武漢理工大學多路輸出反激變流器樣機設計.

1、課程設計任務書學生姓名：高時海竟專業(yè)班級：電氣1007指導教師：孟培培工作單位：自動化學院題目：多路輸出反激變流器樣機設計初始條件：220V交流電源輸入要求完成的主要任務:（包括課程設計工作量及其技術要求，以及說明書撰寫等具體 要求）設計32W多路輸出反激變流器樣機，要求達到：1、兩路輸出直流電壓分別為 5V、16V。2、完成總體系統(tǒng)設計。3、完成總電路和電力電子器件電壓和電流定額計算。4、完成控制電路方案設計。時間安排：6月5日6月6日：完成選題，領取設計任務書，查閱相關資料，規(guī) 劃總體設計方案；6月7日6月11日：完成電力電子裝置的具體設計方案，包括參數(shù) 設計、器件選取等；6月12日6月1

2、4日：整理資料，完成設計論文撰寫。指導教師簽名：年 月 日系主任（或責任教師）簽名:摘要11概述21.1 AC-DC變流器常用拓撲回顧 31.1.1 CFCCM同步整流反激變流器 41.1.2 CF DCM SR反激變流器 51.1.3 VF DCM同步整流反激變流器 61.1.4 VF AVS DCM 同步整流反激變流器 71.2反激轉(zhuǎn)換器中同步整流的驅(qū)動技術 82方案一論證112.1設計任務與要求 112.2設計任務分析 113方案二論證 123.1 系統(tǒng)參數(shù) 123.2 單端反激式高頻變壓器的設計 143.2.1 高頻變壓器設計考慮的問題 143.2.2單端反激式變壓器設計 153.3

3、高頻開關電源控制電路的設計 193.3.1 PWM集成控制器的工作原理與比較 193.3.2 UC3842 工作原理 203.3.3 UC3842 的使用特點 213.4 反饋電路及保護電路的設計 223.4.1過壓、欠壓保護電路及反饋 223.4.2 過流保護電路及反饋 233.5變壓器設計中注意事項 244小結25參考文獻261摘要現(xiàn)代工業(yè)、交通運輸、軍事裝備、尖端科學的進步以及人類生活質(zhì)量和生存環(huán)境的 改善，都依賴于高品質(zhì)的電能，據(jù)統(tǒng)計 70%的電能都是經(jīng)過變換后才使用，而隨著科技 的發(fā)展，需要變換的比例將會進一步提高。電力電子技術為電力工業(yè)的發(fā)展和電力應用 的改善提供了先進技術，它的核

4、心是電能形式的變換和控制，并通過電力電子裝置實現(xiàn) 其應用。電力電子裝置是以滿足用電要求為目標，以電力半導體器件為核心，通過合理的電 路拓撲和控制方式，采用相關的應用技術對電能實現(xiàn)變換和控制的裝置。逆變器和直流 斬波電路是應用很廣的一種電力電子裝置或技術。作為給便攜式數(shù)據(jù)處理設備的供電系統(tǒng)，AC-DC適配器隨著便攜式微處理設備不斷 小型化和輕型化的發(fā)展趨勢，也面臨著新的挑戰(zhàn)。要實現(xiàn)高效率和高功率密度的AC-DC 交流器，首先需要我們對AC-DC變流器常用的拓撲以及控制方法進行全面的了解，選出最佳的拓撲和控制方法。在此基礎上才有提高和優(yōu)化的可能 .11概述按照電子理論，所謂AC-DC就是交流轉(zhuǎn)換為

5、直流；AC-AC稱為交流變交流，即為 改變頻率；DC-AC稱為逆變；DC-DC為直流變交流后再變?yōu)橹绷鳌榱诉_到轉(zhuǎn)換的目 的，電流變換的方法是多樣的。自20世紀60年代，人們研發(fā)出了二極管、三極管半導 體器件后，就用 半導體器件進行轉(zhuǎn)換。所以，凡是用半導體功率器件作開關，將一種 電源形態(tài)轉(zhuǎn)換成另一種形態(tài)的電路，叫開關變換電路。在轉(zhuǎn)換時，以自動控制穩(wěn)定輸出 并有各種保護環(huán)節(jié)的電路，稱為開關電源（Switchi ng Power Supply）人們在開關電源技術領域是邊開發(fā)相關電力電子器件，邊開發(fā)開關變頻技術，兩者 相互促進推動著開關電源每年以超過兩位數(shù)字的增長率向著輕、小、薄、低噪聲、高可 靠、

