運算放大器設計與應用—電子工程師必備手冊(下)

1、運算放大器設計與應用電子工程師必備手冊(下)運算放大器設計與應用電子工程師必備手冊(下) 一、運算放大器設計應用經(jīng)典問答集粹二、四類運算放大器的技術發(fā)展趨勢及其應用熱點一、運算放大器設計應用經(jīng)典問答集粹1.用運算放大器做正弦波振蕩有哪些經(jīng)典電路問：用運算放大器做正弦波振蕩器在學校時老師就教過，應該是一個常用的電路?，F(xiàn)在我做了幾款，實際效果都不理想。哪位做過，可否透露些經(jīng)驗或成功的電路？答：(1)用以下方法改進波形質量：選用高品質的電容；對運放的電源進行去耦設計；對震蕩器的輸出信號進行濾波處理。(2) 我曾經(jīng)在鈴流源電路中用到一種帶有AGC電路的文氏電橋振蕩器，用來產(chǎn)生25Hz的正弦波

2、，如圖所示。圖中使用二極管限幅代替非線性反饋元件，二極管通過 對輸出電壓形成一個軟限幅來降低失真。文氏電橋或低失真的特性要求有個輔助電路來調節(jié)增益，輔助電路包括從在反饋環(huán)路內插入的一個非線性元件，到由外部元 件構成的自動增益控制（ AGC）回路。通過 D1對正弦波的負半周取樣，且所取樣存于 C1中，選擇 R1和 R2，必須使 Q1的偏置定在中心處，使得輸出電壓為期望值時，（RG+RQ1）=RF/2。當輸出電壓升高時， Q1增大電阻，從而使增益降低。在上圖所示的振蕩器中，給運算放大器的正輸入端施加 0.833V電源，使輸出的靜態(tài)電壓處在中心位置處(Vcc/2=2.5V），這里Q1多數(shù)用的是小信號

3、的 MOSFET 2N7000（N溝道，60V，7.5歐），D1則選用 1N4148。以上供你參考。(3)為 克服 RC移相振蕩器的缺點，常采用RC串并聯(lián)電路作為選頻反饋網(wǎng)絡的正弦振蕩電路，也稱為文氏電橋振蕩電路，如圖 Z0820所示。它由兩級共射電路構成的同相放大器和 RC串并聯(lián)反饋網(wǎng)絡組成。由于A= 0，這就要求 RC串并聯(lián)反饋網(wǎng)絡對某一頻率的相移F2n，才能滿足振蕩的相位平衡條件。下面分析RC串并聯(lián)網(wǎng)絡的選頻特性，再介紹其它有關元件的作用。圖 Z0820中 RC串并聯(lián)網(wǎng)絡在低、高頻時的等效電路如圖Z0821所示。這是因為在頻率比較低的情況下，（1/C）>R，而頻率較高的情況下，則（

4、1/C）為調節(jié)頻率方便，通常取 R1 = R2 = R，C1 = C2 = C，如果令 01/ RC，則上式簡化為：可見，RC串并聯(lián)反饋網(wǎng)絡的反饋系數(shù)是頻率的函數(shù)。由式 GS0821可畫出的幅頻和相頻特性，如圖 Z0822所示。由圖可以看出：這就表明 RC串并聯(lián)網(wǎng)絡具有選頻特性。因此圖 Z0820電路滿足振蕩的相位平衡條件。如果同時滿足振蕩的幅度平衡條件，就可產(chǎn)生自激振蕩。振蕩頻率為：一般兩級阻容耦合放大器的電壓增益 Au遠大于3，如果利用晶體管的非線性兼作穩(wěn)幅環(huán)節(jié)，放大器件的工作范圍將超出線性區(qū)，使振蕩波形產(chǎn)生嚴重失真。為了改善振蕩波形，實用電路中常引進負反饋作穩(wěn)幅環(huán)節(jié)。圖 Z0820中電阻

5、 Rf和 Re引入電壓串聯(lián)深度負反饋。這不僅使波形改善、穩(wěn)定性提高，還使電路的輸入電阻增加和輸出電阻減小，同時減小了放大電路對選頻網(wǎng)絡的影響，增強了振蕩電 路的負載能力。通常 Rf用負溫度系數(shù)的熱敏電阻（ Rt）代替，能自動穩(wěn)定增益。假如某原因使振蕩輸出 Uo增大， Rf上的電流增大而溫度升高，阻值 Rf減小，使負反饋增強，放大器的增益下降，從而起到穩(wěn)幅的作用。從 圖 Z0820可以看出， RC串并聯(lián)網(wǎng)絡和 Rf、Re，正好組成四臂電橋，放大電路輸入端和輸出端分別接到電橋的兩對角線上，因此稱為文氏電橋振蕩器。目前廣泛采用集成運算放大器代替圖 Z0820中的兩級放大電路來構成 RC橋式振蕩器。圖

6、 Z0823是它的基本電路。文氏電橋振蕩器的優(yōu)點是：不僅振蕩較穩(wěn)定，波形良好，而且振蕩頻率在較寬的范圍內能方便地連續(xù)調節(jié)。2.如何估算多級放大器的頻寬問：如果設計一個帶寬為 DC-100MHz的放大器，總增益為 50倍，共三級放大，運算放大器的單位增益帶寬為 1GHz，請問如何估算總帶寬？答：(1) 運放的增益帶寬積 =增益×（-3dB帶寬），例如，若三級運放增益分配為：第一級為：+2，那么它的-3dB帶寬=1000MHz/2=500MHz，第二和第三級的增益 都為+5，那么它的-3dB帶寬=1000MHz/5/1.4=140MHz，所以系統(tǒng)的總增益為2×5×5=

