同軸波導(dǎo)轉(zhuǎn)換器的設(shè)計(jì)

1、學(xué)校代碼：10385 分類號(hào)： 學(xué) 號(hào)： 密 級(jí)： 學(xué)士學(xué)位論文同軸波導(dǎo)轉(zhuǎn)換器的設(shè)計(jì)Design of coaxial to waveguide transducer 作者姓名： 指導(dǎo)教師： 學(xué) 科： 研究方向： 電磁場(chǎng)與微波技術(shù) 所在學(xué)院： 信息科學(xué)與工程學(xué)院 論文提交日期：二零一四年五月二十日學(xué)位論文獨(dú)創(chuàng)性聲明本人聲明茲呈交的學(xué)位論文是本人在導(dǎo)師指導(dǎo)下完成的研究成果。論文寫(xiě)作中不包含其他人已經(jīng)發(fā)表或撰寫(xiě)過(guò)的研究?jī)?nèi)容，如參考他人或集體的科研成果，均在論文中以明確的方式說(shuō)明。本人依法享有和承擔(dān)由此論文所產(chǎn)生的權(quán)利和責(zé)任。論文作者簽名： 簽名日期： 學(xué)位論文版權(quán)使用授權(quán)聲明本人同意授權(quán)華僑大學(xué)有

2、權(quán)保留并向國(guó)家機(jī)關(guān)或機(jī)構(gòu)送交學(xué)位論文的復(fù)印件和電子版，允許學(xué)位論文被查閱和借閱。本人授權(quán)華僑大學(xué)可以將本學(xué)位論文的全部?jī)?nèi)容或部分內(nèi)容編入有關(guān)數(shù)據(jù)庫(kù)進(jìn)行檢索，可以采用影印、縮印或掃描等復(fù)制手段保存和匯編本學(xué)位論文。論文作者簽名： 指導(dǎo)教師簽名： 簽 名 日 期： 簽 名 日 期： 摘要摘 要同軸波導(dǎo)轉(zhuǎn)換器是微波系統(tǒng)中非常重要的元器件?；诩共▽?dǎo)和波導(dǎo)階梯對(duì)導(dǎo)播系統(tǒng)中電磁波傳播性能的影響，本文探討了這兩種結(jié)構(gòu)應(yīng)用在 8-18GHz的寬帶同軸波導(dǎo)轉(zhuǎn)換器設(shè)計(jì)中的情況。通過(guò)同軸脊波導(dǎo)矩形波導(dǎo)轉(zhuǎn)換，并在脊波導(dǎo)上加載階梯，很好地改善了阻抗匹配效果，提高了同軸波導(dǎo)轉(zhuǎn)換器的傳輸性能。阻抗變換是為了消除帶內(nèi)不良反

3、射，以獲得良好匹配的一種微波器件，廣泛用于微波電路和天線饋電系統(tǒng)中。其結(jié)構(gòu)上大致分為階梯式和漸變式。前者能夠比后者獲得更好的帶內(nèi)波紋系數(shù)和更短的長(zhǎng)度。對(duì)階梯阻抗變換器的設(shè)計(jì)，主要分為傳統(tǒng)設(shè)計(jì)方法和優(yōu)化設(shè)計(jì)方法。本文的仿真結(jié)果證明脊波導(dǎo)和波導(dǎo)階梯在設(shè)計(jì)同軸波導(dǎo)轉(zhuǎn)換器中的有效性，在8-18GHz的倍頻程帶寬內(nèi)駐波小于1.25，產(chǎn)生的高次模非常小。關(guān)鍵詞：同軸波導(dǎo)轉(zhuǎn)換 脊波導(dǎo) 波導(dǎo)階梯阻抗變換1AbstractAbstractCoaxial-waveguide transition plays an important role in microwave system.Based on the in

4、fluence of ridge waveguide and waveguide ladder exerted on transmission performance of electromagnetic wave in guided wave system, this paper discussed the situations of these two structures applied in the 8-18GHz broadband coaxial-waveguide converter designation. Through the conversion of coaxial-r

5、idge waveguide-rectangular waveguide, and ladder loading of ridge waveguide, the effectiveness of impedance matching is well improved,and the transmission of coaxial-waveguide converter is highly advanced. Impedance transformation is to eliminate in-band bad reflection, in order to obtain a good mat

6、ching microwave devices, widely used in microwave circuit and antenna feed system. Its structure is largely divided into stepwise and gradual type. The former can be better than the latter in-band ripple coefficient and the shorter length. The design of stepped impedance converter, mainly divides in

7、to the traditional design method and optimization design method.Simulation results proved the effectiveness of ridge waveguide and waveguide ladder in designing coaxial- waveguide converters.The VSWR of coaxial-waveguide transition designed in this paper is less than 1.25 in the 8-18 GHz octave band

8、width, and the high modulus produced is very small.Key words：Coaxial-waveguide transition Ridge waveguide Waveguide ladder impedance transformationI目錄 目 錄摘 要IAbstractII第1章 緒論1 1.1 同軸波導(dǎo)轉(zhuǎn)換器的設(shè)計(jì)背景1 1.2 國(guó)內(nèi)外研究動(dòng)態(tài)2 1.3 論文的研究?jī)?nèi)容和創(chuàng)新3 1.3.1 論文的研究目地和意義3 1.3.2 論文的主要工作和創(chuàng)新3第2章 同軸波導(dǎo)轉(zhuǎn)換器理論分析3 2.1 同軸波導(dǎo)轉(zhuǎn)換器的介紹4 2.2 同軸波導(dǎo)轉(zhuǎn)

9、換器的原理4 2.2.1 波導(dǎo)的設(shè)計(jì)原理4 2.2.2 脊型波導(dǎo)器件的設(shè)計(jì)原理與優(yōu)勢(shì)10 2.2.3 階梯阻抗變換基本原理13 2.3 同軸波導(dǎo)轉(zhuǎn)換器的性能參數(shù)介紹16 2.3.1 輸入駐波比16 2.3.2 頻率范圍16 2.3.3 插入損耗16 2.3.4 S參數(shù)17 2.3.5 電壓駐波比17第3章 同軸波導(dǎo)轉(zhuǎn)換器的仿真設(shè)計(jì)18 3.1 HFSS 軟件的介紹18 3.2 設(shè)計(jì)指標(biāo)19 3.3 各類同軸波導(dǎo)轉(zhuǎn)換器的優(yōu)化設(shè)計(jì)19 3.3.1 普通同軸波導(dǎo)轉(zhuǎn)換器19 3.3.2 寬帶同軸脊波導(dǎo)轉(zhuǎn)換器23 3.3.3 優(yōu)化后的同軸脊波導(dǎo)轉(zhuǎn)換器25 3.4各類同軸波導(dǎo)轉(zhuǎn)換器的性能比較28第4章 總