6、抗干擾的方向發(fā)展。開關電源可分為 AC-DC和DC-DC兩大類，也有AC-AC、 DC-AC如逆變器DC-DC變換器現(xiàn)已實現(xiàn)模塊化，且設計技術及生產(chǎn)工藝在國內(nèi)外均 已成熟和標準化，并已得到用戶的認可，但AC-DC的模塊化，因其自身的特性使得在模塊化的進程中，遇到較為復雜的技術和工藝制造問題。最基本的單端反激電源電路如圖1.1所示。變壓器及時一個變壓器有事一個線線電 感，T飽和導通時其等效阻抗近似為零，如果外加電壓 Vin恒定，流過繞組N1的電流 i1線性增長，由于繞組N2和N1是反極性的，二極管D截止，副邊沒有電流，導通期間 的能量存儲在初級電感里；當開關管截止時，副邊繞組感應電勢使二極管導通

7、，通過輸 出電容和負載釋放磁場能量。根據(jù)副邊繞組放電時間的不同，單端反激電源分為三種工 作模式：不連續(xù)工作模式（DCM ）、臨界工作模式和連續(xù)工作模式（CCM ）。03DOClDIzsR1T1rVinC2VO圖i.i單端反激電源電路1.1 AC-DC變流器常用拓撲回顧在低于70W勺典型小功率應用中，考慮到成本和體積，人們傾向于采用圖1.2所示的單級方式。圖1.3所示的兩級方式是功率大于75W同時必須滿足IEC100O一32標準規(guī) 定的一個自然的選擇。雖然 Singlestage方式把圖1.2中的前端級和DC-DC級組合了起 來，但是較低的效率（典型地，大約是85%）使它不適于這種應用。在接下來

8、的討論中， 我們將不去回顧Single-stage方式。01%DC/DCAC輸入0*變換器圖1.2單級適配器AC輸入1!1 !:PFCTn TDC/DC 變換器圖1.3雙級適配器一般來說，單級的AC-DC適配器設計主要是圍繞反激式和正激式功率級展開。兩級 方式通常采用半橋式和正激式拓撲。 對于AC-DC反激適配器，存在著幾種常用的控制方 案。下面我們來討論一下這些方案的主要優(yōu)缺點。四種不同的控制方案總結如下，即恒 頻（CF）連續(xù)導通模式（CCM）、CF斷續(xù)導通模式（DCM）、變頻（VF）DVM和VF零電壓開 關（ZVS）DCM1.1.1 CFCCM同步整流反激變流器工作于CCM的同步整流反激變

9、流器主要波形如圖 1.4所示。圖1.4中，在死區(qū)時間 Ton和Tff 內(nèi),副邊電流isec流過同步整流管的寄生二極管（圖1.4中ised陰影部分）使其導通。 寄生二極管Dsr的導通不僅增加了導通損耗，而且由于其較差的特性還引入了反向恢復 損耗。同步整流總的功率損耗主要由三部分組成，即導通損耗，包括溝道電阻損耗和寄 生二極管損耗，反向恢復損耗，及由在交壓器漏感和寄生電容之間產(chǎn)生的寄生振蕩所引 起的關斷損耗。雖然在二極管整流（DR）的反激變流器中也存在反向恢復損耗和關斷損 耗，但是同步整流（SR）由于其寄生二極管具有大得多寄生電容和較差的反向恢復特性， 對總損耗產(chǎn)生的影響也有很大的不同。而且隨著輸

10、入電壓的升高，PrrSR PffS%增大。當它們增加的損耗超過了導通損耗所減少的部分， 總的效率就反而要比傳統(tǒng)工作在 CCM 的二極管整流（DR）反激變流器來得低了。圖1.4 CF CCM同步整流反激變流器的主要波形（陰影部分為SR的寄生二極管導通區(qū)）當主管SW和SR的導通損耗占總損耗的絕大部分時，采用這種控制方式的反激變流 器可以達到個比較高的效率。當輸出電流不是很高時，其效率就不會比傳統(tǒng)的二極管 整流反激變流器有很大的改進。1.1.2 CF DCM SR反激變流器如前所述，由于SR勺開關損耗和反向恢復損耗，CF CCM反激變流器的效率隨著電 壓的升高而降低。為了降低這兩種損耗，變流器最好工

11、作在DCM模式。CF DCM SR反激變流器的主要波形參見圖1. 5。為了防止輸出濾波電容通過開通的SR放電，當副邊電 流到零的時候必須關斷SR，或者再加一段小延時。當SR關斷后，變壓器的激磁電感和 SW及SR的寄生電容開始諧振，如圖1. 5所示。對于一個具有穩(wěn)定輸出的交流器來說， 圖1. 5中的諧振時間TDCM隨輸入電壓明顯變化，而隨輸出電流變化不明顯。主開關管 將在諧振電壓峰值或者谷值的范圍內(nèi)開通，所以變流器的效率受輸入電壓的影響很大。 另外，由于SR具有大得多的寄生電容值，在 DCM模式諧振引起的導通損耗要比同樣模式下DF反激變流器太得多將這種控制方式與前一種相比較，可以發(fā)現(xiàn)反向恢復損耗