7、50，帶寬為140MHz100MHz， 符合設計要求。注：這里假設所提的1000MHz運放的增益帶寬積等于其單位增益時的-3dB帶寬。(2)估算放大器的帶寬，要用到運放帶寬積的概念，帶寬積=增益X（-3dB帶寬）。按專家所給出的以上計算方法即可估算系統(tǒng)帶寬。(3)3.把負電壓轉成正值問：我需要把負電壓轉成正值，范圍是0.494至0.221V，想接一個反向比例運算電路，但是 LM358接出來不對，op07可以，但是 op07需要正負 15v供電，比較麻煩。請各位推薦一個正負 5v供電的運放，謝謝了。答：(1)不知你要的輸出電壓是多少，可以用SGM358試試電源電壓是正負2.75（最大）(2)輸出

8、電壓就是正的啊，0.221至0.494V，就是一個反相比例運算電路。我再重說一下吧，其實很簡單，就是把一個0.494至0.221V 的電壓轉成正的即可，請大家推薦一種正負5V供電的運放。之前我在multisim上用LM358模擬過，但是結果不對。用op07可以，但是需要正負 15V供電，比較麻煩。謝謝各位了！(3)樓主的問題，首先需要認真查看商品的技術規(guī)范 （.hel.fi/ideaport/d/lm358.pdf），問題自然明了。答案是：合格的 LM358在+/-5V電源和RL>=10KOhm的條件下，能夠滿足將幅度低于-1V的低頻或直流信號

9、做等幅反向轉換或傳輸。這里，不要被單電源 運放的名稱所迷惑。單電源運放依然可以很好地工作在雙電源供電的工作環(huán)境里。不過是因為其比常規(guī)/標準運放具有更寬、更接近Vcc/Vee電源端電壓的輸 入/輸出能力與特性，才有此專稱，兩者的結構本質上相同。通用運放在線性傳輸范圍，依然有很多實際的單電源供電應用。樓主在模擬/仿真LM358時，可能 將供電設置成正極性單電源的方式，而一般的仿真軟件，可能將輸入電壓條件內置為Vcc/Vee電源端電壓的范圍，輸入電壓已經(jīng)超出限度，結果自然不正常。 從 LM358的PNP差分輸入結構看，+5V單電源結構即有可能基本滿足（一定條件下）初始的要求；而 CA3140（htt

10、p://stores/DataSheets/linear/ca3140.pdf） 的PMOS差分輸入結構在單電源條件下，滿足要求的可能性更大。OP-07運放+/-5V也是可正常工作的（http: /www.ortodoxism.ro/datasheets/nationalsemiconductor/OP-07.pdf）。前期分析極為重 要，但還得通過實際驗證。一個反向比例器的驗證測試，在面包板上極為便捷。若有測量儀器就更為方便與直接（Tek-577-178,BJ4840）。通過 測量，還可評估一下所用仿真工具的智能程度與符合實際的概率。供參考。4.微弱

11、交流信號的提取與放大的問題問：我的有用信號是1100nA頻率1k10khz的交流信號，但是接收信號中又存在1uA左右的直流電流，我應該如何把我要的交流電流提取出來然后放大呢？另外放大部分有什么好的實現(xiàn)方法么？大概1nA要轉換成10mV。答： (1)解決問題時，需要提取焦點的“差異”，從而找出解決問題的鑰匙。這里的關鍵就是：實現(xiàn)10M歐姆跨阻比例器的直流調零。關于電路的具體參數(shù)設計，有 時常與工藝考查緊密相關。根據(jù)經(jīng)驗推算：4MHz增益帶寬乘積的運放與10M歐姆的普通反饋電阻Rf實現(xiàn)的跨阻比例器的信號帶寬可達到40KHz。因此， 對處于頻率上限邊界的10KHz的正弦頻率分量，會有-1.83%的最

12、大頻率響應衰減。主因就是與Rf等效并聯(lián)的總分布電容Cf（電阻的封裝結構電容+工 藝裝配結構電容-包括運放封裝和PCB等空間結構電容）。若此結果為不可接受的瓶徑，可考慮用兩個5M歐姆電阻串聯(lián)成一個10M電阻，等效Cf約可減 半。接近80KHz的電路帶寬產(chǎn)生的最高頻響衰減的影響，將減少到約-0.0335%了。運放宜選用Ib<0.1nA（全工作溫度范圍內）和高帶寬 的產(chǎn)品，以保證零點的穩(wěn)定和高頻響應的要求?；蛘邔罄m(xù)電路的傳輸采取交流隔直方式-以消除零點漂移的影響。運放工作電源的交流紋波電壓 應<2mVp-p,不宜采用開關電源供電。整個電路需要采取電場屏蔽措施安裝在屏蔽接地的金屬盒子之中

13、。設計的前期考慮越細致、投入越多，研制 進程中翻案、返工、打補丁的機會就越少，設計質量、產(chǎn)品質量才能更高，設計成本反而減少，生產(chǎn)的后期成本也越少。反之，結果趨勢相反。這些思想，就是那個 著名的前期高設計投入、后期低生產(chǎn)消耗的“投入-消耗成本時間反比曲線族”的具體體現(xiàn)。確實反映出設計、生產(chǎn)實踐中的一些客觀規(guī)律。(2)謝謝你給我建議，它對我有很大的幫助，但是還是有個問題我搞不懂，怎么實現(xiàn)你說的“直流調零”呢？另外能不能推薦幾款合用的運放，再次感謝你。(3) 1uA直流通過10M歐姆在運放輸出端通常產(chǎn)生+10V的輸出電壓。也因此限制了交流信號的動態(tài)范圍，并形成諸多不便。將一個穩(wěn)定的+10V（可用 3