10、結(jié)33參考文獻(xiàn)34致 謝36附錄37III第1章 緒論第1章 緒論1.1 同軸波導(dǎo)轉(zhuǎn)換器的設(shè)計(jì)背景在現(xiàn)代衛(wèi)星通訊、干擾與抗干擾等高科技領(lǐng)域，高頻率、寬頻帶電子系統(tǒng)的發(fā)展日新月異。在這些電子系統(tǒng)的研制過(guò)程中，基于波導(dǎo)結(jié)構(gòu)的天饋系統(tǒng)的實(shí)現(xiàn)至關(guān)重要，它們一般都以波導(dǎo)作為輸入/輸出端口，而實(shí)際工程中的饋電電纜或常用測(cè)量?jī)x器如矢量網(wǎng)絡(luò)分析儀、頻譜分析儀、功率放大器等，則大多以50/75同軸線作為輸入/輸出端口，因此高性能的寬帶同軸波導(dǎo)轉(zhuǎn)換器成為保證電子系統(tǒng)正常工作的關(guān)鍵部件之一。為適應(yīng)高頻寬帶的迫切需求，需要著重考慮兩個(gè)方面來(lái)改進(jìn)同軸波導(dǎo)轉(zhuǎn)換器的結(jié)構(gòu):首先利用金屬脊加載均勻波導(dǎo)，可降低端面特性阻抗并展寬

11、工作頻帶;其次，需要改進(jìn)同軸線和波導(dǎo)傳輸線的連接方法。例如，采用多階阻抗變換、同軸探針與金屬脊垂直相交的連接方法，研制用于10kW功率測(cè)試的同軸波導(dǎo)轉(zhuǎn)換器，可得到700MHz到2500MHz的工作帶寬；采用脊和同軸探針平行放置并分別進(jìn)行阻抗變換、探針尾部折向與脊相連的方法，可得2600MHz到3700MHz的帶寬；采用寬壁對(duì)稱加載雙脊的方法可得到覆蓋Ka波段的仿真工作頻帶；用直接接觸式連接可得到3:1的帶寬，但插入損耗較大;若采用波導(dǎo)窄壁加載雙脊、圓盤(pán)形探針尾部、非接觸式的連接方法，雖可獲得較寬的工作頻帶，但其結(jié)構(gòu)過(guò)于復(fù)雜，加工精度要求較高。若要兼顧轉(zhuǎn)換器結(jié)構(gòu)的簡(jiǎn)單性和寬頻帶的工作特性，則需進(jìn)

12、一步研究始對(duì)UWB技術(shù)進(jìn)行驗(yàn)證。2002年2月，F(xiàn)CC批準(zhǔn)了UWB技術(shù)用于民用，UWB技術(shù)發(fā)展慢的原因主要有：在1994年以前主要限于軍方使用，限制了第三方開(kāi)發(fā)支持UWB的軟件和硬件；由于UWB使用許多專用頻段，F(xiàn)CC對(duì)UWB技術(shù)的批準(zhǔn)進(jìn)展緩慢；UWB帶來(lái)的干擾問(wèn)題也阻礙了UWB的發(fā)展步伐，而且，由于UWB技術(shù)可能取代現(xiàn)在使用的所有無(wú)線技術(shù)，包括PAN，WLAN和無(wú)線WAN，因此，許多公司會(huì)抵制該技術(shù)的商用。雖然如此，在此期間，UWB天線還是取得了很大的發(fā)展。1941年，Stratton和Chu提出了類球體天線。是通過(guò)直接求解Maxwell方程得到該天線的輻射性能，但是類球體天線的分析方法不能

13、應(yīng)用到任意形狀的天線。1943年，Schelkunoff提出了雙錐天線。它可以簡(jiǎn)單的利用Maxwell方程求解。該分析方法可以應(yīng)用到許多其他形狀的天線中，同時(shí)給出這些天線的阻抗特性的解析公式。如今，雙錐天線和它的變形天線如圓錐形天線、蝶形天線等仍然被廣泛應(yīng)用到UWB系統(tǒng)中。1947年，在哈佛大學(xué)的美國(guó)輻射科學(xué)實(shí)驗(yàn)室正式規(guī)定了UWB天線的定義及概念。這期間也提出了許多UWB天線，例如水滴形天線、套筒天線、梯形天線等。50年代，提出了典型的非頻變天線螺旋天線。其中等角螺旋天線和阿基米德螺旋天線是最著名的兩種螺旋天線。1979年，Gibson提出了一種按指數(shù)規(guī)律漸變的槽線天線，它是一些具有非周期結(jié)構(gòu)

14、連續(xù)逐漸變化的天線。理論上，它有較大的帶寬，這種天線是一種高增益、線極化，是具有隨頻率變化恒定增益的天線。1982年，R. H. Duhamel發(fā)明了正弦天線，它結(jié)構(gòu)緊湊、低輪廓而且頻帶寬。它比螺旋天線要復(fù)雜，但它卻可以提供相互正交的雙線性極化。所以，它可以作為極化分集天線或同時(shí)進(jìn)行發(fā)送/接收操作天線。自1992以來(lái)，發(fā)明了許多種單極子盤(pán)片天線。盤(pán)片的形狀有圓形、橢圓形和梯形等，他們用簡(jiǎn)單的結(jié)構(gòu)提供了非常寬的帶寬。輻射單元被固定在一個(gè)矩形的接地板上，并且用同軸線饋電源。單極子盤(pán)片天線是UWB天線中比較滿意的天線。1999年，發(fā)明了四面天線。盡管它可能沒(méi)有其他天線那么寬的帶寬

15、，但卻有單向輻射、雙線性極化和低輪廓等獨(dú)特的優(yōu)點(diǎn)。國(guó)內(nèi)大學(xué)在超寬帶天線設(shè)計(jì)和理論研究領(lǐng)域中也作出了許多的貢獻(xiàn)。1.2 國(guó)內(nèi)外研究動(dòng)態(tài)在國(guó)內(nèi)，微波領(lǐng)域的波導(dǎo)同軸轉(zhuǎn)換器有所發(fā)展,電氣性能雖然沒(méi)有國(guó)外的優(yōu)良，但可廣泛地應(yīng)用在各種雷達(dá)、精密制導(dǎo)、電子對(duì)抗等系統(tǒng)以及各個(gè)微波頻段的掃頻測(cè)量裝置中。隨著國(guó)外毫米波技術(shù)的迅速發(fā)展和軍事上的需要，近幾年正在開(kāi)展同軸系統(tǒng)和元件的研制，從而亦開(kāi)始研制開(kāi)發(fā)如此配套和試驗(yàn)的各種轉(zhuǎn)接元件，如8mm波導(dǎo)-同軸轉(zhuǎn)換器。在國(guó)外，各種無(wú)源的波導(dǎo)、同軸、波導(dǎo)同軸轉(zhuǎn)接等器件在微波、毫米波領(lǐng)域中起著至關(guān)重要的作用。毫米波技術(shù)尤其毫米波同軸技術(shù)的發(fā)展，進(jìn)一步推動(dòng)各種元件，特別是波導(dǎo)同軸轉(zhuǎn)

16、接器件的發(fā)展，從而對(duì)這些器件的性能要求更高。專家們?cè)谘兄圃摦a(chǎn)品的過(guò)程中，采用了模擬新技術(shù)和計(jì)算機(jī)輔助設(shè)計(jì)。以前在微波領(lǐng)域、元件的設(shè)計(jì)和計(jì)算基本采用理論和實(shí)驗(yàn)相結(jié)合的方法，因此運(yùn)用麥克斯韋方程組只能得到部分結(jié)果。大量的計(jì)算完全采用靜態(tài)或準(zhǔn)靜態(tài)的近似法來(lái)完成。但隨著頻率的增大和元件的小型化，使設(shè)計(jì)變得越來(lái)越復(fù)雜，再根據(jù)原來(lái)的經(jīng)驗(yàn)試湊法要想得到良好性能的元器件是相當(dāng)困難的。鑒于此,Ansoft公司和HP公司的專家們共同研究、設(shè)計(jì)和制造了HP高頻系統(tǒng)模擬電子計(jì)算機(jī)，借助該計(jì)算機(jī)，微波工程即可以研究和了解被制造物體內(nèi)部的電壓、電流以及場(chǎng)結(jié)構(gòu)，從而獲得較好性能的幾何形狀和尺寸。波導(dǎo)-同軸轉(zhuǎn)換器在微波段尺寸

