三電平中點(diǎn)電位平衡原理及中點(diǎn)電位的滯環(huán)控制

三電平中點(diǎn)電位平衡原理及中點(diǎn)電位的滯環(huán)控制

1電平變壓器中點(diǎn)電位平衡原理設(shè)計(jì)提出背景中點(diǎn)鉗位濾波電路（rc）的三烷基逆變電路（vsi）可以通過將每個功率管的壓限制在直流電壓的1.2倍，從而提高直觀矩陣的電壓能力。由于比傳統(tǒng)的兩電平多一臺階，三電平可以輸出階梯波，其輸出電壓諧波含量顯著小于兩電平，在大功率領(lǐng)域應(yīng)用優(yōu)勢明顯。因此，三電平逆變器在中高壓變頻調(diào)速、有源電力濾波裝置和電力系統(tǒng)無功補(bǔ)償?shù)阮I(lǐng)域有著廣泛的應(yīng)用前景。NPC型三電平逆變電路的中點(diǎn)電位平衡問題受到廣泛關(guān)注，不少方法在空間矢量調(diào)制PWM(SVPWM）及正弦波調(diào)制PWM(SPWM）以及其他一些方法上得到較好的解決。本文針對矢量PWM調(diào)制中點(diǎn)平衡的基本原理，提出了一種不依懶于具體的PWM調(diào)制模式的滯環(huán)中點(diǎn)電位控制方法。該方法通過輸出電流方向判斷中點(diǎn)電流，滯環(huán)比較得到中點(diǎn)電位偏向，然后重新組合PWM實(shí)現(xiàn)中點(diǎn)電位的平衡。該方法適用于各種PWM調(diào)制模式，尤其應(yīng)用于特定諧波消除PWM調(diào)制模式時優(yōu)點(diǎn)明顯，解決了該方法下中點(diǎn)電位難以調(diào)整的缺點(diǎn)，又能發(fā)揮其開關(guān)頻率低，開關(guān)損耗小的優(yōu)點(diǎn)，使其在大功率領(lǐng)域的應(yīng)用更具優(yōu)勢。2中點(diǎn)電位波動文章分析三電平主電路如圖1。假設(shè)每相橋臂輸出狀態(tài)設(shè)定如表1。當(dāng)三電平主電路任意相出現(xiàn)0電平時，外電路對直流側(cè)電容中點(diǎn)注入或抽取電流，從而引起中點(diǎn)電位的浮動，中點(diǎn)電位不平衡究其產(chǎn)生原因可以分為兩種。(1)由PWM開關(guān)組合引起的，可以從空間矢量的方法來分析三電平的開關(guān)組合。三電平的27個矢量中，只有短矢量和中矢量含有0電平，會產(chǎn)生中點(diǎn)電流。其中短矢量總是成對出現(xiàn)且產(chǎn)生中點(diǎn)電流大小相等，方向相反，因此只要平均分配它們的作用時間就能在每個PWM周期內(nèi)確保短矢量對中點(diǎn)電位沒有不平衡影響。另外中矢量對中點(diǎn)電位的影響無法在每個PWM周期內(nèi)自身抵消，在沒有其他不平衡措施時會導(dǎo)致中點(diǎn)電位出現(xiàn)3倍主頻率的波動，波動幅度與負(fù)載和直流側(cè)電容有關(guān)；(2)由三電平逆變器的不對稱性引起的中點(diǎn)電位不平衡，這種不平衡表現(xiàn)雖然沒有前一種因素那么劇烈，但較長時間積累后造成中點(diǎn)電位呈現(xiàn)向一邊傾斜，使得直流側(cè)上下電容電壓嚴(yán)重不等，相對而言這種不平衡危害更大。中點(diǎn)電位平衡方法通常通過在每個PWM周期內(nèi)調(diào)整短矢量的選擇和導(dǎo)通時間的分配來實(shí)現(xiàn)。這種方法的平衡機(jī)理體現(xiàn)在每個PWM周期內(nèi)，因此對后一種因素造成的不平衡容易抑制。