12、瑤和SR關斷損耗的消除是 在增加導通損耗的代價下實現(xiàn)的。SV的開關損耗依賴于輸入電壓，%*SW SR I圖1.5 CF DCM同步整流反激變換器的主要波形（陰影部分為SR的寄生二極管導通區(qū)）但是不會超過CF CCM反激變流器中的相應值。在輸出電流不是太大的情況下，通 過這種控制方式得到的效率通常要高于前一種。而且，與輸入電壓相關的效率使這控制 方式并不適合用在AC-DC適配器中。通常在AC-DC適配器中，為了便于設計散熱，往往 需要一個在整個輸入電壓范圍內(nèi)都比較平坦的效率曲線。在特定負載和輸入電壓下的高效率對適配器的散熱設計并沒有什么意義。1.1.3 VF DCM同步整流反激變流器上面提到的頻

13、率隨輸入電壓的變化而波動的情況可以通過采用變頻（VF）控制來消除。在這種控制中，SR在電流過零的時候關斷，SW經(jīng)過一段恒定的時間Tdelay后開通。 這樣，在由激磁電感和SW、SR的寄生電容相互作用產(chǎn)生的寄生振蕩中，SW在振蕩谷底 開通，從而使開通損耗最小化。VF DCM同步整流反激的主要波形見圖1.6。相對于CF DCM反激交流器，VF DCM反激交流器由于減小了 SW的開通損耗，消除了寄生振蕩損 耗，因此在電壓較低時具有較高的效率。由于采用了變頻（VF）工作模式，在低電壓和滿載情況下，開關頻率最低；當母線電壓增加或者負載降低時，開關頻率又會隨之升高如果省下的功率能夠比隨開關頻率提高而提高的

14、開關損耗和磁損耗值低的話，那么在高母線電壓時的效率也能夠比CF DCM變流器高一些。wlr：MUM1 ripTtL圖1.6 VF DCM同步整流反激變流器的主要波形 陰影部分為SR的寄生二極管導通區(qū)311.1.4 VF AVS DCM同步整流反激變流器圖1 . 7 VF ZVS同步整流反激變流器的主要波形陰影部分為SR的寄生二極管導通區(qū)如上所述，主開關管SW的ZVS可以通過滿足條件Vinn*V。來獲得，Vin為輸入電壓， V。為輸出電壓，n為變壓器匝比。在高母線電壓的條件下，變流器只能取得部分的ZVS效果。但是在整個負載范圍和輸入電壓范圍內(nèi)，VF反激變流器主開關管SV可以獲得完全的ZVS效果。

15、SR在副邊電流過零延時一小段時間后才關斷， 所以副邊會產(chǎn)生一個負電 流對寄生電容進行放電。主要波形如圖1. 7所示。由于這一負向的副邊電流，副邊電流 有效值及導通損耗將會稍有增加。所以 SW的開通損耗必須與導通損耗達到一個折衷的 效果。使用這一控制方式的反激變流器總效率不一定會比前一種高。1.2反激轉(zhuǎn)換器中同步整流的驅(qū)動技術一般來說，驅(qū)動同步整流橋有兩種方式：自驅(qū)動和外驅(qū)動。外驅(qū)動更加靈活，但是 通常會比相應的自驅(qū)動方案更復雜，成本更高，穩(wěn)定性更差，所以設計者們往往不太愿 意采用外驅(qū)動方案。自驅(qū)動方式可以進一步分成電壓驅(qū)動和電流驅(qū)動模式。電流驅(qū)動模 式根據(jù)檢測到的流過SR的電流來決定開通還是關

16、斷sR。所以它需要比如電流互感器或附 帶控制和驅(qū)動電路的電流檢測MOSFET之類的電流檢測部件。它的主要優(yōu)點是對拓撲沒 有依賴性。電流驅(qū)動的SF可以直接替代任何拓撲中的二極管。電壓驅(qū)動的同步整流由于其簡單性、經(jīng)濟性和穩(wěn)定性而備受青睞。電壓驅(qū)動同步整流的驅(qū)動信號是由變壓器繞組 或者電感耦合繞組所得到的。但是其主要缺點就是對拓撲和輸入電壓有依賴性。它更加 適合應用在諸如正激、半橋、全橋和推挽等由 buck衍變出來的拓撲中。圖1.8自驅(qū)動方法圖1.9電流型驅(qū)動Q5 別厝u圖1.11混合驅(qū)動萬案SR實現(xiàn)的復雜性和成本可以通過使用圖1. 11中的混合驅(qū)動方式最小化。SR由變壓 器驅(qū)動繞組通過二極管和電阻