17、較大,比較容易試制，因此HP公司首先在微波頻段應(yīng)用高頻模擬計(jì)算機(jī)對(duì)3D(即X波段)波導(dǎo)同軸轉(zhuǎn)換器進(jìn)行模擬和制造。在模擬過(guò)程中，由于該元件的對(duì)稱性，只需把整個(gè)元件的半個(gè)兒何圖形送入模擬計(jì)算機(jī)迸行模擬、計(jì)算,就能得到合理的尺寸。整個(gè)模擬和計(jì)算過(guò)程所花的時(shí)間不到1h，大大縮短了設(shè)計(jì)周期。1.3 論文的研究?jī)?nèi)容和創(chuàng)新1.3.1 論文的研究目地和意義本文詳細(xì)闡述了多過(guò)渡段結(jié)構(gòu)寬帶同軸波導(dǎo)轉(zhuǎn)換器的研制，在818GHz上插入損耗小于1dB，回波損耗小于-15dB，個(gè)別頻率點(diǎn)以及邊界頻率附近損耗稍大，但可滿足一般寬帶測(cè)試的要求。該同軸波導(dǎo)轉(zhuǎn)換器結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單，機(jī)械加工要求不高，可用于高頻寬帶器件及天線的測(cè)試及饋電。

18、1.3.2 論文的主要工作和創(chuàng)新文正是介紹了這種寬帶同軸-矩形波導(dǎo)轉(zhuǎn)接頭的原理和設(shè)計(jì)方法，結(jié)合經(jīng)驗(yàn)和計(jì)算機(jī)輔助設(shè)計(jì)來(lái)設(shè)計(jì)這種轉(zhuǎn)接頭，既不浪費(fèi)材料，又大大縮短了設(shè)計(jì)周期。根據(jù)這種方法設(shè)計(jì)的L波段同軸矩形波導(dǎo)轉(zhuǎn)接頭，不需要多級(jí)轉(zhuǎn)換、結(jié)構(gòu)緊湊、外形尺寸小、加工方便、裝卸容易。53第2章 同軸-波導(dǎo)轉(zhuǎn)換器理論分析第2章 同軸波導(dǎo)轉(zhuǎn)換器理論分析 2.1 同軸波導(dǎo)轉(zhuǎn)換器的介紹同軸矩形波導(dǎo)轉(zhuǎn)換器是同軸線(TEM模)到矩形波導(dǎo)(TE模)的轉(zhuǎn)換器。它的常用方法是接換接頭。同軸線的外導(dǎo)體與矩形波導(dǎo)的寬壁連在一起，內(nèi)導(dǎo)體的延伸部分(探針)插入波導(dǎo)中，形成一個(gè)小輻射天線，在波導(dǎo)中激勵(lì)出TE模式的電磁波。為了改善匹配性

19、能，可適當(dāng)調(diào)節(jié)探針的插入深度，和探針的放置位置?；蛘呖梢詫⑻结樣媒橘|(zhì)套筒套起來(lái)，對(duì)于這種情況，目前尚無(wú)完整的定量分析，但可定性地說(shuō)，介質(zhì)套降低了波導(dǎo)的等效阻抗，減少了阻抗對(duì)頻率變化的敏感性，從而展寬了頻帶。采用這種裝置，在一定的工作頻帶內(nèi)，駐波比可小于1.25。但是，加了介質(zhì)套筒后，會(huì)降低轉(zhuǎn)換器的功率容量，因此這種裝置多用于功率較低的情況。除了上述的型式外，同軸矩形波導(dǎo)轉(zhuǎn)換器還有多種多樣的結(jié)構(gòu)型式，采用不同結(jié)構(gòu)型式的目的無(wú)非是兩個(gè)：展寬頻帶和提高功率容量。2.2 同軸波導(dǎo)轉(zhuǎn)換器的原理2.2.1 波導(dǎo)的設(shè)計(jì)原理亥維塞在1893年最早提出過(guò)電磁波在封閉的空管中傳播，到了1897年瑞利爵士從數(shù)學(xué)上證

20、明了波在波導(dǎo)中傳播是可能的，無(wú)論橫截面是圓還是矩形的。瑞利猜測(cè)可能同時(shí)有無(wú)窮多個(gè)TE和TM模式,而且存在截止頻率，但在當(dāng)時(shí)沒(méi)有能夠?qū)嶒?yàn)驗(yàn)證。此后波導(dǎo)的研究被擱置，直到1932年AT&T公司的在實(shí)驗(yàn)的基礎(chǔ)上發(fā)表了一篇有關(guān)波導(dǎo)的論文。矩形波導(dǎo)是最早用于傳輸微波信號(hào)的傳輸線類型之一。其應(yīng)用頻率范圍從1GHz到超過(guò)220GHz,主要應(yīng)用類型為禍合器、檢波器、隔離器、衰減器，作為濾波器應(yīng)用的比較少見(jiàn)。矩形波導(dǎo)可以傳播TM模和TE模，但不能傳播TEM波，因?yàn)樗挥幸粋€(gè)導(dǎo)體。下面主要介紹TE模的情況。矩形波導(dǎo)是截面形狀為矩形的單根金屬管構(gòu)成的波導(dǎo)傳輸線，如圖2.1.1所示，a和b表示波導(dǎo)寬邊和窄邊的

21、內(nèi)壁尺寸。其特征是具有平行于z軸的導(dǎo)體邊界。此結(jié)構(gòu)假定在z方向是均勻且無(wú)限長(zhǎng)的。圖2.2.1 波導(dǎo)的幾何結(jié)構(gòu)矩形波導(dǎo)電場(chǎng)和磁場(chǎng)可以表示為: 假設(shè)傳輸線或者波導(dǎo)區(qū)域是無(wú)源的,那么麥克斯韋方程可寫(xiě)成:由于含有一聲隨z的變化關(guān)系,所以以上每個(gè)矢量方程式的三個(gè)分量可以化簡(jiǎn)為:利用和通過(guò)上面的六個(gè)方程可以求得四個(gè)橫向場(chǎng)分量,如下所示:其中,對(duì)指的是截止波數(shù)。是填充在波導(dǎo)中的材料的波數(shù)。下面將這些結(jié)果應(yīng)用到TE模當(dāng)中來(lái)進(jìn)行分析。橫電波(TE)，也稱為H波。它的特征是和。于是式（2.4）簡(jiǎn)化成：在這種情況下,，且傳播常一般而言是頻率和傳輸線或波導(dǎo)幾何結(jié)構(gòu)的函數(shù)。為了應(yīng)用式(2.5)，必須從亥姆霍茲方程推導(dǎo)出