同時在調(diào)制比較小時也可以在每個PWM周期內(nèi)補(bǔ)償中矢量造成的不平衡，在調(diào)制比高于0.96后，依靠短矢量調(diào)整中點(diǎn)平衡就達(dá)不到很好的效果，出現(xiàn)3倍主頻率的波動，此時中點(diǎn)電位波動靠直流側(cè)電容慮除。由于在通常的變頻器中，輸出頻率隨調(diào)制比升高而升高，當(dāng)頻率較高時，中點(diǎn)電壓紋波也是較容易慮除的。目前實(shí)現(xiàn)三電平中點(diǎn)電位平衡的方法很多，歸結(jié)起來從PWM組合上實(shí)現(xiàn)三電平中點(diǎn)電位平衡的方法主要有：(1）被動控制法通過計(jì)算得到每個周期短矢量的時間分配，這種方法只適合完全對稱的PWM方法，完全平衡三相負(fù)載，在實(shí)際應(yīng)用中難以實(shí)現(xiàn)。(2）主動控制法根據(jù)中點(diǎn)電位的偏移，以及中點(diǎn)電流的大小，通過PI調(diào)節(jié)設(shè)置短矢量的時間分配來調(diào)整中點(diǎn)平衡。該方法可以很好的抑制中點(diǎn)電位的波動，但同時使控制變得復(fù)雜，增加了元件開關(guān)次數(shù)。(3）滯環(huán)控制法設(shè)置中點(diǎn)電位的滯環(huán)區(qū)間，當(dāng)電位超越區(qū)間時，再根據(jù)中點(diǎn)電流的方向來變換短矢量組合從而調(diào)整中點(diǎn)電位，這種方法效果僅次于第二種，而實(shí)現(xiàn)卻大為簡化。本文根據(jù)中點(diǎn)電位滯環(huán)控制方法的特點(diǎn)，將其應(yīng)用到SHEPWM調(diào)制方式中。3三表示的電離作用中點(diǎn)二次停滯控制技術(shù)3.1電平hm的基本原理特定諧波消除PWM方法在三電平逆變器中的應(yīng)用相比其他PWM方式最突出的優(yōu)點(diǎn)是：在相同的開關(guān)頻率下，可以產(chǎn)生最優(yōu)的輸出電壓波形，從而減小電流紋波和電動機(jī)的轉(zhuǎn)矩脈動，因此在大功率高電壓領(lǐng)域的應(yīng)用優(yōu)勢明顯。另一方面SHEPWM的困難在于求值時需要解一組非線性方程組，計(jì)算的復(fù)雜性限制了它應(yīng)用，目前通常采取離線計(jì)算，查表的方法獲得。圖2為三電平SHEPWM示意圖。圖2(a)為其一個周期內(nèi)輸出電壓值，圖2(b)為開關(guān)角αi的定義。通過傅立葉級數(shù)展開后，第n次諧波幅值Bn可寫成如圖2所示波形中有7個α角待確定，表示可用于消除諧波次數(shù)的自由度，除了必須滿足的給定基波幅值B1外，還可以消除6次諧波，令消除5,7,11,13,17,19次諧波，基波調(diào)制比0.8。計(jì)算得到開關(guān)角度如表2。3.2中點(diǎn)電位平衡分析方法本文提到的中點(diǎn)電位滯環(huán)控制方法基本原理如圖3，它與具體的PWM調(diào)制模式分離，只對已生成的三相PWM開關(guān)組合進(jìn)行重新組合。圖中平衡調(diào)節(jié)環(huán)節(jié)作用于已生成的PWM信號Gi，并產(chǎn)生具有中點(diǎn)平衡能力的PWM信號Go，其中Gi=[GiaGibGic]、Go=[GoaGobGoc]為三相PWM組合。中點(diǎn)電位平衡具體方法采用如下步驟：(1）根據(jù)開關(guān)組合和各相輸出電流方向判斷中點(diǎn)電流Io方向。式（2）提供了判斷中點(diǎn)電流的方法，其中|Gxi|是Gxi的絕對值，Ia、Ib、Ic表示各相電流的方向，正方向如圖1所標(biāo)。