14、296電位器微調）電壓串接一個10M電阻連接到運放的反向輸入端，形成一個相反的1uA抵消電流，10M反饋電阻中沒有電流，輸出直流電壓也因此為零 了LF356、LF411（+/-12V15V雙電源供電），OPA655（+/-5V雙電源供電）。5.紫外線傳感器輸出的電流放大問題問：傳感器輸出的電流大概是幾十nA左右，但小弟在前面的放大問題上就碰到問題了，特向高手們請教芯片應該怎樣選擇，電路應該怎樣設計才更好，先謝謝了。答：(1)你可選用FET輸入級的OP如LF356A；LF351連接成倒相型OP電路；反饋電阻100M歐姆在10V輸出時相當于100nA/1V輸出時相當于10nA,你的傳感器就是輸入端

15、的串聯(lián)電阻；反饋電阻可以不并電容，有屏蔽即可穩(wěn)定工作。(2)選輸入阻抗大的，溫漂小的運放如AD8551。注意輸入信號的屏蔽，可用屏蔽線或雙絞線。可以將運放的輸入腳在印板的上方與輸入線連接（不要在印板上走線）。這么小信號，你的傳感器的溫漂會影響很大。(3)你的信號剛好允許在無離子污染的PCB上走線，用129成本稍高，LF351是較經(jīng)濟的，他的Ib小于 0。01nA剛好合你使用！6.關于單電源運放應用問：如果輸入信號以系統(tǒng)地為參考，必須加電容耦合嗎?我實際測試，無論是正，反相輸入，運算都不工作。不理解。答：(1) 電容耦合是隔離直流分量的，不工作可能是沒有靜態(tài)工作點造成的。(2)這個問題我正好遇到

16、過，我是這樣理解的：a、一般地，噪聲電壓與參考電壓成正比，噪聲則隨參考電流的增加而減小，因此，降低噪聲的有效途徑是采用外部噪聲濾波器，對電壓參考進行濾波以獲得低噪聲性能。b、交流信號放大電路或音頻放大電路中，也可采用電源偏置電路，將靜態(tài)直流輸出電壓降為電源電壓的一半，基于單電源工作，但輸入和輸出信號都需要加交流耦合電容。c、采用單電源供電是要付出一定代價，一些輸出參數(shù)勢必會變差，可能出現(xiàn)失真或飽和。因此需要酌情考慮。以上供你參考。(3)一般運放以雙電源工作時是以（V+）+（V-） ）/2=0V作為參考電壓的，運放工作在中間的線性區(qū)。運放若以單電源供電，仍應當將電壓參考點設置在（V+）- 0V）

17、/2=（V+）/2處。若是反相放大器，應當將同相輸入端的參考電壓設為 V+/2，反相輸入端的輸入信號也應當以 V+/2作為參考點。當輸入信號接近 0V或 V+時，會使運放工作在非線性區(qū)，放大器輸出會出現(xiàn)飽和失真或截止失真。7.如何測試運放的驅動能力？問：根據(jù)我現(xiàn)有的設備，示波器的探頭 R="10M" ohm,C=15pf,實際上我們設計的運放的驅動能力最大才 1Mohm, 5pf，用現(xiàn)有的示波器發(fā)現(xiàn)很難測試。不知道一般有些什么方法。謝謝!答：要解決這個問題比較簡單，根據(jù)信號帶寬和噪聲要求，你可以在示波器探頭和運放輸出端之間加入一個放大器就可以了，你只要選擇好正確的放大器來完

18、成這個中間級放大器。7請教小信號放大問題問：我現(xiàn)在遇到一個信號放大問題，具體信號如下：沒有信號時是 7mv的直流電壓，有信號時是 7mv為 0，12mv為 1的方波（100k，20%占空比，上升下降沿小于 0.3us)，輸出阻抗 3k。我想放大成ttl電平，請問如何搭建電路？用什么運放？我原來用的是 sgm8052和 8552，采用反向放大，單電源。但是不行。因此我想請教一下，應該采用什么運放？什么電路。最好能夠有一個電路圖，謝謝了。答：解決這個問題有兩種方法：a、用交流耦合放大器提取出+5mv的方波，然后進行限幅放大器放大，即可得到?jīng)]有相位移動的 TTL方波信號。b、用交流耦合放大器提取出+

19、5mv的方波，并放大到一定信數(shù)，然后用比較器去完成方波信號到 TTL方波信號的變換。8用單電源做高低通濾波器問：雙電源做高低通濾波器，那是一點問題都沒，但要在單電源中做好好像不是很好，曲線老是不好，有高手可以幫忙嗎？答：(1) 單電源供電作有源濾波器的確很麻煩，關鍵問題是一個濾波器往往不只一節(jié)，各節(jié)的直流工作點很難協(xié)調。雙電源就無此問題。但是，有些情況下也是可以解決的， 從末極開始，工作點取在 1/2電源電壓處，往前推，逐漸降低工作點電壓，并使無信號輸入時，末極不要處于飽和或截至狀態(tài)。(2)還不是很明白您說的方法，為什么需要從末級向前逐級下調呢？如果單電源時輸入輸出的靜態(tài)工作點都穩(wěn)定在Vdd/