22、Hz:所以上式轉(zhuǎn)化為的二維波方程：TE波的波阻抗和頻率有關(guān)，表達(dá)式為:如圖2.2.1中所示的波導(dǎo)，假定其中填充有介電常數(shù)為和磁導(dǎo)率為的材料。取波導(dǎo)的寬邊沿x軸，所以有a>b。TE模場(chǎng)的特征是，而必須滿足簡(jiǎn)化了的波方程(2.7)偏微分方程(2.9)可以由分離變量法來(lái)求解,令并把它代入到式(2.9)當(dāng)中去，得到：根據(jù)通常的分離變量理論，式(2.11)中的每一項(xiàng)必等于一個(gè)常數(shù)，于是定義分離常數(shù)和,得到：的通解可以寫(xiě)為為了計(jì)算式(3.13)中的常數(shù)，必須把邊界條件應(yīng)用于波導(dǎo)壁上的電場(chǎng)切向分量。用求出和： 從式(2.14a)和(2.14b)可以得出的表達(dá)式其中是由式(2.13)中余下的常數(shù)A和C組

23、成的任意振幅常數(shù)。模的橫向場(chǎng)分量可以求得為傳播常數(shù)是可以看出對(duì)應(yīng)于傳播模時(shí)，是實(shí)數(shù)。于是每個(gè)模(m和n的組合)具有下式給出的截止頻率:截止頻率最低的模式通常稱為基模；因?yàn)橐呀?jīng)a>b，所以最低的出現(xiàn)在模:因此，模是TE模的基模，它也是矩形波導(dǎo)的基模。在給定的工作頻率f下,只有<f的模能夠傳播；而>f的模將有一個(gè)虛數(shù)或者實(shí)數(shù)，這意味著所有的場(chǎng)分量都將隨距離激勵(lì)源的距離的增加而指數(shù)衰減。這樣的模稱為截止?；蛳拍！氖?2.8)可知,聯(lián)系橫向電場(chǎng)和磁場(chǎng)的波阻抗是其中是波導(dǎo)填充材料的本征阻抗。于是,當(dāng)為實(shí)數(shù)時(shí)波阻抗是實(shí)數(shù)，當(dāng)為虛數(shù)時(shí)，波阻抗是虛數(shù)導(dǎo)波波長(zhǎng)等于因此它大于填充介質(zhì)中的平面

24、波波長(zhǎng)。相速是它大于填充介質(zhì)中的光速。2.2.2 脊型波導(dǎo)器件的設(shè)計(jì)原理與優(yōu)勢(shì)矩形波導(dǎo)中插入了探針，并在寬壁上開(kāi)孔，這在波導(dǎo)同軸轉(zhuǎn)換處引入了電抗，造成波的反射，使得波導(dǎo)與同軸線的阻抗失配加劇。本文采用同軸脊波導(dǎo)矩形波導(dǎo)的轉(zhuǎn)換。假定脊形波導(dǎo)中傳輸?shù)氖荰E波，利用等效橫向傳輸線法，把截止時(shí)電磁波在二窄邊之間來(lái)回反射，看作是電磁波在橫向傳輸線產(chǎn)生振蕩。若脊形波導(dǎo)的長(zhǎng)度遠(yuǎn)大于工作波長(zhǎng)，則橫向來(lái)回振蕩的電磁波就可認(rèn)為是TEM 波。從振蕩條件導(dǎo)出的諧振波長(zhǎng)，就是脊形波導(dǎo)的截止波長(zhǎng)。圖2.2.1 雙脊波導(dǎo)及其等效電路以此理論來(lái)分析雙脊波導(dǎo)，可以把它看作橫向諧振線。由于諧振時(shí)傳輸線任何參考面總的電納應(yīng)該為零，

25、以不連續(xù)處 T 作為參考面，研究其諧振條件。此處的總電納由三部分構(gòu)成：第一，等效導(dǎo)納為 Y0，長(zhǎng)度為(a-a)/2 的終端短路傳輸線的輸入電納；第二，T 參考面左面的復(fù)合傳輸線輸入電納；第三，參考面T處由于不連續(xù)性產(chǎn)生的電納。在計(jì)算第二部分的電納時(shí)，作如下簡(jiǎn)化：從 TE波的電場(chǎng)分布來(lái)看，對(duì)奇模（n=奇數(shù)），波導(dǎo)寬邊的中點(diǎn)是電波腹，即等效電壓的波腹，從中點(diǎn)向左看，相當(dāng)于開(kāi)路，因此，參考面 T 左面的復(fù)合傳輸線輸入納就是等效導(dǎo)納為Y0長(zhǎng)度為a/2 的終端開(kāi)路傳輸線的輸入導(dǎo)納；對(duì)偶模（n=偶數(shù)），波導(dǎo)寬邊中點(diǎn)是電場(chǎng)和等效電壓的波節(jié)，因此參考面T左面復(fù)合傳輸線的輸入電納是等效阻抗為 Y0長(zhǎng)度為 a/2

26、的終端短路傳輸線的輸入導(dǎo)納。圖2.2.2 給出了 TE10、TE20和 TE30波在波導(dǎo)截面上的電場(chǎng)分布以及相應(yīng)的等效電路，其橫向諧振條件如下：其中，Y0/Y0 =b/b，B/Y0是突變面 T 處的歸一化電納，它可由脊形波導(dǎo)橫截面尺寸決定。可以利用MATLAB 來(lái)求解上述超越方程，表2.2.1給出了 TE10在 b/a=0.5 的雙脊波導(dǎo)中的截止波長(zhǎng)。表中c/a 值作為 a/a 值的函數(shù)列出，而 b/b 作為參數(shù)。圖2.2.2 TE10、TE20、TE30場(chǎng)分布及等效電路表2.2.1 TE10在 b/a=0.5 的雙脊波導(dǎo)中的截止波長(zhǎng)從表2.2.1 可以看出，對(duì)主模 TE10波，c/a 值均大

27、于2。而同樣尺寸矩形波導(dǎo) TE10波的c/a=2，因此脊形波導(dǎo)的截止波長(zhǎng)一般比同樣的矩形波導(dǎo)的大，即脊波導(dǎo)的單模工作帶寬要大于同樣的矩形波導(dǎo)。而矩形波導(dǎo)的等效阻抗為其中c=2a。脊形波導(dǎo)的等效阻抗可寫(xiě)成類似的形式：a1是脊形波導(dǎo)的等效寬邊，c>2a 是脊形波導(dǎo)的截止波長(zhǎng)。這說(shuō)明脊形波導(dǎo)（對(duì)TE10波而言）的等效阻抗降低。同時(shí)由于脊形波導(dǎo)的等效窄邊也比對(duì)應(yīng)的矩形波導(dǎo)的窄邊小，這也使等效阻抗變小。由以上分析可知脊波導(dǎo)與相同尺寸的矩形波導(dǎo)相比主要有以下優(yōu)點(diǎn)：第一，主模 TE10波的截止波長(zhǎng)較長(zhǎng)，因此如果工作波長(zhǎng)相同，波導(dǎo)尺寸可以縮?。坏诙琓E10波和其他高次模截止波長(zhǎng)相隔較遠(yuǎn)，因此單模工作頻