17、開通。 流過同步管Q2的電流通過電流傳感器CT檢測。當流 過同步管Q2的電流為正向時，CT的副邊電流通過D5自由導通。一旦電流極性反向，CT 副邊電流使三極管Q3開通，進而關斷Q2。與純電流型同步驅(qū)動電路相比，混合型驅(qū)動既需要從變壓器上引出輔助繞組，又需 要一個電流互感器，因此相對較復雜。但是其外圍的輔助電路可以相應減少一些，特別 是在輸出電壓很高或者很低的場合，與純電流型同步驅(qū)動電路相比更簡潔。2方案一論證2.1設計任務與要求條件：輸入交流電壓：220V。設計32W多路輸出反激變流器樣機，要求達到：1、兩路輸出直流電壓分別為 5 V、16V。2、完成總體系統(tǒng)設計。3、完成總電路和電力電子器件

18、電壓和電流定額計算。4、完成控制電路方案設計。2.2設計任務分析為使電源結構簡單、緊湊，工作可靠，減少成本，小功率開關穩(wěn)壓電源采用單端反 激型或單端正激型電路。與單端反激型電路相比，單端正激型電路開關電流小、輸出波紋小，更容易適應高頻化C4O.iu+12UV5V圖2.1主電路圖該固定直流穩(wěn)壓電源電路由輸入變換電路和穩(wěn)壓電路組成，如圖2.1所示。輸入變換電路由電源變壓器T、整流二極管VD1VD4和濾波電容器C1C3組成。穩(wěn)壓電路由三端穩(wěn)壓集成電路IC1IC3和電容器C4C6組成。開通電路后，交流220V電壓經(jīng)T降壓、VD1VD4整流、C1C3濾波及IC1IC3穩(wěn)壓 后，分別產(chǎn)生+12V、+5V、

19、-5V電壓。在此主電路中，VD1和VD4起半波整流作用，VD2和VD3起全波整流作用。IC1輸入 端電壓由C1和C2上的電壓疊加（正向相加）后提供；IC1 和IC3的輸入端電壓分別由C2 和C3提供。在元器件的選擇中：C1C3均選用耐壓值為16V的鋁電解電容器；C4C6均選用獨石電容器。VD1VD4選用1N4001或1N4007型硅整形二極管。IC1IC3均選用固定式三端穩(wěn)壓集成電路，IC1型號為LM7812，IC2為LM7805，IC3 為 LM7905。T選用35W、二次電壓為雙9V的電源變壓器。3方案二論證3.1系統(tǒng)參數(shù)電路形式：單端反激式；交流電源：220V _10% ;開關電源輸出電

20、壓、電流：+5V, 1A; 12V, 0.5A; +30V, 1A。開關管開關頻率：f =100KHz。主電路設計圖如圖3.1所示，其中的控制芯片采用UC3842。電源的輸出電壓等級有 三種：+ 5 V、+12 V、+30V。該電路的變換器是一個降壓型開關電路。由單管驅(qū)動隔 離變壓器TC主繞組N1電流，C2、R3可以提供變壓器原邊泄放通路。輸出經(jīng)整流、濾波 送負載。芯片所用的電源VCC由R2從整流后電壓提供。VCC同時也作為輔助反饋繞組N3 的反饋電壓。如圖3.1所示。圖3.1 UC3842構成的反激式開關電源電路圖220V電由C1、L1濾除電磁干擾，負溫度系數(shù)的熱敏電阻 Rt1限流，再經(jīng)VC

21、整流、 C2濾波，電阻R、電位器RR降壓后加到UC3842的供電端（腳），為UC3842提供啟 動電壓，電路啟動后變壓器的付繞組的整流濾波電壓一方面為 UC3842提供正常工 作電壓，另一方面經(jīng)R3、R4分壓加到誤差放大器的反相輸入端腳，為 UC3842提供負 反饋電壓，其規(guī)律是此腳電壓越高驅(qū)動脈沖的占空比越小，以此穩(wěn)定輸出電壓。腳和腳外接的R6、C8決定了振蕩頻率，其振蕩頻率的最大值可達 500KHZ。 R5、C6用于改 善增益和頻率特性。腳輸出的方波信號經(jīng) R7、R8分壓后驅(qū)動MOSFEF功率管，變壓 器原邊繞組的能量傳遞到付邊各繞組， 經(jīng)整流濾波后輸出各數(shù)值不同的直流電壓供 負載使用。電

