，可以達到過電壓保護的目的，這種保護方式叫做阻容保護。起保護作用的電容一般都與電阻串聯(lián)，這樣可以在過電壓給電容充電的過程中，讓電阻消耗過電壓的能量，還可以限制過電壓時產(chǎn)生的瞬間電流。并且R 的接入還能起到阻尼作用，防止保護電容和電路的電感所形成的寄生振蕩。圖3.9為電源側(cè)阻容保護原理圖。圖3.9（a）為單相阻容保護電路，圖3.9（b）、（c）為三相阻容保護電路，RC網(wǎng)絡(luò)接成星型，如圖3.9（b）；也可以接成三角形，如圖3.9（c）。電容越大，對過電壓的

34、吸收作用越明顯。在圖3.9中，圖3.9（a）為單相阻容保護，阻容網(wǎng)絡(luò)直接跨接在電源端，吸收電源過電壓。圖3.9（b）為接線形式為星型的三相阻容保護電路，平時電容承受電源相電壓，圖3.9（c）為接線形式為三角型的三相阻容保護電路，平時電容承受電源相電壓。顯然，三角型接線方式電容的耐壓要為星型接線的3倍。但是無論哪種接線，對于同一電路，過電壓的能量是一樣的，電容的儲能也應(yīng)該相同，所以星型接線的電容容量應(yīng)為三角形的3倍。也就是說兩種接線方式電容容量和耐壓的乘積是相同的。圖4.9 阻容保護過電流的保護 電力電子電路中的電流瞬時值超過設(shè)計的最大允許值，即為過電流。過電流有過載和短路兩種情況。常用的過電流

35、保護措施如圖3.10所示。一臺電力電子設(shè)備可選用其中的幾種保護措施。針對某種電力電子器件，可能有些保護措施是有效的而另一些是無效的或不合適的，在選用時應(yīng)特別注意。圖4.10 過電流保護交流斷路器保護是通過電流互感器獲取交流回路的電流值，然后來控制交流電流繼電器，當交流電流超過整定值時，過流繼電器動作使得與交流電源連接的交流斷路器斷開，切除故障電流。應(yīng)當注意過流繼電器的整定值一般要小于電力電子器件所允許的最大電流瞬時值，否則如果電流達到了器件的最大電流過流繼電器才動作，由于器件耐受過電流的時間極短，在繼電器和斷路器動作期間電力電子器件可能就已經(jīng)損壞。來自電流互感器的信號還可作用于驅(qū)動電路，當電流

36、超過整定值時，將所有驅(qū)動信號的輸出封鎖，全控型器件會由于得不到驅(qū)動信號而立即阻斷，過電流隨之消失；半控型器件晶閘管在封鎖住觸發(fā)脈沖后，未導(dǎo)通的晶閘管不再導(dǎo)通，而已導(dǎo)通的晶閘管由于電感的儲能器件不會立即關(guān)斷，但經(jīng)一定的時間后，電流衰減到0，器件關(guān)斷。這種保護方式由電子電路來實現(xiàn)，又叫做電子保護。與斷路器保護類似，電子保護的電流整定值也一般應(yīng)該小于器件所能承受的電流最大值。 快速熔斷器保護一般作為最后一級保護措施，與其它保護措施配合使用。根據(jù)電路的不同要求，快速熔斷器可以接在交流電源側(cè)（三相電源的每一相串接一個快速熔斷器），也可以接在負載側(cè)，還可電路中每一個電力電子器件都與一個快速熔斷器串聯(lián)。接法

37、不同，保護效果也有差異。熔斷器保護有可以對過載和短路過電流進行“全保護”和僅對短路電流起作用的短路保護兩種類型。4.8總電路由此得到電路圖如3.8。圖4.11 總電路圖5 系統(tǒng)元件有關(guān)參數(shù)的計算在電路中輸入為110KV DC ，輸出為380V AC 50 Hz，輸出功率為P=3000W，功率因數(shù)設(shè)為cos=1。調(diào)節(jié)升壓電路的占空比=1-E/U=1-110/380=0.71使輸出為400V，調(diào)制比為1，求得逆變器輸出的基波電壓有效值為Ub=400/2=282.84V。初步計算變壓器的變壓比為k=380/400=0.95。則電路各元件選取如下：5.1 開關(guān)管和二極管的選擇(1) 開關(guān)管的選擇最大輸

38、出情況下，電流有效值為 Imax=P/(V*cos)=3000/380=7.895A 式（5.1）開關(guān)管額定電流ICE ICE2*Imax=2*7.895=15.79A 式（5.2）開關(guān)管額定電壓VCER VCER=2*VM=2*.80=760V 式（5.3）(2) 二極管的選擇額定電壓VRR VRRM380V 式（5.4）最大允許的均方根正向電流 Ifrms=IFR/2=1.57IFR 式（5.5）二極管的額定電流為 IFRImax/1.57=7.895/1.57=5.03A 式（5.6）5.2 LC 濾波器的計算輸出濾波器的作用是減小輸出電壓中的諧波，并保證基波電壓輸出。因濾波電容和負載并