28、帶較寬；第三，等效阻抗較低，因此易與低阻抗的同軸線及微帶線匹配。脊波導(dǎo)到矩形波導(dǎo)的轉(zhuǎn)換，可以選擇階梯過(guò)渡、直線式過(guò)渡和指數(shù)式過(guò)渡，其目的是減少回波反射，使駐波減小。相比矩形波導(dǎo),脊型波導(dǎo)的頻帶更寬。參考相關(guān)文獻(xiàn)可以發(fā)現(xiàn),在一般情況下矩形波導(dǎo)的工作頻帶不到一個(gè)倍頻程,然而脊型波導(dǎo)的有效工作頻帶可以達(dá)到幾個(gè)倍頻程。這是由于脊波導(dǎo)的主模TE10。的截止波長(zhǎng)比矩形波導(dǎo)的TE10模的截止波長(zhǎng)要長(zhǎng),而脊波導(dǎo)TE20及其他的高次模的截止波長(zhǎng)卻比矩形波導(dǎo)TE20及其他的高次模的截止波長(zhǎng)短,故而脊型波導(dǎo)在主模TE10模式下工作的頻帶較寬。然而可進(jìn)行超寬帶濾波的脊型波導(dǎo)器件較可進(jìn)行超寬帶濾波的矩形波導(dǎo)器件的功率容

29、量小,更為重要的是,衰減較大,如何盡量的減小衰減取得更好的駐波就成為了脊波導(dǎo)濾波器件設(shè)計(jì)過(guò)程當(dāng)中的重要一環(huán)。阻抗?jié)u變線的加入對(duì)于脊波導(dǎo)濾波器件的阻抗匹配至關(guān)重要。2.2.3 階梯阻抗變換基本原理在寬帶同軸波導(dǎo)轉(zhuǎn)換器的設(shè)計(jì)中， 阻抗變換技術(shù)的選擇非常重要。阻抗變換是射頻與微波器件設(shè)計(jì)的基本組成部分。阻抗變換可以在以下幾個(gè)方面獲得好處：（a） 從源到器件、從器件到負(fù)載或器件之間功率傳輸最大。（b） 提高接收機(jī)靈敏度。（c） 減小功率分配網(wǎng)絡(luò)幅相不平衡度。（d） 獲得放大器理想的增益、輸出功率、效率和動(dòng)態(tài)范圍。（e） 減小饋線中的功率損耗。 用來(lái)匹配兩個(gè)給定阻抗的匹配網(wǎng)絡(luò)有很多種，選擇匹配網(wǎng)絡(luò)時(shí)需考

30、慮的最重要的因素有：(a)復(fù)雜性，(b)帶寬，(c)頻響，(d)實(shí)現(xiàn)的難易程度。阻抗變換按應(yīng)用可分為窄帶阻抗變換和寬帶阻抗變換。窄帶阻抗變換技術(shù)在點(diǎn)頻上提供了完美的阻抗匹配，基于偏離設(shè)計(jì)頻率容許的反射系數(shù)，定義匹配網(wǎng)絡(luò)的帶寬。 寬帶阻抗變換技術(shù)多采用少量級(jí)聯(lián)網(wǎng)絡(luò)實(shí)現(xiàn)阻抗?jié)u變變換。 此類阻抗變換器一般分為多階梯阻抗變換器均勻阻抗變換器）和漸變線阻抗變換器 （非均勻阻抗變換器）。 因?yàn)檫m當(dāng)?shù)姆侄坞A梯阻抗變換器比之同長(zhǎng)度的線性的漸變過(guò)渡或其它形狀的漸變過(guò)渡器具有較好的匹配性能。 所以，本文采用了切比雪夫式階梯變換形式。圖2.2.3 階梯型阻抗變換器由于適當(dāng)?shù)姆侄坞A梯型阻抗變換器，比之同長(zhǎng)度的線性的漸

31、變過(guò)渡或其它形狀的漸變變換器具有較好的匹配性能，因此阻抗變換器采用階梯變換形式。 圖2.2.4示出均勻阻抗變換器及其輸入端的電壓駐波比的變化曲線。圖2.2.4 均勻阻抗變換器的頻率特性曲線取波導(dǎo)波長(zhǎng)的倒數(shù) 1/ g作為自變數(shù)， 工作頻率從 f1到 f2，f1和 f2則分別是 g= g1和 g2時(shí)的頻率?，F(xiàn)定義四分之一波長(zhǎng)變換器的相對(duì)帶寬為:其中g(shù)1及g2分別時(shí)最長(zhǎng)和最短的工作波長(zhǎng)，此變換器每節(jié)的長(zhǎng)度 L 則取中心頻率時(shí)的波導(dǎo)波長(zhǎng)的四分之一。 即工作頻率的中心頻率被定義為波導(dǎo)波長(zhǎng)為g0時(shí)的工作頻率。 對(duì)于無(wú)色散線，則 g=，即波導(dǎo)波長(zhǎng)與工作波長(zhǎng)相同。由串接的矩陣合成法可得阻抗變換器整體的傳輸方程

32、為：現(xiàn)引入介入功率損耗比 P0/PL,則聯(lián)立后得出：其中：n 是等長(zhǎng)的傳輸線的節(jié)的數(shù)目Tn（x）是 n 階的切比雪夫第一種多項(xiàng)式插入損耗：當(dāng)時(shí)是通過(guò)帶中的最大損耗值，且此時(shí) 根據(jù)預(yù)給的阻抗比 R 及所要達(dá)到反射系數(shù)的指標(biāo)可計(jì)算所需的切比雪夫變換的節(jié)數(shù)。切比雪夫變換中每一階特性阻抗的計(jì)算，可通過(guò)對(duì)每一階反射系數(shù)的求解來(lái)獲得，當(dāng)每個(gè)阻抗跳躍處的兩邊阻抗相差不大時(shí),則由于波導(dǎo)在階梯變換處將產(chǎn)生反射，因此不能應(yīng)用波阻抗來(lái)處理階梯波導(dǎo)的匹配問(wèn)題，在此我們采用功率電流形式定義的波導(dǎo)的等效阻抗，如下：由（2.24）的公式求出階梯波導(dǎo)每一節(jié)的特性阻抗，然后由（2.25）式可得到階梯波導(dǎo)每一節(jié)的窄邊尺寸。2.3

33、 同軸波導(dǎo)轉(zhuǎn)換器的性能參數(shù)介紹2.3.1 輸入駐波比駐波：終端不匹配的傳輸線上各點(diǎn)的電壓和電流由入射波和反射波疊加而形成駐波。傳輸線上波腹處電壓振幅和波節(jié)點(diǎn)電壓振幅之比為電壓駐波比，用 表示，輸入駐波比越小越好。2.3.2 頻率范圍這是各種射頻/微波電路的工作前提，功分器的設(shè)計(jì)結(jié)構(gòu)與工作頻率密切相關(guān)，必須首先明確分配器的工作頻率，才能進(jìn)行設(shè)計(jì)。2.3.3 插入損耗輸入輸出間的插入損耗是由于傳輸線（如微帶線）的介質(zhì)或?qū)w不理想等因素所帶來(lái)的損耗，其計(jì)算公式為所有的路數(shù)的輸出功率之和與輸入功率的比值，而分配損耗為其中一路輸出功率與輸入功率的比。理想等分功分器的分配損耗為：=2.3.4 S參數(shù)S 參

34、數(shù)是與電壓駐波比（VSWR）直接相關(guān)的反射系數(shù)。傳輸系數(shù)通常用來(lái)表示增益或衰減。S 參數(shù)從功率的角度表達(dá)電路的輸入和輸出，因此可以用來(lái)度量沿50歐姆傳輸線電路元件的傳輸功率和反射功率。S 參數(shù)通過(guò)將電路端接系統(tǒng)的實(shí)際線阻來(lái)測(cè)量，它是一個(gè)具有幅度和相位信息的矢量。S11 、S22 為反射功率和入射功率之比，兩者同反射系數(shù)一樣，在 Smith 圓圖中得到廣泛應(yīng)用，因此，任意兩端口器件的輸入、輸出參數(shù)及其對(duì)的特征阻抗可以從極坐標(biāo)圖中提取。常見(jiàn)的S 參數(shù)以dB表達(dá)，見(jiàn)下表：表2.3.1 S參數(shù)S參數(shù)描述輸入反射系數(shù)，回波損耗正向傳輸系數(shù)、插入損耗輸出反射系數(shù)反向傳輸系數(shù)2.3.5 電壓駐波比駐波比(S