20、2，和雙電源有什么區(qū)別呢？是因為考慮offset的影響？請指教！(3)濾波器響應曲線和供電方式聯(lián)系并不大，只是電路形式需改變而已，主要是改進偏置電壓和電流，電平移動。當然選擇濾波器類型最重要。9. AD620可變增益電路設計的問題問：我 最近想用Ad620作一個可調節(jié)增益的放大電路，后面接16位的ADC，所以對放大電路的精度要求挺高。使用模擬開關調節(jié)增益電阻達到增益倍數(shù)的改變。問 題是：Ad620的輸入不為差分信號。我測量的信號輸入為單端信號，我將 IN+接“單端信號的信號端”，IN-接“傳感器GND”，輸出為單端電壓信號，ref輸出接地(和傳感器GND連接)。但是我不知道這樣接是不是不好？

21、可能共模誤差大。有沒有更好的設計方案。如何降低共模誤差？輸入就是兩根線，一個是傳感器信號線，另一根是傳感器地線。如果IN-接地，則 IN-上的共模干擾信號會直接接到地上減弱，而IN+上的共模干擾信號依然在，則 AD620輸出不能降低共模噪聲可不可以將輸入浮空，也就是將IN+接“單端信號的信號端”，IN-接“傳感器GND”，但是“傳感器 GND”和 Ad62供電的地相互隔離，ref輸出接電源地。這樣輸出信號為IN+和IN-的差值，如同差分信號一樣可以降低共模干擾。但是兩個地電位不同，應該會出 現(xiàn)問題，如何才能實現(xiàn)如上的思路。如何保證IN-接的地和真正的電源地接近，同時IN-上的共模噪聲依然存在(

22、IN-地和ref引腳接地之間“隔離”)， 這樣AD620的輸出可以最大限度的降低共模噪聲。這種設計需要注意什么？如何才能提高信號精度，因為后面是16位的AD。答：樓 主提的問題實質上是如何實現(xiàn)一個單端信號與差分信號的轉換問題。這個問題非常普遍。問題的關鍵樓主已經(jīng)清楚地表述了：“如果IN-接地，則IN-上的共模 干擾信號會直接接到地上減弱，而IN+上的共模干擾信號依然存在，則AD620輸出不能降低共模噪聲。 ”仔細分析這個問題，發(fā)現(xiàn)我們只要搞清楚 AD620是否可以單端使用就可以了。可以把問題分成兩種情況看一下：a）如果AD620的IN-可以直接接地使用。因 為傳感器輸出是一個單端信號，本來就有

23、一端是地，如此接法，實質上就是把傳感器和測量電路這兩個系統(tǒng)共地而已，不存在不能降低共模噪聲這樣的問題。當然前 提確認是IN-引腳是否能夠直接接地就可以了，這是AD620自身的問題，與傳感器無關。b）如果AD620的IN-不能接地使用?？梢钥紤]把傳感器的單端信號通過一個差分放大器轉換為差分信號即可。因此，我覺得只要測量電路可以接收單端信號就可以了，接法不是問題的關鍵。10.運放實現(xiàn)的精密整流電路，仿真和實際電路結果不一致問題問：我 用運放和二極管實現(xiàn)精密半波整流，電路如圖1所示。半波精密整流電路的輸入電壓是前級電路（運放構成的加法器）的輸出信號（峰值為±5V、頻率為 50Hz的正弦波）

24、，仿真結果如圖2所示。實際電路中，運放采用±12V供電，運放我用過LM324和OP07，二極管用過FR103、IN5819、 IN4007，最終的結果都一樣（直接拿示波器觀察）輸出的半波信號向下偏移，如圖3所示。我實驗過很多次了，都是同樣的結果，現(xiàn)在分析不出具體原因，請高手指教，萬分感謝。答：產(chǎn) 生此種現(xiàn)象的原因主要是D1和D2兩個二級管反向恢復電荷抽取時間的影響，當輸入信號從正電壓變成負電壓時，放大器輸出端會從負電壓變成正電壓(接 近+12V)，此時D2導通，運放提供電流，電流經(jīng)D2去建立反饋。由于D2,D1的反向電荷沒有辦法抽取，或抽取電流大小，D1會維持導通一段時間，因 此才會

25、看到實驗中的現(xiàn)象，建議你在D2正極和運放輸出端之間加入一個K級電阻值的電阻，運放輸出端和整流輸出端對地接一個電阻。第二種改進方式是用兩個模 擬開關來代替兩個二級管，增加一個比較器來判別INPUT信號的極性并控制模擬開關的閉合，這是最好的設計方式。11.關于微弱信號放大問：我是做水分析儀器方面的，他們的傳感器的輸出大多十分微弱，比如拿氧來舉 例：給傳感器供0.7V恒壓，它會輸出一個20nA200nA這樣一個電流，這么微弱的電流簡直是無法想象的，功耗、速度、帶寬之類都次之，我看了一些 運放的資料，但是即使最高端的也不能完成這個任務啊。是不是需要一些復合的方法或者手段答：(1)你說微弱信號放大應該是

26、先進行I-V轉換，再進行放大，當然也可一步到位；實現(xiàn)這種目的應該不難，問題在于其SENSOR靈敏度和I-V轉換、放大所產(chǎn)生的噪聲電平如何抑制？推薦NS、AD、BB公司的OP，其網(wǎng)站上有詳細工程設計手冊，應該對你有所幫助。(2)這種情況一般選擇Ib非常小的高精運放或者log AMP，對于信號范圍較大的，可以在反饋端用模擬開關選擇不同的反饋電阻。(3) 目前我也一直在解決這個問題：遇到的問題是若直接利用電阻將電流信號轉換為電壓信號（Vout=Iin*R,如R=1Mohm），后跟一個稿輸入阻抗的運 放跟隨，發(fā)現(xiàn)由于采樣電阻高，而引入了50HZ的干擾波“采用一個電阻（比如1Gohm）與一個低偏置電流較

