高頻電子線路第三章

高頻電子線路第三章第一頁，共三十九頁，編輯于2023年，星期六根據(jù)被放大信號的相對頻帶的寬窄：1、窄帶高頻功放：；丙類，LC諧振回路為選頻網(wǎng)絡(luò)；2、寬帶高頻功放：；甲類，傳輸線變壓器為匹配網(wǎng)絡(luò)。第二頁，共三十九頁，編輯于2023年，星期六第二節(jié)線性高頻功率放大器

A類和推挽電路形式的B類高頻功放工作在線性放大狀態(tài)，其輸出信號能準(zhǔn)確復(fù)現(xiàn)非等幅已調(diào)輸入信號的包絡(luò)或相位。A類：常用作前級功率放大，保證信號的包絡(luò)不失真；B類：常用作末級功率放大，保證輸出功率和效率。一、A類線性高頻功率放大器第三頁，共三十九頁，編輯于2023年，星期六第三節(jié)丙類諧振功率放大電路一、工作原理假定輸入信號是單頻正弦波,輸出回路調(diào)諧在輸入信號的相同頻率上。uBE=VBB+ub=VBB+Ubmcosω0tuCE=VCC+uc=VCC-Ic1mRΣcosω0t=VCC-Ucmcosω0tPD=VCCIC0第四頁，共三十九頁，編輯于2023年，星期六PC=PD-Po

增大輸入信號振幅和降低靜態(tài)工作點(diǎn)是實(shí)現(xiàn)大功率高效率的兩條重要途徑。PD=VCCIC0第五頁，共三十九頁，編輯于2023年，星期六第六頁，共三十九頁，編輯于2023年，星期六在Ucm=VCC時(shí)效率最高：

在乙類工作狀態(tài)時(shí),集電極電流是在半個(gè)周期內(nèi)導(dǎo)通的尖頂余弦脈沖,可以用傅氏級數(shù)展開為:

功率放大電路是大信號工作,而在大信號工作時(shí)必須考慮晶體管的非線性特性,這樣將使分析比較復(fù)雜。為簡化分析,可以將晶體管特性曲線理想化,即用一條或幾條直線組成折線來代替,稱為折線近似分析法。第七頁，共三十九頁，編輯于2023年，星期六集電極電流iC的分段表達(dá)式：iC=g(uBE-Uon)uBE≥Uon0uBE＜Uon如果將輸入信號在一個(gè)周期內(nèi)的導(dǎo)通情況用對應(yīng)的導(dǎo)通角度2θ來表示,則稱θ為導(dǎo)通角?？梢?0°≤θ≤180°。第八頁，共三十九頁，編輯于2023年，星期六在放大區(qū),iC=g(VBB+Ubmcoswt-Uon)當(dāng)ωt=θ時(shí),iC=0，可求得:當(dāng)ωt=0時(shí),iC=ICm,可求得:IC0=ICmα0(θ),Ic1m=ICmα1(θ),Ic2m=ICmα2(θ),…其中α0(θ),α1(θ),α2(θ),…被稱為尖頂余弦脈沖的分解系數(shù)。第九頁，共三十九頁，編輯于2023年，星期六波形系數(shù)若定義集電極電壓利用系數(shù)ξ=Ucm/VCC,可以得到集電極效率和輸出功率的另一種表達(dá)式:

第十頁，共三十九頁，編輯于2023年，星期六

增大ξ和g1的值是提高效率的兩個(gè)措施,增大α1是增大輸出功率的措施。然而,增大g1與增大α1是互相矛盾的。導(dǎo)通角θ越小,g1越大,效率越高,但α1卻越小,輸出功率也就越小。所以要兼顧效率和輸出功率兩個(gè)方面,選取合適的導(dǎo)通角θ。若取θ=70°,此時(shí)的集電極效率可達(dá)到85.9%,而θ=120°時(shí)的集電極效率僅為64%左右。因此,一般以70°作為最佳導(dǎo)通角,可以兼顧效率和輸出功率兩個(gè)重要指標(biāo)。第十一頁，共三十九頁，編輯于2023年，星期六例3.1在圖3.2.3中,若Uon=0.6V,g=10mA／V,ICm=20mA,又VCC=12V,求當(dāng)θ分別為180°,90°和60°時(shí)的輸出功率和相應(yīng)的基極偏壓VBB,以及θ為60°時(shí)的集電極效率。(忽略集電極飽和壓降)解：由圖3.2.4可知:α0(60°)=0.22,α1(180°)=α1(90°)=0.5,α1(60°)=0.38因?yàn)閁cm=VCC=12V所以,當(dāng)甲類工作時(shí)(θ=180°),第十二頁，共三十九頁，編輯于2023年，星期六當(dāng)乙類工作時(shí)(θ=90°),當(dāng)丙類工作時(shí)(θ=60°),第十三頁，共三十九頁，編輯于2023年，星期六二、性能分析

若丙類諧振功放的輸入是振幅為Ubm的單頻余弦信號,那么輸出單頻余弦信號的振幅Ucm與Ubm有什么關(guān)系?Ucm的大小受哪些參數(shù)影響?第十四頁，共三十九頁，編輯于2023年，星期六iC=-gd(uCE-U0)第十五頁，共三十九頁，編輯于2023年，星期六因?yàn)镮c1m=ICmα1(θ)，1負(fù)載特性

若VBB、VCC和Ubm三個(gè)參數(shù)固定,RΣ發(fā)生變化,動(dòng)態(tài)線、Ucm以及Po、η等性能指標(biāo)會(huì)有什么變化呢?這就是諧振功放的負(fù)載特性。第十六頁，共三十九頁，編輯于2023年，星期六晶體管工作在飽和區(qū)、放大區(qū)和截止區(qū)。根據(jù)輸出電壓振幅大小的不同,這三種工作狀態(tài)分別稱為欠壓狀態(tài)、臨界狀態(tài)和過壓狀態(tài),而放大區(qū)和飽和區(qū)又可分別稱為欠壓區(qū)和過壓區(qū)。第十七頁，共三十九頁，編輯于2023年，星期六

隨著RΣ的逐漸增大,動(dòng)態(tài)線的斜率逐漸減小,由欠壓狀態(tài)進(jìn)入臨界狀態(tài),再進(jìn)入過壓狀態(tài)。在臨界狀態(tài)時(shí),輸出功率Po最大,集電極效率η接近最大,所以是最佳工作狀態(tài)。第十八頁，共三十九頁，編輯于2023年，星期六2放大特性

若VBB、VCC、RΣ三個(gè)參數(shù)固定,輸入U(xiǎn)bm變化,此時(shí)輸出Ucm以及Po、η等性能指標(biāo)隨之變化的規(guī)律被稱為放大特性。第十九頁，共三十九頁，編輯于2023年，星期六3調(diào)制特性(1)基極調(diào)制特性

若VCC、RΣ和Ubm固定,輸出電壓振幅Ucm隨基極偏壓VBB變化的規(guī)律被稱為基極調(diào)制特性。

基極調(diào)制的目的是使Ucm隨VBB的變化規(guī)律而變化,所以功放應(yīng)工作在欠壓狀態(tài),才能使VBB對Ucm有控制作用。第二十頁，共三十九頁，編輯于2023年，星期六(2)集電極調(diào)制特性