35、WR)又稱電壓駐波比(VSWR)波傳遞從甲介質(zhì)傳導(dǎo)到乙介質(zhì),會(huì)由于介質(zhì)不同，波的能量會(huì)有一部分被反射。這種被反射的波與入射波疊加的后形成的波稱為駐波，這是基本的物理原理。在電磁波有同樣的特性，電波在甲組件傳導(dǎo)到乙組件，由于阻抗特性的不同，一部分電磁波的能量被反射回來(lái),我們常稱此現(xiàn)象為阻抗不匹配。駐波比,一般指的就是電壓駐波比,是指駐波的電壓峰值與電壓谷值之比。理想的比例為 1:1 ，即輸入阻抗等于傳輸線的特性阻抗,但幾乎不可能達(dá)到。VSWR 1.25:1 反射功率1.14 %VSWR 1.5:1 反射功率4.06 %VSWR 1.75:1 反射功率7.53 %由上可知，駐波比越大，反射功率越高

36、，也就是阻抗不匹配。第3章 同軸-波導(dǎo)轉(zhuǎn)換器的仿真設(shè)計(jì)第3章 同軸波導(dǎo)轉(zhuǎn)換器的仿真設(shè)計(jì)3.1 HFSS 軟件的介紹HFSS(High Frequency Simulator Structure)是美國(guó)Ansoft公司開(kāi)發(fā)的全波三維電磁仿真軟件，該軟件采用有限元法，計(jì)算結(jié)果準(zhǔn)確可靠，是業(yè)界公認(rèn)的三維電磁場(chǎng)設(shè)計(jì)和分析的工業(yè)標(biāo)準(zhǔn)。HFSS 采用標(biāo)準(zhǔn)的 Windows 圖形用戶界面，簡(jiǎn)潔直觀；自動(dòng)化的設(shè)計(jì)流程，易學(xué)易用；穩(wěn)重成熟的自適應(yīng)網(wǎng)格剖分技術(shù)，結(jié)果準(zhǔn)確。使用 HFSS，用戶只需要?jiǎng)?chuàng)建或?qū)朐O(shè)計(jì)模型，指定模型材料屬性，正確分配模型的邊界條件和激勵(lì)，準(zhǔn)確定義求解設(shè)置，軟件便可以計(jì)算輸出用戶需要的設(shè)計(jì)

37、結(jié)果。HFSS 具有準(zhǔn)確的場(chǎng)仿真器，強(qiáng)大的電性能分析能力和后處理功能可以用于分析、計(jì)算并顯示下列參數(shù)：S、Y、Z 等參數(shù)矩陣；電壓駐波比)VSWR ；端口阻抗和傳播常數(shù)；電磁場(chǎng)分布和電流分布；諧振頻率、品質(zhì)系數(shù) Q；天線輻射方向圖和各種天線參數(shù)，如增益、方向性、波束寬度等；比收收率(SAR）；雷達(dá)反射截面(RCS）。經(jīng)過(guò)二十多年的發(fā)展，現(xiàn)今 HFSS 以其無(wú)與倫比的仿真精度和可靠性、快捷的仿真速度、方便易用的操作界面、穩(wěn)定成熟的自適應(yīng)網(wǎng)格剖分技術(shù)，已經(jīng)成為三維電磁仿真設(shè)計(jì)的首選工具和行業(yè)標(biāo)準(zhǔn)，被廣泛地應(yīng)用于航空、航天、電子、半導(dǎo)體、計(jì)算機(jī)、通信等多個(gè)領(lǐng)域，幫助工程師高效，地設(shè)計(jì)各種微波/高頻無(wú)

38、源器件。借助于 HFSS，能夠有效地降低設(shè)計(jì)成本，縮短設(shè)計(jì)周期，增強(qiáng)企業(yè)的競(jìng)爭(zhēng)力。HFSS 的具體應(yīng)用包括以下 8 個(gè)方面：1射頻和微波無(wú)源器件的設(shè)計(jì)2天線、天線陣列的設(shè)計(jì)3高速數(shù)字信號(hào)完整性分析4EMC/EMI問(wèn)題分析5電真空器件設(shè)計(jì)6目標(biāo)特性研究和RCS仿真7計(jì)算SAR3.2 設(shè)計(jì)指標(biāo)在818GHz頻段下利用HFSS仿真軟件設(shè)計(jì)和仿真，仿真結(jié)果插入損耗小于-15dB，最大駐波比小于1.25。這具有頻帶寬、插損低、駐波小等優(yōu)點(diǎn)。3.3 各類同軸波導(dǎo)轉(zhuǎn)換器的優(yōu)化設(shè)計(jì)3.3.1 普通同軸波導(dǎo)轉(zhuǎn)換器此設(shè)計(jì)方案采用標(biāo)準(zhǔn)矩形波導(dǎo)WR-75(EIA-國(guó)際標(biāo)準(zhǔn))。矩形波導(dǎo)寬a=19.05mm，矩形波導(dǎo)高b

39、=9.525mm。其主模頻率范圍為9.84GHz15GHz，截止頻率為7.869GHz。具體設(shè)計(jì)模型如下：圖3.1 同軸波導(dǎo)轉(zhuǎn)換器模型圖3.2 同軸波導(dǎo)轉(zhuǎn)換器模型參數(shù)仿真結(jié)果如下所示：圖3.3 同軸波導(dǎo)轉(zhuǎn)換器的插入損耗和回波損耗圖3.4 同軸波導(dǎo)轉(zhuǎn)換器的電壓駐波比通過(guò)仿真我們發(fā)現(xiàn)同軸波導(dǎo)轉(zhuǎn)換器的電壓駐波比較大，且在10GHz前回波損耗極大，9.84GHz15GHz的插入損耗亦沒(méi)有小于-20dB。這是因?yàn)闃?biāo)準(zhǔn)矩形波導(dǎo)WR-75(EIA-國(guó)際標(biāo)準(zhǔn))其主模頻率范圍為9.84GHz15GHz，截止頻率為7.869GHz，故在8GHz處很難達(dá)到論文所提出的指標(biāo)，設(shè)計(jì)有待完善。結(jié)合理論分析，我們打算應(yīng)用階

40、梯阻抗變化的理論。具體模型如下：圖3.5 同軸波導(dǎo)轉(zhuǎn)換器模型圖3.6 同軸波導(dǎo)轉(zhuǎn)換器模型參數(shù)仿真結(jié)果如下所示：圖3.7 同軸波導(dǎo)轉(zhuǎn)換器的插入損耗和回波損耗圖3.8 同軸波導(dǎo)轉(zhuǎn)換器的電壓駐波比通過(guò)仿真我們發(fā)現(xiàn)同軸波導(dǎo)轉(zhuǎn)換器的電壓駐波比小于1.20，且在9.84GHz15GHz的插入損耗小于-20dB。階梯阻抗改善了波導(dǎo)的插入損耗，但是其帶寬仍然沒(méi)有打到論文的要求。因此在階梯阻抗變換的基礎(chǔ)上還必須做相應(yīng)的改善，使帶寬達(dá)到論文的要求。3.3.2 寬帶同軸脊波導(dǎo)轉(zhuǎn)換器此設(shè)計(jì)方案采用標(biāo)準(zhǔn)矩形波導(dǎo)WR-62(EIA-國(guó)際標(biāo)準(zhǔn))。矩形波導(dǎo)寬a=15.799mm，矩形波導(dǎo)高b=7.899mm。其主模頻率范圍為