27、高輸入阻抗的放大器組成一個跨導放大器 （transconductance amplifier）即可完成IV變換(Vout=Iin*Rf， Rf為跨導-就是那個1Gohm的電阻，Iin為輸入電流，Vout為放大器的輸入電壓)?！庇幸粋€疑問：1Gohm是否會引入干擾，如50HZ的周 波。問題：50HZ的干擾波該如何消除呢？(4) a、電路設計時注意平衡的處理，盡量平衡，對于抑制干擾有效，這些在NS、BB（被TI收購了）、ADI等公司關于運放的設計手冊中均可以查到。（電流電壓轉換，如光電接收電路等）b、推薦加金屬屏蔽罩，將微弱信號部分罩起來（開個小模具），金屬體接電路地，可以大大改善電路抗干擾能力。

28、c、nA級電流已經(jīng)不小了，不要畏難。選擇輸入電流pA級的運放即可。如果對速度沒有多大的要求，運放也不貴。儀表放大器當然最好了，就是成本高些，如果普通運放能滿足要求，也可以不用，看你們精度要求了。（儀表放大器平衡性最好，見上面第1條）d、若選用非儀表運放，反饋電阻就不要太大了，M歐級好一些。否則對電阻要求比較高。后級再進行2級放大，中間加入簡單的高通電路，抑制50Hz干擾。(5) 50Hz干擾是經(jīng)常遇到的，不太清楚你的整個系統(tǒng)（電源，傳感器，信號調理電路，等等）的連接關系，各部分供電及接地如何處理的。首先你要找出干擾源頭在 哪里，是從傳感器那里來的，還是在信號調理這邊來的，你可以把信號調理電路的

29、輸入端對地短路使得輸入差分信號為0，然后觀察放大器輸出有無干擾。需要注意 的是，如果你用示波器測量時使用不當，可能造成測量假象，示波器的地線不能太長，示波器的 220v電源端地線要接地良好，將示波器探頭地線與信號線短路（這樣示波器的輸入差分信號為0），然后接到調理電路的地上，看有沒有50Hz的干擾，如果 有，說明示波器的測量受到共模干擾的影響，解決方法：使用220v隔離變壓器給示波器供電，用短的多股編織銅帶連接示波器信號地和被測電路地。通常，如果 放大器與傳感器之間的電纜較長的話，很容易引入50Hz干擾，建議使用屏蔽對稱電纜來傳送信號。(6)對于微弱信號的放 大，只用單個放大器難以達到好的效果

30、，必須使用一些較特別的方法和傳感器激勵手段。使用同步檢測電路結構可以得到非常好的測量效果。這種同步檢測電路類似 于鎖相放大器結構，包括傳感器的方波激勵，電流轉電壓放大器，和同步解調三部分。電流轉電壓放大器需選用輸入偏置電流極低的運放。(7)很多傳感器都要加變換電路后才可以送去放大，前端是非常重要的。這個案例要先做I/V變換后就好處理了。另這種電流的變化對傳感技術來說已經(jīng)很可觀的了。(8) 對于量程最小為20nA的電流測量，張先生建議采用“交流放大-同步檢測”的方法。這種方法在弱電量測量方面有廣泛的應用。在弱電流測量領域（行業(yè)內稱測 量弱電流的儀表為靜電計），有一種采用振動電容做調制器的測量弱電

31、流的方法，用一定頻率的交流信號激勵振動電容的線圈，調制電容極板上的電場（不影響 電荷，極板之間的DC leakage current幾乎可以忽略不計），將電荷轉換為交變電壓信號，然后交流放大，再進行相敏檢波（或叫做相干解調，跟張先生所述同步檢測一個意思，可用 4個二極管組成雙平衡形式，輸入的信號一路是攜帶了輸入信號的調制信號，另一路是），檢波輸出經(jīng)緩沖后接高電阻連到輸入端-所謂高絕緣端 或高端，構成一個跨導放大器。這種方法可以取得很高的靈敏度，抗共模干擾能力特別強，最小可測電流幾乎只受噪聲特性限制。但是，問題的另外一個方 面，采用這種方式需要的電路復雜，器件較多，成本上很不具優(yōu)勢。實際上，在弱

32、電流領域，20nA是“非常強”的信號，根本用不著如此大費周折。在所需要的 工作溫度范圍內，根據(jù)測量誤差限的要求（比如全溫范圍內小于0.5%），選用輸入失調電流最大為pA量級（0.5%誤差要求可選 Ioffset<20nA/1000=20pA）的運放，再根據(jù)運放datasheet上的共模抑制比、失調電壓（工作溫度范圍內）、輸入阻抗、開 環(huán)增益，以及傳感器輸出的 DC共模電壓，進一步核算考慮了這些非理想因素帶來的誤差影響，看最終的結果能否滿足誤差要求。一般來說，可以選用低偏置電流的儀表運放，在共模抑制方面 能有很好的表現(xiàn)。另外，儀表運放還可以方便地改變開環(huán)增益增益而不影響輸入阻抗（降低失調電

33、壓的影響需要降低開環(huán)增益）。實際電路中，還要加上調零電 路，與輸入信號相連的pcb布線周圍要有大面積地包圍，如要精益求精的話，還可以考慮設計一個guard ring，用來降低pcb材料帶來的額外直流漏電（對這個應用來說可能用不著）。精度高）(9) 就low-level measurements area來說，你的信號并不是很弱的信號。從你的描述來看，sensor輸出的應該是高輸出阻抗弱DC電流信號，由于信號本身是搞輸出阻抗的，所以解決問 題的關鍵在于阻抗變換。阻抗變換有很多種方法，對于處理你這樣的信號并不難，關鍵是第一級的preampier,有很多種方式：a、 采用 IV轉換將傳感器的高輸出阻