若VBB、RΣ和Ubm固定,輸出電壓振幅Ucm隨集電極電壓VCC變化的規(guī)律被稱為集電極調(diào)制特性。

在欠壓狀態(tài)時(shí),當(dāng)VCC改變時(shí),Ucm幾乎不變。在過壓狀態(tài)時(shí),Ucm隨VCC而單調(diào)變化。所以,此時(shí)功放應(yīng)工作在過壓狀態(tài),才能使VCC時(shí)對Ucm有控制作用,即振幅調(diào)制作用。第二十一頁，共三十九頁，編輯于2023年，星期六4小結(jié)(1)若對等幅信號進(jìn)行功率放大,應(yīng)使功放工作在臨界狀態(tài),此時(shí)輸出功率最大,效率也接近最大。比如對第7章將介紹的調(diào)頻信號進(jìn)行功率放大。(2)若對非等幅信號進(jìn)行功率放大,應(yīng)使功放工作在欠壓狀態(tài),但線性較差。若采用甲類或乙類工作,則線性較好。比如對第6章將介紹的調(diào)幅信號進(jìn)行功率放大。(3)丙類諧振功放在進(jìn)行功率放大的同時(shí),也可進(jìn)行振幅調(diào)制。若調(diào)制信號加在基極偏壓上,功放應(yīng)工作在欠壓狀態(tài)；若調(diào)制信號加在集電極電壓上,功放應(yīng)工作在過壓狀態(tài)。(4)回路等效總電阻RΣ直接影響功放在欠壓區(qū)內(nèi)的動(dòng)態(tài)線斜率,對功放的各項(xiàng)性能指標(biāo)關(guān)系很大,在分析和設(shè)計(jì)功放時(shí)應(yīng)重視負(fù)載特性。第二十二頁，共三十九頁，編輯于2023年，星期六例3.2某高頻功放工作在臨界狀態(tài),已知VCC=18V,gcr=0.6A／V,θ=60°,RΣ=100Ω,求輸出功率Po、直流功率PD和集電極效率η。解：由式(3.2.14)可求得:Rd=α1(60°)(1-cos60°)×100=19Ω由圖3.2.6可以寫出以下關(guān)系式:ICm=gcr(VCC-Ucm)=gdUcm(1-cosθ)第二十三頁，共三十九頁，編輯于2023年，星期六三、直流饋電線路與匹配網(wǎng)絡(luò)1.直流饋電線路

直流饋電線路可分為串聯(lián)饋電和并聯(lián)饋電兩種基本電路形式。前者是指晶體管、直流電源和回路三部分串聯(lián),后者是指這三部分并聯(lián)。但無論哪種電路形式,直流偏壓與交流電壓總是串聯(lián)迭加的,假定交流電壓是單頻信號,即滿足uBE=VBB+Ubmcoswt,uCE=VCC-Ucmcoswt的關(guān)系式。

(1)集電極饋電線路第二十四頁，共三十九頁，編輯于2023年，星期六串聯(lián)饋電方式的優(yōu)點(diǎn)是Lc和Cc處于高頻地電位,它們對地的分布電容不會(huì)影響回路的諧振頻率,缺點(diǎn)是電容器C的動(dòng)片不能直接接地,安裝調(diào)整不方便。而并聯(lián)饋電方式的優(yōu)缺點(diǎn)正好相反。由于Lc和Cc1不處于高頻地電位,它們對地的分布電容直接影響回路的諧振頻率,但回路處于直流地電位,L、C元件可接地,故安裝調(diào)整方便。第二十五頁，共三十九頁，編輯于2023年，星期六(2)基極饋電線路

在無輸入信號時(shí),自給偏壓電路的偏置為零。隨著輸入信號的逐漸增大,加在晶體管be結(jié)之間的偏置電壓向負(fù)值方向增大。由此可見,乙類功放不能采用自給偏壓方式。第二十六頁，共三十九頁，編輯于2023年，星期六2匹配網(wǎng)絡(luò)

匹配網(wǎng)絡(luò)的作用是在所要求的信號頻帶內(nèi)進(jìn)行有效的阻抗變換(根據(jù)實(shí)際需要使功放工作在臨界點(diǎn)、過壓區(qū)或欠壓區(qū)),并充分濾除無用的雜散信號。

一般來說,在400MHz以下的甚高頻(VHF)段,匹配網(wǎng)絡(luò)通常采用第1章介紹的集總參數(shù)LC元件組成,而在400MHz以上的超高頻(UHF)段,則需使用分布參數(shù)的微帶線組成匹配網(wǎng)絡(luò),或使用微帶線和LC元件混合組成。第二十七頁，共三十九頁，編輯于2023年，星期六第四節(jié)寬帶高頻功率放大電路與功率合成電路一、傳輸線變壓器的特性及其應(yīng)用1寬頻帶特性