22、阻Rio用于電流檢測，經(jīng)R9、C9濾濾后送入UC3842的腳形成電流反饋環(huán). 所以由UC3842構成的電源是雙閉環(huán)控制系統(tǒng)，電壓穩(wěn)定度非常高，當UC3842的腳電壓高于1V時振蕩器停振，保護功率管不至于過流而損壞。3.2單端反激式高頻變壓器的設計3.2.1高頻變壓器設計考慮的問題1) 磁芯損耗磁芯損耗取決于磁感應增量、頻率和溫度。若不考慮溫度影響 ，軟磁鐵氧體鐵芯總 損耗通常由三部分構成：磁滯損耗Ph渦流損耗Pe和剩余損耗Pr。每種損耗產(chǎn)生的頻 率范圍是不同的，鐵芯總損耗為：P 二 KpVfmBn(3-1)式(3-1)其中KP為鐵芯損耗系數(shù)，不考慮溫度時為常數(shù)，V為鐵心體積，f為工作頻 率，B

23、為磁感應強度,m、n分別是工作頻率和磁感應的指數(shù)，它們與鐵芯的材料有關， 具體數(shù)值可以通過查表得到。2) 繞組損耗由于諧波的存在，繞組損耗也是變壓器損耗的重要組成部分，對變壓器來說諧波畸變率越大，損耗也將會越大。在諧波影響下，變壓器的繞組損耗將隨著諧波電流的增 大而增大。由于非全相整流負荷的原因，變壓器中會存在直流分量，它會使變壓器產(chǎn)生 偏磁。因此，如果考慮直流分量的影響，繞組損耗的計算公式為：Pcu =廠 Rh 1 I2 1 L Rh 2 if 2(3-2)h =0h=0式(3-2)中：Pcu為繞組損耗，h為諧波次數(shù),Rh 1為第h次諧波下原邊繞組的電阻 Rh 2為第h次諧波下副邊繞組的電阻

24、，Ih 1為流過原邊繞組的諧波電流的有效值 Ih 2為流過副邊繞組的諧波電流的有效值。3) 溫升高頻變壓器的溫升對系統(tǒng)的工作狀態(tài)和輸出功率會有影響，而溫升與能量損耗一 般成正比關系，即：汀二 RhP(3-3)其中Rth 比例常數(shù)，即熱阻.T 溫升 P 損耗功率由上式(3-3)可知，為了降低溫升，必須減少能量的損耗。而能量的損耗又直接與 鐵芯損耗和繞組損耗有關，因此在設計中必須考慮降低它們的損耗量。4) 磁芯要求高頻變壓器與50H z的工頻變壓器相比，頻率提高了幾百倍，繞組匝數(shù)大大減少， 銅耗及調(diào)整率減小，但鐵芯中的損耗將隨頻率的提高大大增加。一般開關電源中使用的 鐵芯有如下要求：(1) 盡可能

25、高的磁感應強度(但注意在最大輸出功率時，不能達到飽和，以免產(chǎn)生 失真)；(2) 盡可能高的導磁率；(3) 要求磁損較??；(4) 要求線包加工及裝配容易；(5) 磁特性隨溫度變化要小，即要求較穩(wěn)定的溫度系數(shù)。3.2.2單端反激式變壓器設計單端反激式變壓器又稱電感儲能式變壓器，當高壓開關管Q1被脈寬調(diào)制(PulseWidth Modulation, PWM )脈沖信號激勵而導通時，直流輸入電壓施加到高頻變壓器T的原邊繞組上，在變壓器次級繞組上感應出的電壓使整流管D1反向偏置而阻斷，此時電源能量以磁能形式存儲在初級電感中；當開關管Q1截止時，原邊繞組兩端電壓極性反向，副邊繞組上的電壓極性顛倒，使 D

26、1導通，儲存在變壓器中的能量釋放給負載。如圖3.2所示。圖3.2單端反激式變壓器工作原理圖 變壓器磁芯的選擇開關電源輸出功率:PN =5 1 2 12 0.5 30 仁 47W(3-4)磁芯材料選用錳 -鋅鐵氧體，其飽和磁感應強度為：5000GS,相對磁導率: u=30S 50 0Q取最大磁通密度：Bm=0.2T。當磁芯中磁感應強度小于 B 0.2T時,磁芯的相對磁導率可?。罕?2000，磁芯磁導率為：u =uru。=2000 4二 10, =8- 10* N/A2(3-5)開關電源效率取=0.65，則所需要的變壓器面積乘積為：3.42PnfBmKwKj3.447560.65 105 0.3

27、0.3 3 106(3-6)9449.2 10 m 0.92cm式(3-6)中：窗口利用系數(shù)Kw取0.3，繞組電流密度Kj 取3A/mm2。由于骨架需要 選擇EI40磁芯，其磁芯截面積為：AC =1.2 1.2=1.44cm2窗口面積為：A =0.8 2. 1.84cm2磁路長度：I =9.2 10 * m面積乘積為：AcA =1.44 1.84= 2.65cm4(3-7)所以綜上計算EI40滿足功率輸出能力要求。 原邊繞組匝數(shù)的選取原邊直流電壓范圍：UI =279342V?。弘娫措妷鹤畹?、負載最大時，最大占空比為 50%由上可得原邊匝數(shù):3UN1 二LMINDmAX2 fBmAc3 279