34、抗電流轉換為低輸出阻抗電壓，然后就可用傳統(tǒng)方式進行后續(xù)處理。采用一個電阻（比如1Gohm）與一個低偏置電流較高輸入阻抗 的放大器組成一個跨阻放大器（transimpedance amplifier）即可完成IV變換(Vout=Iin*Rf， Rf為跨阻-就是那個1Gohm的電阻，Iin為輸入電流，Vout為放大器的輸入電壓)。如果量程較寬（超過103數(shù)量級），可通過高絕緣阻抗繼電 器對不同的反饋電阻進行切換。具體設計取決于你的量程范圍，精度，漂移等要求放大器最好用儀表放大器（Instrumentation OP AMP），就是那種內部結構中+,-輸入端各有一個獨立的放大器的那種。主要根據(jù)你的要

35、求看 Ibias, Ioffset, Voffset, CMMR（包括溫漂）b、采用直接IFC方法，將弱電流直接轉換為脈沖頻率信號，無需量程切換即可達到很寬量程覆蓋。(10) 當反饋電阻為1G歐姆的時候，電阻的熱噪音等等參數(shù)都是很不理想的，所以不要用那么高的反饋電阻。而且電阻精度對電路的影響也很大,可以考慮才用過個T型 構成反饋網(wǎng)絡，但不推薦使用。 Rf選擇不要太大如果信號幅值不夠的話，可以采用二級放大。50HZ干擾并不是因為你的Rf大而引入的。你可以采用屏蔽，接地的方法消除公頻干擾，也可考 慮二階低通濾波電路。那要具體看你的信號了。(11)關于PCB板材選環(huán)氧玻璃布板外層涂環(huán)氧樹脂漆，但一定

36、要求制版商清洗無離子污染，在輸入部位，版圖上要“畫圓圈”接地，防止漏泄電流，要用好的電纜作輸入線，超過100兆歐才要“架空線”，如果是多量程，那轉換開關或繼電器也要仔細選擇！(12) 采用反饋系數(shù)為1（反饋電阻直接串接在-輸入端和輸出之間）的電壓并聯(lián)負反饋電路，跟采用反饋系數(shù)小于1（所謂T網(wǎng)絡反饋，其實是輸出電壓經(jīng)過分壓后，再 串聯(lián)一個比分壓網(wǎng)絡阻值高得多的電阻連到-輸入端）的電壓并聯(lián)負反饋，在通帶一致的情況下其噪聲特性是相同的。電阻具體用多大，要依據(jù)最大輸入電流信號和 運放最大輸出電壓（跟運放供電的電源電壓密切相關）確定，如果采用+-3v對運放供電，考慮運放線性輸出區(qū)為+-2v，那么，對于反

37、饋系數(shù)1的電路，電阻最大可以用： 2v/200nA=10Mohms；對于采用反饋系數(shù)小于1的電路，電阻最大可以用：2v/200nA*y, y為反饋系數(shù)。實用的電路，在反饋電阻兩端都要并聯(lián)pf級的電容，構成低通濾波器（當然不加電容也是低通，因為有高電阻的寄生電容，運放的低通頻率特性），用這個低通特性衰減低頻噪聲。低通截至頻率越小，輸出信噪比越高，但是得到穩(wěn)定讀數(shù)時間變長，實際需要在2者間求平衡?？紤]到運放的失調電壓和輸入共模干擾電壓的影響，反饋電阻在滿足上面最大電阻和本身穩(wěn)定性前提下，盡量取較大值。至于電路板，20nA最小電流并不需要特殊板材，普通FR4足夠了，這種板材干燥情況下的絕緣電阻不低于

38、 10e13 ohms，足夠了。只是如果不采用高端（所有與運放-輸入端相連的點）浮空的方法，則在焊接完元器件后，要對電路板表面作防潮處理（涂覆絕緣漆）。(13) 傳感器如果離開電路在10米左右，用屏蔽的聚乙烯介質電纜足夠，最好不要搖晃電纜，傳感器附近不能有電場干擾。如果有，后面要加條件處理，不知道你的“測 試源”條件如何？傳輸距離很遠，也可以將前級用理電池供電，安放在傳感器附近，甚至可以加用一個V-I變換器輸出4-20MA，傳輸距離更遠。(14) 1千兆級的取樣電阻肯定引入了干擾，除了屏蔽輸入及和輸入電纜外還要仔細屏蔽信號源，這里有技巧！如果干擾不太大，后面好歹加一些條件處理即可。(15) 你

39、肯定可以用電纜傳輸，關鍵是你的“采樣點”是敞開的嗎？可以加一個金屬網(wǎng)罩嗎？如果傳感器“夾在電機繞組內”還要想辦法“隔離”電場干擾，或者你全部用 電池供電，再屏蔽，輸出信號用光-電耦合器傳輸至A-D；電位差計時低阻抗信號源，沒問題！但是你要創(chuàng)造的是電流源，小電流源是需要屏蔽的！(16) 采用AD方法當然沒有問題。0.1nA的分辨率問題也不大（如果是準確度的話就是極大挑戰(zhàn)了）。要做到6個數(shù)量級的寬量程覆蓋，進行量程切換無疑是準確度 最好的方法。至于IV之后進行VF還是直接 AD，都可以，VF本身也是一種特殊形式的AD(輸出的數(shù)字量是單位時間內的脈沖個數(shù)-脈沖頻率)。量 程切換有其固有缺點，比如需要