傳輸線變壓器是基于傳輸線原理和變壓器原理二者相結(jié)合而產(chǎn)生的一種耦合元件。它是將傳輸線(雙絞線、帶狀線或同軸線等)繞在高導(dǎo)磁率的高頻磁芯上構(gòu)成的,以傳輸線方式與變壓器方式同時(shí)進(jìn)行能量傳輸。

傳輸線變壓器與普通變壓器的傳遞能量方式不同，前者是在兩導(dǎo)線間介質(zhì)中傳播，而后者是通過磁力線感應(yīng)的能量傳遞給負(fù)載。第二十八頁，共三十九頁，編輯于2023年，星期六如果信號的波長與傳輸線的長度可以相比擬,兩根導(dǎo)線固有的分布電感和相互間的分布電容就構(gòu)成了傳輸線的分布參數(shù)等效電路。若傳輸線是無損耗的,則傳輸線的特性阻抗第二十九頁，共三十九頁，編輯于2023年，星期六其中ΔL、ΔC分別是單位線長的分布電感和分布電容當(dāng)Zc與負(fù)載電阻RL相等,則稱為傳輸線終端匹配。

在此無耗、匹配情況下,若傳輸線長度l與工作波長λ相比足夠小(l＜λmin／8)時(shí),可以認(rèn)為傳輸線上任何位置處的電壓或電流的振幅均相等,且輸入阻抗Zi=Zc=RL,故為1∶1變壓器。可見,此時(shí)負(fù)載上得到的功率與輸入功率相等且不因頻率的變化而變化。傳輸線輸入阻抗當(dāng)?shù)皖l工作時(shí),表明信號直接加到負(fù)載上，即傳輸功率與頻率無關(guān),下限頻率為零.第三十頁，共三十九頁，編輯于2023年，星期六2阻抗變換特性當(dāng)高頻工作時(shí),,RL上得到的功率也是頻率的函數(shù),即傳輸線有一定上限頻率,要擴(kuò)展上限頻率,途徑如下:

使Zi與頻率無關(guān),帶寬趨于無窮大.結(jié)論：傳輸線變壓器依靠傳輸線傳遞能量，其上限條件取決于傳輸線、終端的匹配程度和傳輸線長度，下限條件取決于初級繞阻線圈電感量。第三十一頁，共三十九頁，編輯于2023年，星期六在無耗且傳輸線長度很短的情況下,傳輸線變壓器輸入端與輸出端電壓相同,均為U,流過的電流均為I。由此可得到特性阻抗Zc和輸入端輸入阻抗Zi分別為：第三十二頁，共三十九頁，編輯于2023年，星期六兩級功放都工作在甲類狀態(tài),并采用本級直流負(fù)反饋方式展寬頻帶,改善非線性失真。三個(gè)傳輸線變壓器均為4∶1阻抗變換器。前兩個(gè)級聯(lián)后作為第一級功放的輸出匹配網(wǎng)絡(luò),總阻抗比為16∶1,使第二級功放的低輸入阻抗與第一級功放的高輸出阻抗實(shí)現(xiàn)匹配。第三個(gè)使第二級功放的高輸出阻抗與50Ω的負(fù)載電阻實(shí)現(xiàn)匹配。第三十三頁，共三十九頁，編輯于2023年，星期六二、功率合成

利用多個(gè)功率放大電路同時(shí)對輸入信號進(jìn)行放大,然后設(shè)法將各個(gè)功放的輸出信號相加,這樣得到的總輸出功率可以遠(yuǎn)遠(yuǎn)大于單個(gè)功放電路的輸出功率，這就是功率合成技術(shù)。要求：1、各功放互相隔離，某一功放損壞，不影響其它功放工作；2、合成功率是各功放輸出之和，在負(fù)載匹配時(shí)，各功放輸出功率為最大。第三十四頁，共三十九頁，編輯于2023年，星期六

功率分配器的作用在于將前級功放的輸出功率平分為若干份,然后分別提供給后級若干個(gè)功放電路。第三十五頁，共三十九頁，編輯于2023年，星