28、0.554 = 73 (匝)2 100.2 1.44 10_(3-8)原邊電流最大值的計算：I P2 -3Pn3 47A0.78A(3-9)U IMIN DmAX2 0.65 279 0.5 各副邊繞組匝數(shù)計算：根據(jù)原邊電流峰值，考慮損耗因素，選擇開關管，選用大功率三極管，其Vce=800V， 取主輸出整流管導通壓降Ud =0.7V，安全裕量Ub = 200V。（1）主輸出繞組匝數(shù)為：N2Ni U20 UdVCEO -U iMAX _ U B735 0.7800 -353 -200= 1.7 (匝)(3-10)即只要主輸出繞組匝數(shù)大于上式的計算值，開關管就不會過壓。故取主輸出繞組 匝數(shù)為：N

29、2 = 5 （匝）（2）-12V輸出繞組匝數(shù)：考慮到12V輸出作為運算放大器電源，需要較高的電壓精度，整流濾波后采用三 端穩(wěn)壓器穩(wěn)壓，故?。篘3 = 13 （匝）其反激電壓為：U 3O =山 U 2O U d = 13 5 0.7 = 14.8v（3-11）N25（3）+30V俞出繞組匝數(shù)：+30V 輸出用于觸發(fā)電源，精度要求不高，其匝數(shù)為：N5 =N2 % Ud =5 30 0.7 =26.9 （匝）（3-12）52 U 2O u d 5 0.7考慮到內(nèi)阻壓降，故+30V俞出繞組?。篘5=28 （匝） 磁路間隙計算:二 0.31mm(3-13)uoN1IP2l 4 10- 73 0.78 9

30、.2 106 =_Bmur0.22000 原邊繞組電感計算：L1 Bm AC = 73 0.2 M4 10,2.7 1OH=2.7mH(3-14)仁0.78 各繞組線徑的計算：(1)原邊繞組：匝數(shù)73匝;額定電流h =0.76*2 =0.76 0.78=0.6A選用：0.5mm，截面積 S = 0.196mm2 ；最大電流密度：J/匕 063.06 A/mm2(3-15)51 0.196(2) 主輸出繞組：匝數(shù)2 =5匝；額定電流：12 =2.2812。=2.28I2d =2.28 1 -2.28A選用：3 G0.5mm，截面積 S2 =3 0.196 = 0.588mm2最大電流密度：J2二

31、匕=3.88A/mm2(3-16)52 0.588(3) -12V輸出繞組：匝數(shù)Na =13匝；額定電流：13 =2.2813。=2.28I3d =2.28 0.5 =1.14A選用：20.5mm，截面積：S2 0.190.392mm最大電流密度：J3 = L 1142.91A/mm2(3-17)S30.392(4) +30V俞出繞組：匝數(shù)N5 =28匝額定電流：15 =2.2815。=2.28 1 = 2.28A 窗口的驗算：繞組截面積和： SN2S2 2 N3S3 N5S5=73 0.196 5 0.588 2 13 0.392 28 0.5882=43.977mm(3-18)ET40磁芯

32、窗口面積為1.84cm，實際窗口利用系數(shù)：KW0：4 =0.240.4 窗口符合要求。（3-19）A 1.84m3.3高頻開關電源控制電路的設計開關電源的主電路主要處理電能，而控制電路主要處理電信號，屬于“弱電”電路, 但它控制著主電路中的開關器件的工作，一旦出現(xiàn)失誤，將造成嚴重后果，使整個電源 停止工作或損壞。電源的很多指標，如穩(wěn)壓穩(wěn)流精度、紋波、輸出特性等也都同控制電 路相關。因此，控制電路的設計質(zhì)量對電源的性能至關重要3.3.1 PWM集成控制器的工作原理與比較 I Si成控制器通常分為電壓控制模式和 應快，補償及保護電路簡單，增益帶寬大，易 電流控制模式又分為峰值電流模式和平控制模式”