41、11.9GHz18GHz，截止頻率為9.488GHz。為了展寬帶寬，我們采用脊波導(dǎo)。具體設(shè)計(jì)模型如下：圖3.9 寬帶同軸脊波導(dǎo)轉(zhuǎn)換器模型仿真結(jié)果如下所示： 圖3.10 寬帶同軸脊波導(dǎo)轉(zhuǎn)換器的插入損耗和回波損耗圖3.11 寬帶同軸脊波導(dǎo)轉(zhuǎn)換器的電壓駐波比通過(guò)仿真我們發(fā)現(xiàn)寬帶同軸脊波導(dǎo)轉(zhuǎn)換器在8GHz處無(wú)法達(dá)到論文所提出的指標(biāo)，這是因?yàn)闃?biāo)準(zhǔn)矩形波導(dǎo)WR-62(EIA-國(guó)際標(biāo)準(zhǔn))主模頻率范圍為11.9GHz18GHz，截止頻率為9.488GHz。因此在8.5GHz之前，回波損耗較大，電磁波被大量反射，無(wú)法滿足論文指標(biāo)。但是我們不難發(fā)現(xiàn)，相較上一個(gè)模型，采用脊波導(dǎo)可以起到展寬帶寬的目的，這個(gè)方案可以說(shuō)

42、比較接近論文的指標(biāo)。3.3.3 優(yōu)化后的同軸脊波導(dǎo)轉(zhuǎn)換器綜合以上兩個(gè)設(shè)計(jì)方案，為達(dá)到論文提出的指標(biāo)，我們提出了一個(gè)新的方案，運(yùn)用階梯阻抗變換和脊波導(dǎo)，以達(dá)到展寬帶寬的目的。故其模型如下圖所示：圖3.12 同軸脊波導(dǎo)轉(zhuǎn)換器模型具體參數(shù)如下所示：圖3.13 同軸脊波導(dǎo)轉(zhuǎn)換器模型參數(shù)仿真結(jié)果如下所示：圖3.14 同軸脊波導(dǎo)轉(zhuǎn)換器的插入損耗和回波損耗圖3.15 同軸脊波導(dǎo)轉(zhuǎn)換器的電壓駐波比通過(guò)仿真我們發(fā)現(xiàn)優(yōu)化后的寬帶同軸脊波導(dǎo)轉(zhuǎn)換器帶寬更寬，在8GHz18GHz的范圍內(nèi)，其回波損耗基本都小于-15dB，且其電壓駐波比都小于1.30。這個(gè)方案基本滿足論文提出的要求，以增大回波損耗來(lái)?yè)Q取帶寬的加大。3.4

43、各類同軸波導(dǎo)轉(zhuǎn)換器的性能比較為了較為清晰地比較各個(gè)仿真結(jié)果，我將各個(gè)仿真的結(jié)果列于下表。模型回波損耗電壓駐波比帶寬特點(diǎn)描述同軸波導(dǎo)轉(zhuǎn)換器在-17dB左右小于210GHz15GHz內(nèi)小于-15dB帶寬較窄加工方便，帶寬窄，回波損耗大同軸波導(dǎo)轉(zhuǎn)換器（帶階梯阻抗變換）大部分頻段小于-20dB小于1.210GHz18GHz內(nèi)小于-20dB帶寬一般加工方便，電壓駐波比小，回波損耗小同軸脊波導(dǎo)轉(zhuǎn)換器大部分頻段小于-25dB小于1.159.5GHz18GHz內(nèi)小于-20dB帶寬較寬加工方便，電壓駐波比小，回波損耗小，使用脊波導(dǎo)優(yōu)化后的同軸脊波導(dǎo)轉(zhuǎn)換器大部分頻段小于-15dB小于1.258GHz18GHz內(nèi)小

44、于-15dB帶寬寬加工有難度，回波損耗小，使用脊波導(dǎo)，帶寬大表3.4.1 同軸波導(dǎo)轉(zhuǎn)換器仿真結(jié)果比較通過(guò)上面的表格，我們發(fā)現(xiàn)不同的內(nèi)部結(jié)構(gòu)，會(huì)導(dǎo)致同軸波導(dǎo)轉(zhuǎn)換器的指標(biāo)各不相同。考慮到優(yōu)化后的優(yōu)化后的同軸脊波導(dǎo)轉(zhuǎn)換器模型比較復(fù)雜，無(wú)法加工，階梯數(shù)目多，不能定量分析。因此我們完全可以用一個(gè)斜面代替原來(lái)的階梯。其仿真模型如下：圖3.16 同軸脊波導(dǎo)轉(zhuǎn)換器模型其具體的參數(shù)如下標(biāo)注：圖3.17 同軸脊波導(dǎo)轉(zhuǎn)換器具體參數(shù)圖3.18 同軸脊波導(dǎo)轉(zhuǎn)換器正視圖圖3.19 同軸脊波導(dǎo)轉(zhuǎn)換器側(cè)視圖圖3.20 同軸脊波導(dǎo)轉(zhuǎn)換器俯視圖注：圖中同軸線尺寸外半徑為R=2.05mm，內(nèi)同柱半徑r=0.65mm。三角斜坡的寬度

45、和同軸線的外直徑相同，為4.1mm。同軸線內(nèi)填充的是介電常數(shù)為1.951的介質(zhì)。按照上面的尺寸，建立模型。得到如下的仿真結(jié)果：圖3.21 同軸脊波導(dǎo)轉(zhuǎn)換器的插入損耗和回波損耗圖3.22 同軸脊波導(dǎo)轉(zhuǎn)換器的電壓駐波比我再把內(nèi)部結(jié)構(gòu)為階梯型的同軸脊波導(dǎo)轉(zhuǎn)換器仿真結(jié)果放上來(lái)圖3.23 同軸脊波導(dǎo)轉(zhuǎn)換器（未改為斜坡）的插入損耗和回波損耗圖3.24 同軸脊波導(dǎo)轉(zhuǎn)換器（未改為斜坡）的電壓駐波比我們發(fā)現(xiàn)相比于上一個(gè)模型，斜坡同軸脊波導(dǎo)轉(zhuǎn)換器的結(jié)果要稍微好于階梯型同軸脊波導(dǎo)轉(zhuǎn)換器。分析結(jié)果，我們不難看出這個(gè)模型基本符合論文中提出的要求。美中不足的是，插入損耗還是有點(diǎn)大，在-15dB上下。因此在10GHz處的電