39、聯(lián)，它可以補償感性電流，但是，濾波電容過大，反而會增加變壓器的負擔。因此，在設(shè)計濾波電路的時候，首先確定濾波電容的值。設(shè)計基本原則就是在額定負載時，使容性電流補償一半的感性電流。IC=Psin/(2U0cos)=3000*0.6/(2*380*0.8) 式（5.7）C=IC/(U0)=2.96/(380*2*50)=24.79F 式（5.8）取C=25F，選擇500Hz、500V的交流電容。開關(guān)管的工作頻率取7.2kHz逆變橋輸出電壓除基波外，還含有高次諧波，最低次諧波為2p-1次，而p=fs/f=7200/50=144，得到 f=(2*200-1)*50=19950Hz 式（5.9）考慮到死

40、區(qū)的影響，一般選取輸出濾波器的諧振頻率為最低諧振頻率的1/51/10。取諧振頻率為2kHz,算出L=(1/2*2000)2/C=0.256mH 式（5.10） 折算到原邊， L1=(1/k)2L=0.284mH 式（5.11）5.3 輸出變壓器選擇方案一：三個單相變壓器參數(shù)計算：單個變壓器輸出功率為：P2=1000W 式（5.12）單個變壓器輸入功率：P1=U1*I1=P2/=3000/0.95=1052.6W 式（5.13）式中為變壓器的效率，這里取0.95變壓器的額定功率為:P=(P1+P2)/2=(1000+1052.6)/2=1026.3W 式（5.14）一次側(cè)電流為：I1=KP1/U

41、1=1.2*1052.6/77.8=13.5A 式（5.15）式中K是變壓器空載電流大小決定的經(jīng)驗系數(shù)，容量越小的變壓器，K越大，一般選1.11.2。二次側(cè)電流為：I2=P2/U2=1000/380=2.6A 式（5.16）故選用三個初級電壓為77.8V、電流為13.5A，功率為1052.6W,次級電壓為380V、電流為2.6A，功率為1000W的單相變壓器。方案二：三相變壓器變壓器輸出功率：P1=U1*I1=P2/=3000/0.95=3157.9W 式（5.17）式中為變壓器的效率，這里取0.95已知直流輸入為110V，其基波最大的峰峰值為110V峰值有效值為:U=110/2=77.8V

42、式（5.18）逆變線電壓額定值為380V，相電壓峰值為:UWN=380/3=219.4V 式（5.19）由于變壓器連接方式為Y-11連接，變壓器變比為:N1/N2=77.8/219.4=0.35 式（5.20）故選擇變比為0.35，功率3200W的三相變壓器。考慮到成本以及方便在本次設(shè)計中采用方案二級三相變壓器。電源的輸出功率為3KVA，cos=1，頻率f=50Hz。根據(jù)變壓器選擇手冊可選擇SD40*80*220mm的50Hz鐵芯，查得變壓器視在功率為3529VA 。本設(shè)計采用SD型鐵芯，用冷軋取向硅鋼薄板 DQ151-35材料，占空系數(shù)KC=0.92。求得磁芯截面積SC=KP/KC=1.2*

43、3529/0.92=77.49cm2，若選取最大磁密Bm=12000Gs（1）副邊繞組 逆變橋輸出的SPWM波經(jīng)過電感濾波后還是有一定的高頻分量，一般取Br=80%Bm=0.8*12000GS=9600GS。根據(jù)變壓器電壓關(guān)系式U0=4.44fN2BrSC=380V可求得N2230。取230匝。（2）原邊繞組逆變器輸出的基波電壓理想值為282.84V。兩只開關(guān)管的壓降為4V左右，開關(guān)頻率fS=7.2kHz，死區(qū)設(shè)為td=4s，則死區(qū)引起的最大電壓損失為U=fstdUb=7.2*103*4*10-6*282.84=8.12V 式（5.21）基波電流在濾波電感上的壓降為 UL=2fLI1=2*3.

44、15*50*0.284*10-3=0.724V 式（5.22）漏感的阻抗壓降一般為3%5%的基波電壓，按12V估算，則變壓器的原邊電壓U1=(400-8.12-0.724-12)=379.2V 式（5.23）變壓器變比為 k=U2/U1=380/379.2=1.00 式（5.24）N1=N2/k=229.5 式（5.25）取300匝?？?結(jié)通過本次設(shè)計，了解當前先進的電力電子技術(shù)和電力電子裝置技術(shù)，加深了課本逆變部分理論知識的理解，掌握了逆變電路的基本設(shè)計以及PWM技術(shù)。在最初的學(xué)習(xí)中我們復(fù)習(xí)鞏固了一些相關(guān)的基礎(chǔ)知識，對諸如電力電子等課程進行了一些總結(jié)回顧，進行了對已知基礎(chǔ)知識的再綜合應(yīng)用，提高了實際應(yīng)用能力，也找到我在某些方面的不足，在本次設(shè)計前，在本次設(shè)計中，查閱許多逆變器方面的資料，有感先進的功率器件及逆變控制器件對電力電子技術(shù)進步的推動作用，大大簡化設(shè)計，極大提高系統(tǒng)的可靠性