33、流扌控制模式F因為動態(tài)響荒及可防止 本論文采1偏磁 用峰等優(yōu)點 值電流而被丿 控制模泛采 if式。用/ 如均電流摸式,圖3.3所示。=肺UUULIL圖3.3電壓控制模式圖3.3電流控制模式電壓電流兩種控制模式的工作原理如圖(1)為電壓控制模式的PWM原理圖。由圖可以看出電壓控制模式只有一個電 壓反饋閉環(huán)，采用脈沖寬度調(diào)制法。它工作的基本原理是：當恒頻時鐘脈沖置位鎖存器 時，輸出電壓U。與參考電壓Uref經(jīng)誤差放大器EA放大后得到了一個誤差電壓信號 Ue，Ue再與振蕩電路產(chǎn)生的固定鋸齒波電壓經(jīng) PWM比較器COM比較，由鎖存器輸出 占空比隨誤差電壓信號Ue變化的具有一定占空比的一系列脈沖。如圖(

34、2)為峰值電流控制模式的PWM原理圖。由圖可以看出，它在原有的電壓環(huán) 上增加了電流反饋環(huán)節(jié)，構成電壓電流雙閉環(huán)控制。它工作的基本原理是：輸出電壓Uc與參考電壓Uref經(jīng)誤差放大器EA放大后得到一個誤差電壓信號Ue，U再與變壓器 初級電感線圈中電流的采樣電壓 Ur比較，產(chǎn)生調(diào)制脈沖的寬度，由恒頻時鐘脈沖置位鎖 存器輸出脈沖，使得誤差信號對電感電流的峰值起控制作用。當Ur幅度達到Ue電平時, PWM比較器的狀態(tài)翻轉(zhuǎn)，鎖存器復位，驅(qū)動撤除，開關管關斷，電路逐個地檢測和調(diào)節(jié) 電感電流脈沖，由此控制電源的輸出電壓。若輸入電壓下降，整流后的直流電壓下降，經(jīng)電感延遲使輸出電壓下降，經(jīng)誤差放大 器延遲，Ue電

35、壓不變，在電流環(huán)中電感的峰值電流也隨輸入電壓下降 ，電感電流的斜 率di/dt下降，導致斜坡電壓推遲到達Ue ,使PWM占空比增大,起到調(diào)整輸出電壓的作 用。332 UC3842工作原理UC384是高性能固定頻率電流模式控制器，專為離線和直流至直流變換器應用而設 計，為設計人員提供只需最少外部元件就能獲得成本效益高的解決方案，這些集成電路 具有可微調(diào)的振蕩器、能進行精確的占空比控制、溫度補償?shù)膮⒖?、高效益誤差放大器、 電流取樣比較器和大電流圖騰柱式輸出，是驅(qū)動功率 MOSFE的理想器件。其他的保護特 性包括輸入和參考欠壓鎖定，各有滯后、逐周電流限制、可編程輸出靜區(qū)時間和單個脈 沖測量鎖存。主要

36、特點如下：(1) 微調(diào)的振蕩器放電電流，可精確控制占空比；(2) 電流模式工作到500kHZ(3) 自動前饋補償；(4) 鎖存脈寬調(diào)制，可逐周限流；(5) 內(nèi)部微調(diào)的參考電壓，帶欠壓鎖定；(6) 大電流圖騰柱輸出；(7) 欠壓鎖定，帶滯后。UC384為雙列8腳單端輸出的它激式開關電源驅(qū)動集成電路，如圖3.4所示。其內(nèi)部電路包括振蕩器、誤差放大器、電流取樣比較器、PW鎖存電路、5VC基準電壓、欠壓鎖定電路、圖騰柱輸出電路、輸出電路等。圖2-3示出了 UC3842內(nèi)部框圖和引腳圖，UC3842 采用固定工作頻率脈沖寬度可控調(diào)制方式，共有8個引腳，各腳功能如下：圖3.4UC3842內(nèi)部結構 腳是誤差

37、放大器的輸出端，外接阻容元件用于改善誤差放大器的增益和頻率特性； 腳是反饋電壓輸入端，此腳電壓與誤差放大器同相端的2.5V基準電壓進行比較，產(chǎn)生誤差電壓，從而控制脈沖寬度； 腳為電流檢測輸入端，當檢測電壓超過1V時縮小脈沖寬度使電源處于間歇工作狀態(tài)； 腳為定時端，內(nèi)部振蕩器的工作頻率由外接的阻容時間常數(shù)決定，f=1.8/(R tX Ct)； 腳為公共地端； 腳為推挽輸出端，內(nèi)部為圖騰柱式，上升、下降時間僅為50ns驅(qū)動能力為土 1A ； 腳是直流電源供電端，具有欠、過壓鎖定功能，芯片功耗為15mW 腳為5V基準電壓輸出端，有50mA的負載能力。3.3.3 UC3842的使用特點(1) 采用單端