46、壓駐波比也下不來(lái)。這是因?yàn)閃R-75這個(gè)型號(hào)的波導(dǎo)截止頻率在7.8GHz。所以無(wú)論用什么結(jié)構(gòu)，很難在8GHz處將其回波損耗調(diào)到-20dB以下。下面考慮高次模的傳輸問(wèn)題，由于波導(dǎo)的傳輸特性是在低頻截止，只有在8GHz18GHz處激勵(lì)起來(lái)的模式在-20dB 以下，才能保證這種對(duì)稱結(jié)構(gòu)激勵(lì)起的高次模非常小，對(duì)傳輸性能基本沒(méi)有影響，才可以保證單模傳輸。這個(gè)問(wèn)題比較復(fù)雜，也超出了論文的范圍，故沒(méi)有做深入的研究。由于時(shí)間和精力有限,并且在工程設(shè)計(jì)和調(diào)試上面經(jīng)驗(yàn)有欠缺，所以這個(gè)模型還并不是很完善，有待進(jìn)一步改善。第四章 總結(jié)第四章 總結(jié)通過(guò)這次同軸波導(dǎo)轉(zhuǎn)換器的設(shè)計(jì)，我最大的收獲是提升了動(dòng)手實(shí)踐能力，并且學(xué)習(xí)

47、了很多微波方面的知識(shí)。通過(guò)上面的仿真分析可以看出,通過(guò)理論分析和建模仿真，得到同軸脊波導(dǎo)矩形波導(dǎo)轉(zhuǎn)換，并在脊波導(dǎo)上加載階梯變換，可以在 818GHz 的倍頻程范圍內(nèi)駐波小于 1.3，同時(shí)結(jié)構(gòu)的對(duì)稱性保證激勵(lì)起的高次模非常小，波導(dǎo)結(jié)構(gòu)的插入損耗也可以做得很低，在工程上易于實(shí)現(xiàn)。這為超寬帶結(jié)構(gòu)的同軸波導(dǎo)饋電提供了非常有價(jià)值的參考。 另外，我學(xué)習(xí)了一種新的仿真軟件 HFSS(High Frequency Simulator Structure)，它是一款功能強(qiáng)大的仿真軟件，該軟件采用有限元法，計(jì)算結(jié)果準(zhǔn)確可靠，是業(yè)界公認(rèn)的三維電磁場(chǎng)設(shè)計(jì)和分析的工業(yè)標(biāo)準(zhǔn)。我仿真設(shè)計(jì)了多種不同功率分配要求的設(shè)計(jì)結(jié)果，使

48、自己對(duì)于理論和實(shí)踐相結(jié)合的運(yùn)用達(dá)到了較高的要求。這次同軸波導(dǎo)轉(zhuǎn)換器的設(shè)計(jì)，在一定程度上提高了我獨(dú)立思考、解決問(wèn)題的能力。從一開(kāi)始的查閱資料、原理學(xué)習(xí)、外文翻譯，到后來(lái)的功分器設(shè)計(jì)，以及 HFSS 軟件的仿真和畢業(yè)論文的寫(xiě)作，短短幾個(gè)月的時(shí)間使我收獲很大。我知道自己要學(xué)習(xí)的東西還有很多，現(xiàn)在的學(xué)習(xí)的知識(shí)只是九牛一毛，但是我收獲了受益頗多的學(xué)習(xí)方法，好的方法是學(xué)習(xí)的捷徑，我會(huì)在以后的學(xué)習(xí)中更加努力。參考文獻(xiàn)參考文獻(xiàn)1 孟慶鼐，微波技術(shù)，合肥工業(yè)大學(xué)出版社，2005。2 湯一銘 薄亞明，6-20GHz同軸矩形波導(dǎo)轉(zhuǎn)換器的設(shè)計(jì)，南京郵電大學(xué)論文。3 穆思親，7-18GHz帶SMA接頭同軸波導(dǎo)轉(zhuǎn)換器設(shè)計(jì)

49、，電子科技大學(xué)論文。4 魏振華 田立松 馮旭東 尹家賢 胡粲彬，8-18GHz 同軸-波導(dǎo)轉(zhuǎn)換器的分析與設(shè)計(jì)，國(guó)防科學(xué)技術(shù)大學(xué)電子科學(xué)與工程學(xué)院一系文獻(xiàn)。5 呂文菁 孫厚軍 呂昕，同軸-矩形波導(dǎo)轉(zhuǎn)換器的仿真，北京理工大學(xué)微波通信實(shí)驗(yàn)室論文。6 孫桂清，寬帶同軸波導(dǎo)轉(zhuǎn)換器的設(shè)計(jì)，中國(guó)電子科技集團(tuán)公司第 41 研究所文獻(xiàn)。7 陳明珠，W波段矩形波導(dǎo)-同軸轉(zhuǎn)換器的研制，光纖與電纜及其應(yīng)用技術(shù),1996。8 閆潤(rùn)卿 李英慧，微波技術(shù)基礎(chǔ)，北京理工大學(xué)出版社，2004。9 廖承恩，微波技術(shù)基礎(chǔ)，國(guó)防工業(yè)出版社,1994。10 朱建清.電磁波工程.長(zhǎng)沙：國(guó)防科技大學(xué)出版社,2000。11 顧瑞龍.微波技術(shù)

50、與天線.北京：國(guó)防工業(yè)出版社,1980。12 A. G. Williamson, “Coaxially fed, hollow probe in a rectangular waveguide,” Proc. IEE, vol. 132, pt. H, pp. 273-285,1985.13 I. M. Jarem. “A method of moments and a finite-difference time-domain analysis of a probe-sleeve fed rectangular waveguide cavity,” IEEE Trans. Microwave

51、 Theory Tech., vol. MTT-39, pp. 444-451, Mar. 1991.14 M. E. Bialkowski, “Analysis of a coaxial-to-waveguide adaptor incorporating a dielectric coated probe,” IEEE Microwave & Guided Wave Lett., vol. I, no. 8, pp. 211-214.15 GARB K, KASTNER R. Characteristic impedance of a rectangular double-ridg

52、ed TEM lineJ. IEEE Trans MTT,1997, 45(4): 554-557.16 RIBLET H J. The exact dimensions of a family of rectangular coaxial lines with given impedanceJ. IEEE Trans MTT, 1972, 20(8): 538-541.17 TIAN Yu-bo, ZHANG Bing, WANG Xin. Numerical method for solving characteristic parameters of square Coaxial lin

53、eC/2007 IEEE Antennas and Propagation International Symposium. Honolulu, HI, United States:Institute of Electrical and Electronics Engineers Inc, 2007:73-76.18 SARHAN M M, MATTHEW N O. Sadiku. analysis of rectangular Coaxial linesC/2007 IEEE Region 5 Technical Conference. Fayetteville, AR, United St

54、ates: Inst of Elec and Elec Eng, 2007: 322-325.19 BIALKOWSKI E. Analysis of a Coaxial-to-waveguide adaptor including a discended probe and a tuning postJ.IEEE Trans MTT, 1995, 43(2): 344-349.20 KEAM R B, WILLIAMSON A G. Broadband design of coaxial line/rectangular waveguide probe transitionJ. IEE Pr

55、oc Antennas and Propagation. 1994, 141(1): 53-58.21R.E.Collin. Field Theory of Guided Wave. NewYork:McGraw-Hill,1961, 323-33222 J.Uher J.Bornemann Uwe Rosenberg.Waveguide Components for Antenna Feed Systems:Theory and CAD.Artech House,1995,326致 謝最后，特別感謝我的父母，在我人生路上他們始終如一的關(guān)懷我、幫助我，無(wú)論是精神上還是經(jīng)濟(jì)上毫無(wú)保留地支持我，使我的學(xué)業(yè)得以順利完成，我將會(huì)在今后的日子里努力工作,報(bào)答他們的養(yǎng)育之恩。