40、低漏電的切換開關，如果是電子開關的話對開關本身的漏電流要求比運放偏置電流要求還要高（多個開關并聯(lián)漏電加大）；如采用機 械開關（如干簧繼電器），則存在體積大、切換時會有較大靜電荷沖擊等缺陷以本人淺見，直接進行弱電流到頻率的轉換，是進行寬量程覆蓋的較好方式。(17) 前面的帖子已經(jīng)說明了，這些形式的AD本身都沒有。有問題的焦點是：IV變換難以做到6個或以上數(shù)量級的動態(tài)范圍，所以你在后面的AD動態(tài)范圍再大，也無 幫助。一個數(shù)據(jù)，本人當年采用的直接IF轉換（沒有IV的中間環(huán)節(jié)）弱電流測量，其動態(tài)范圍超過 8個數(shù)量級，測量下限1fA，分辨率0.1fA(18) I-C變換器的確是測量PA級以下電流的“計量

41、”的好方法（如果你不是“514”所的，可否回復我的疑問），那個I-C變換器是為“計量”所用（適當?shù)姆?圍不是不能實用），在“現(xiàn)場測試”工作中它的工作成本；實用安全性-特別是那個“C”在生產(chǎn)中挑選的難度恐怕只有你和我知道-電容的殘余電荷的問題，恐怕 難于在推廣中實際檢測小電流的可靠性！難道現(xiàn)場信號能夠等待C用“毫HZ”級別的時間去測量過時的信號，除此以外，在已經(jīng)解決好高阻標準之后，I-V變換 器具有實際的可靠的（20年）重復性KEITHLEY的617型儀器便是一例，動態(tài)范圍是由模擬器件決定的，I-C的“I”是何物！只要測量模擬信號 當今的數(shù)字信號如何自己檢測模擬信號！I-C的輸入級是模擬器件，所

42、以I-C；I-V；動態(tài)范圍是等同的?。ǔ翘匾庋娱L時間）。我在回復SANMING先生問題時是考慮他的實用特性，I-C變換器的確是很理想的方法，“高電阻”器件本身的計量也是使用此法！(19)“電容的殘余電荷”在弱電流測量中是一個大的問題。 Keithley公司的“l(fā)ow level measurements handbook”中有系統(tǒng)的描述。對于非常弱的電流測量（10fA以下），所需要的測量時間比較長才能達到穩(wěn)定狀態(tài)，電流越弱，達到一定準確度需要的測量時間越長。在非常小的弱電流測量實踐中往往需要小時數(shù)量級的測量時間才能得到穩(wěn)定的讀數(shù)。換句話說，需要測量的電流越弱，測量系統(tǒng)的帶寬越小，因為系統(tǒng)中的

43、熱噪聲是確定存在的，信號越弱只能降低測量帶寬換取信噪比。12.為什么信號頻率增加，共模抑止比（CMRR）和電源抑止比（PSRR）就會下降呢？問：請教：為什么信號頻率增加，共模抑止比（CMRR）和電源抑止比（PSRR）就會下降呢？謝謝高人解答答：(1) 提供共模和電源抑制比性能的電路結構是恒流源，即差分放大器共源（對于MOS電路）或共射（對于雙極電路）結點的恒流源，或作為放大器負載的恒流源。這些 恒流源中的晶體管或MOS管的參數(shù)會隨著信號頻率的升高而變化，引起恒流作用的劣化和內阻的降低，甚至引起相位失真，使抑制比下降。如果這些恒流源都用電 阻替代有源電路，就不會太受頻率的影響，但是其抑制比參數(shù)和

44、增益也不會很高。(2) 將問題反過來，首先區(qū)分出CMRR和PSRR的影響因素，就會明白其中有一個就是頻率問題。13.運放工作在弱反型區(qū)的問題？問：我在設計一個音頻功率放大器時，為了提高SNR，讓放大器輸入管的寬長比做得很大，導致輸入差分對管工作在弱反型區(qū)，這樣做是否對性能什么影響？答：(1) 寬長比增大為何會進入弱反型？弱反型的效果大致可以用三極管特性模擬gm變小，小信號阻抗也變小，會導致增益下降ft下降吧，書上說適合用于低功耗低頻電路(2)輸入管Gm增大可減小噪聲。由EKV-model，弱反型區(qū)Gm=Id/(n*Vt)，強反型區(qū)Gm=2*n*Id/Veff，例如典型的Veff=300mV，則

45、可得弱反型與強反型下的Gm之比為5.6，因此可用于提高SNR。弱反型的同時適用于低壓低功耗設計。所引起的問題，我想是因為輸入管的尺寸可能會很大。一方面W/L很大；另一方面為了抑制1/f噪聲，L也需要很大，以使溝道面積WL增加。兩方面結合起來使得在差分對管上出現(xiàn)大的電容，增加了零極點，對相位裕度帶來一定難度。事 實上，為了人為地使管子工作于弱反型區(qū)，而且通過所需的電流，因此管子的尺寸就必須要比強反型的情況下大很多。而此時的問題，一方面Vds會很大，可能會 為后級工作點的選取帶來不便，令一方面，和之前提到的一樣，管子尺寸變大導致節(jié)點電容加大，在輸入差分對管上引入新的低頻零點極點，使相位裕度變差。1