38、圖騰柱式PW脈沖輸出，輸出驅(qū)動電流為土 200 mA，峰值可達土 1A。(2) 啟動電壓大于16 V，啟動電流僅1 mA即可進入工作狀態(tài)。處于正常工作狀態(tài)時，工作電壓在1034 V之間，負載電流為15 mA。超出此限制，開關電源呈欠電壓 或過電壓保護狀態(tài)，無驅(qū)動脈沖輸出。(3) 內(nèi)設5 V(50 mA)基準電壓源，經(jīng)2 ： 1分壓后作為取樣基準電壓。(4) 輸出電流為200 mA,峰值為1 A,既可驅(qū)動雙極型三極管也可驅(qū)動 MOSFET。 若驅(qū)動雙極型三極管，應加入開關管截止加速 RC電路，同時將內(nèi)部振蕩器的頻率限制在 40 KHz以下。若驅(qū)動MOSFET，振蕩頻率由外接ROt路設定，工作頻率

39、最高可達 500 KHz。(5) 內(nèi)設過流保護輸入(腳)和誤差放大輸入(腳)兩個PW控制端。誤差放大器 輸入構成主PW控制系統(tǒng)，可使負載變動在30%100%時輸出負載調(diào)整率在8 %以下， 負載變動在70%100%時負載調(diào)整率在3%以下。(6) 過流檢測輸入端可對每個脈沖進行控制，直接控制每個周期的脈寬，使輸出電 壓調(diào)整率達到0.01%/V。如果腳電壓大于1 V或腳電壓小于1 V，PW比較器輸出高 電平使鎖存器復位，直到下一個脈沖到來時才重新置位。利用腳和腳的電平關系， 在外電路控制鎖存器的開/閉，使鎖存器每個周期只輸出一次觸發(fā)脈沖。因此，電路的 抗干擾性極強，開關管不會誤觸發(fā)，提高了可靠性。集

40、成電路內(nèi)部基準電CT勺充電與放電過程(3-20)(7) 內(nèi)部振蕩器的頻率由腳外接電阻與腳外接電容設定。 壓通過腳引入外同步。腳和腳外接 RT CT構成定時電路， 構成一個振蕩周期，其振蕩頻率可由下式近似得出：1 1 1.8fTC 0.55RtCt RtCt3.4反饋電路及保護電路的設計341過壓、欠壓保護電路及反饋如圖3.5所示。E4L圖3.5輸出電壓反饋及保護電路啟動后變壓器的付繞組的整流濾波電壓一方面為 UC3842提供正常工作電 壓，另一方面經(jīng)R、F4分壓加到誤差放大器的反相輸入端腳，為 UC3842提供負反饋電 壓，其規(guī)律是此腳電壓越高驅(qū)動脈沖的占空比越小，以此穩(wěn)定輸出電壓。3.4.2

41、過流保護電路及反饋如圖3.6所示。過流保護電路是由R10 R9以及C9組成。R9上的電壓反映了電流瞬時值，當開關電 源發(fā)生過電流時，開關管S1漏極的電流會增大,會增大，接入UC3842勺保護輸入端腳, 當=1V時，UC384芯片的輸出脈沖將關斷。通過調(diào)節(jié)R10ffi R9勺分壓比可以改變開關管的 限流值，實現(xiàn)電流瞬時值的逐周期保護比較，屬于限流式保護。輸出脈沖關斷，實現(xiàn)對 電流平均值的保護，屬于截流式保護。原邊輸出電流J =600mA,UC3842輸出電流I = 200mA ,所以三極管漏極電流I漏=I1 I = 800mA。假設 R10/K門，濾波電容 C9=470pf。所以流過R9的電流：

42、lR9=l漏 必=800-仁799mA（3-21）1KQ所以:R91VI R91V799 mA(3-22)3.5變壓器設計中注意事項（1）首先要確定變壓器應用的電路結構，再采用正確的計算方法選擇最優(yōu)磁芯。（2）在通過窗口充填系數(shù)核算磁芯窗口面積時 ，如果窗口的利用率過大或過小都 必須重新選擇磁芯，重新開始設計。（3）由于磁芯的磁通量越大磁芯體積越小，在設計過程中可先根據(jù)窗口面積選擇 最小的鐵芯體積，再根據(jù)工作頻率選擇合適的磁芯頻率和磁通量。 因此，為了降低損耗 要綜合上述兩個方面的因素來合理地選擇磁芯。（4）為了減少繞組的損耗，可從如下三個方面綜合考慮：第一，要減少電路中的 諧波分量；第二，繞組導線要細化； 第三，選擇合適的繞線方式。（5）設計中要根據(jù)損耗的大小考慮溫升問題并留有余地 ，以保證變壓器能夠正常 工作。（6） 設計中，在最大輸出功率時，磁芯中的磁感應強度不應達到飽和，以免在大 信號時產(chǎn)生失真。（7） AP法對于已形成標準化和系列化的鐵氧體磁心非常有效 ，卻不適用于目前尚 無統(tǒng)一