(3）判斷中點(diǎn)電流是否有利于中點(diǎn)平衡。根據(jù)上文得到的Io和Vo，通過式(3)的邏輯判斷得到m值。m=1表示當(dāng)前PWM組合有利于中點(diǎn)電位平衡，不需要調(diào)整，當(dāng)m=0表示PWM組合不利于中點(diǎn)電位平衡，需要調(diào)整。最后，根據(jù)m值調(diào)整開關(guān)組合。如式(4)所示，為敘述方便假設(shè)與G開關(guān)組合輸出線電壓相同但注入中點(diǎn)電流方向相反的開關(guān)組合為!G，關(guān)系如表3，并且!(!G)=G。G與!G的關(guān)系類似于矢量PWM控制方式下短矢量的不同表示形式。調(diào)整后開關(guān)組合用于控制逆變器，由于PWM組合!G與G對應(yīng)的輸出線電壓一致，因此在三相三線制系統(tǒng)中，本文提到的中點(diǎn)電位滯環(huán)控制方法對原來PWM策略不產(chǎn)生影響，并且能通過調(diào)整滯環(huán)的寬度來決定中點(diǎn)電位的波動幅度和開關(guān)次數(shù)。4中點(diǎn)電壓滯環(huán)控制電路對本文論述的方法進(jìn)行MATLAB的仿真研究，仿真模型如圖5。采用直流電壓300V;SHEPWM調(diào)制方法消除5,7,11,13,17,19次諧波，調(diào)制比設(shè)置為0.8；輸出接負(fù)載3kW，得到中點(diǎn)電位波形如圖6(a)。其中曲線1表示沒有采取平衡措施的中點(diǎn)電壓波形，曲線2是控制中點(diǎn)電壓滯環(huán)寬度為10V時中點(diǎn)電壓波形，曲線3是控制中點(diǎn)電壓滯環(huán)寬度為5V時的中點(diǎn)電壓波形；圖6(b)中曲線1,2,3分別對應(yīng)的沒有平衡環(huán)節(jié)和滯環(huán)寬度設(shè)為10V、5V時的輸出相電壓波形，從波形中容易看出，當(dāng)滯環(huán)寬度設(shè)定為10V時，雖然中點(diǎn)電位波動增加，但逆變器的開關(guān)次數(shù)卻明顯減少，因此在使用中可以根據(jù)實(shí)際情況調(diào)整滯環(huán)寬度來選擇減小中點(diǎn)電位波動還是減少開關(guān)次數(shù)。為進(jìn)一步驗(yàn)證本文提出中點(diǎn)電壓滯環(huán)控制的可行性，建立了三電平實(shí)驗(yàn)?zāi)Ｐ蛯υ摲椒ㄟM(jìn)行實(shí)驗(yàn)分析，實(shí)驗(yàn)?zāi)Ｐ椭麟娐凡捎脠D1所示。電路參數(shù)選取如下：功率管選取IRF840；快恢復(fù)二極管選用MUR860；直流側(cè)電容選用300V,450μF；三相整流橋選用800V,15A。實(shí)驗(yàn)參數(shù)選取如下：SHEPWM方法選擇消除5,7,11,13,17,19次諧波，調(diào)制比為0.8；中點(diǎn)電壓滯環(huán)寬度設(shè)置為2V；負(fù)載功率1kW;TI公司DSP,TMS320LF2407A為主控芯片的數(shù)控系統(tǒng)。實(shí)驗(yàn)結(jié)果如圖7，其中每一行圖中前者為平衡前波形，后者為平衡后波形，從中可以看出加入平衡環(huán)節(jié)后，消除了原先中點(diǎn)電壓的三倍主頻的波動，而輸出相電壓雖然不等，輸出線電壓卻仍保持不變。5基于dm的三電平中點(diǎn)平衡控制本文針對三電平中點(diǎn)平衡原理提出一種獨(dú)立于具體PWM方