46、4.雙電源運放改單電源，為什么要取其中點電壓供電？問：能否從原理角度詳細分解？還有怎么選擇此電壓對幅度的限制？還有 -3dB的概念怎么解釋？答：(1) 因為一般的運算放大器是用來對交流信號作放大作用的，交流信號在經(jīng)過運放時如果只是和地電平做比較的話，將會把交流信號的下半部分“吞噬”掉。所以我們采用電源的中點電壓作比較的話，負半周的交流信號可以幾乎沒有損耗的被放大。這也就是大家常說的抬高交流信號的直流電平。(2) 如果只是對直流信號放大(正電壓)，我覺得可以不加中點啊，如果加電源遠遠大于輸出要求電壓，也可不必將中點電位抬到一半，可以這樣理解：運放加的兩電壓 (+15V +15V和0V -15V和

47、0V等)根據(jù)輸出要求不同，中點電位只要在兩電壓之間就可以，中點電位與上下電源差值決定輸出大小(不失真時的)。以我的經(jīng)驗，單電源的中點電 位是針對運放的所有輸入和輸出腳的，要求高點的場合還要求相位不能偏移(如高檔的低音炮等)，也就是說用電容隔直還滿足不了要求。(3) 這要看ICMR（input common mode voltage range)了，如果輸入范圍很寬比如rail-to-rail，那未必需要將輸入鉗制在vdd/2。15.關于弱信號提取和放大問：我要做一個弱信號的提取和放大電路，問題在于我的弱交流信號是疊加在一個強直流信號之上的。弱信號為 10nA、8Hz交流電流，直流信號強度為1.

48、4mA，請問各位大俠，我如何才能把交流信號提取、放大呢？答：你 好，可用一個由積分器等構成的調零反饋電路將跨阻放大器輸出的大直流信號穩(wěn)定地消除。根據(jù)交流信號的傳輸準確性要求，可適當選擇積分器通帶頻率fL為 8Hz的1/n,既：8Hz=n*fL，通常選n為4-7。有許多70年代的調零應用和文獻，得查一下。此狀況與一些微弱光信號檢測極為相似。16.請問運放上的+-15V電壓不穩(wěn)定是不是也影響輸出波形？問：請問運放上的+-15V電壓不穩(wěn)定是不是也影響輸出波形？答：(1) 電源電壓的波動會影響到輸出的，但是對于輸出能影響到多少，運放中有個參數(shù)PSRR可以體現(xiàn)出來，例如PSRR80dB就是說電源每變化1

49、V輸出變化100uV。(2)不穩(wěn)定的電壓當然會影響輸出波形，影響幅度取決于運放的PSRR。要解決這個問題，需要加強運放的去耦設計和電源的設計(一般用LDO線性電源給運放供電)。(3) 你好！PSRR是電源抑制比的總稱。一般有3個具體參數(shù)：+PSRR，-PSRR，+/-PSRR。表示從某個電源端或兩個電源端分別或同時異向低頻變化，在運放差分輸入端引入的傳輸或影響量值。如所分析的：?SVps=1V的電源變化，在PRSS=80dB運放輸入端，導致?SVdi=100uV的變化（PSRR=20log?SVps/?SVdi）。于是運放輸出電壓產(chǎn)生的變化：?SVo=?SVdi（1+Rf/Ri）；Rf-反饋電

50、阻，Ri:輸入電阻。供參考。17. AD采樣中運放的運用問：如果我用于采樣的信號的電壓范圍正好和AD的輸入電壓范圍相同，我是否可以不用運放直接連接？為什么要用運放來進行阻抗匹配？怎么匹配？運放怎么選擇？先連接運放然后用RC濾波還是直接將運放做成有源濾波器？答：(1) 本人看法：為交流或直流信號，有必要加運方，可有隔離，濾波作用順便討論一個問題：若一個 ADC的速度為200KSPS，那是說明它的采樣頻率為200KHz嗎？那根據(jù)奈奎斯特定理，能采的信號最高頻為 100KHz，不知這么理解對不對？(2) 對的，ADC的速度為200KSPS，根據(jù)奈奎斯特定理，能采的信號最高頻為100KHz，已經(jīng)到極限

51、。不過我認為：如果待測電壓的內阻遠小于測量電路輸 入端的內阻，且待測電壓小于測量電路允許值時不需要加運放，優(yōu)點是電路簡潔，免調整，減小累計誤差。濾波可根據(jù)需要考慮。(3)多謝回復！再問一下您，若被采集信號為交流量，那么輸出的數(shù)據(jù)應該是瞬時值吧，那這些值是再輸入到比如DSP中，通過軟件計算出有效值呢？還是通過什么數(shù)字濾波器之類的，濾出有用頻段的信號？(4) 這個問題應該從你設計產(chǎn)品的要求來確定，如果要求輸出圖形你的濾波器頻帶寬度必須放寬，特別是高頻段，保證圖形不失真。如果要求測量并實時顯示數(shù)值，應該 保證在視覺觀察無閃爍的時間內計算信號最精確的平均值，濾波器頻帶寬度可以窄到濾除你不想要的數(shù)據(jù)。如果不需顯示單純做記錄儀，最好完整的保存數(shù)據(jù)，濾波 器應該濾除理論上信號源不可能產(chǎn)生的頻率。以上談的其實也是數(shù)字技術在電子測量方面的優(yōu)勢。(5)多謝回復，還想跟您討論 一下，比如ADC采樣交流信號后，僅要求顯示，不輸出圖形，若以 T秒采樣那么得到的信號就會以1/T的頻率重復原始頻譜，那么是否需要一個數(shù)字濾波器濾掉與原信號頻譜不同的頻率，還是是否應該計算的是有效值呢？若為