第3章++脈沖編碼調(diào)制(PCM)課件

第3章脈沖編碼調(diào)制(PCM)3.1PCM基本概念3.2抽樣3.3量化3.4PCM編碼3.5抽樣定理3.6時分復(fù)用3.1PCM基本概念在數(shù)字通信系統(tǒng)中，信源和信宿都是模擬信號（模擬信息），而信道傳輸?shù)膮s是數(shù)字信號。

可見在數(shù)字通信系統(tǒng)中的發(fā)信端必須要有一個將模擬信號變成數(shù)字信號的過程(A/D轉(zhuǎn)換)，同時在收信端也要有一個把數(shù)字信號還原成模擬信號的過程(D/A轉(zhuǎn)換)。1—3(a)數(shù)字通信系統(tǒng)框圖圖1―3中的信源編碼就是A/D轉(zhuǎn)換，信源解碼也就是D/A轉(zhuǎn)換。

如何將一個模擬信號轉(zhuǎn)換為一個數(shù)字信號呢？1要將模擬信號離散化，即對模擬信號按一定的時間間隔進行抽樣；2再將無限個可能的抽樣值（不是指抽樣點的個數(shù)，而是每個抽樣點的可能取值）變成有限個可能取值，我們稱之為量化；3對量化后的抽樣值用二進制（或多進制）碼元進行編碼，就可得到所需要的數(shù)字信號。所謂編碼就是用一組符號（碼組）取代或表示另外一組符號（碼組或數(shù)字）的過程。這種將模擬信號經(jīng)過抽樣、量化、編碼三個處理步驟變成數(shù)字信號的A/D轉(zhuǎn)換方式稱為脈沖編碼調(diào)制(PCM,PulseCodeModulation）。圖3―1抽樣概念示意圖3.2抽樣

抽樣：不斷地以固定的時間間隔采集模擬信號當(dāng)時的瞬時值。見圖3―1(是一個抽樣概念示意圖)。y(t)是對f(t)抽樣后的信號或稱樣值信號。脈沖編碼調(diào)制的過程示意圖（a）是一個以Ts為時間間隔的窄脈沖序列p(t)，稱為抽樣脈沖。

（b），v(t)是待抽樣的模擬電壓信號，抽樣后的離散信號k(t)的取值分別為

k(0)=0.2，k(Ts)=0.4，k(2Ts)=1.8，k(3Ts)=2.8，k(4Ts)=3.6，k(5Ts)=5.1，k(6Ts)=6.0，k(7Ts)=5.7，k(8Ts)=3.9，k(9Ts)=2.0，k(10Ts)=1.2。特點：取值在0～6之間是隨機的，也就是說可以有無窮個可能的取值。（c），為了把無窮個可能取值變成有限個，我們必須對k(t)的取值進行量化（即四舍五入），得到m(t)。則m(t)的取值變?yōu)椋?/p>

m(0)=0.0，m(Ts)=0.0，m(2Ts)=2.0，m(3Ts)=3.0，m(4Ts)=4.0，m(5Ts)=5.0，m(6Ts)=6.0，m(7Ts)=6.0，m(8Ts)=4.0，m(9Ts)=2.0，m(10Ts)=1.0?？偣仓挥?、1、2、3、4、5、6等七個可能的取值。從概念上講，m(t)已經(jīng)變成數(shù)字信號，但還不是實際應(yīng)用中的二進制數(shù)字信號。因此，對m(t)用3位二進制碼元進行自然編碼就得到圖3―2（d）的數(shù)字信號d(t)，從而完成了A/D轉(zhuǎn)換，實現(xiàn)了脈沖編碼調(diào)制。圖3―2脈沖編碼調(diào)制示意圖圖3―3脈沖編碼調(diào)制模型

特點：與抑制載波的雙邊帶調(diào)幅相比，（1）載波不是正弦型信號而是窄脈沖序列(沖激序列)。（2）PCM的輸出信號是“0”和“1”組成的脈沖序列，從信息傳輸?shù)慕嵌壬峡?，該序列的作用相?dāng)于模擬調(diào)制中的已調(diào)波，（3）原始信號(調(diào)制信號)不是通過脈沖序列的幅度或?qū)挾鹊葏⒘勘硎?，而是利用?”和“1”碼元的不同組合攜帶信息(即所謂的編碼)。PCM是將原始信號“調(diào)制”(編碼)到二元脈沖序列的碼元組合上，而抽樣的幅度調(diào)制實際上是為后面的編碼調(diào)制鋪路的，因此，整個抽樣、量化和編碼過程統(tǒng)稱為脈沖編碼調(diào)制。一幾個概念

量化值——確定的量化后的取值叫量化值（有的書籍也稱量化電平），如上例中的量化值就是0、1、2、3、4、5、6七個。

量化級——量化值的個數(shù)稱為量化級。

量化間隔——相鄰兩個量化值之差就是量化間隔（也稱量化臺階）。量化前后的樣值有可能不同，比如k(0)=0.2而m(0)=0.0。3.3量化量化誤差或量化噪聲:收信端恢復(fù)的只能是量化后的信號m(t)，而不能恢復(fù)出k(t)，這樣就使得收、發(fā)的信號之間有誤差。存在于收、發(fā)信號之間的誤差是由量化造成的，稱為量化誤差或量化噪聲。二均勻量化

量化間隔都一樣的量化叫做均勻量化。

如在上例中，量化噪聲的最大值是0.5。注意：

（1）在一定的取值范圍內(nèi)把量化值多取幾個（量化級增多），也就是把量化間隔變小，則量化噪聲就會減小。如，量化間隔取成0.5->量化值變成14個->量化噪聲變?yōu)?.25。顯然量化噪聲與量化間隔成反比。（2）在實際中，不可能對量化分級過細，過多的量化值將直接導(dǎo)致系統(tǒng)的復(fù)雜性、經(jīng)濟性、可靠性、方便性、維護使用性等指標(biāo)的惡化。如，7級量化：3位二進制碼編碼；128量化級：7位二進制碼編碼（3）盡管信號幅值大（大信號）和信號幅值?。ㄐ⌒盘枺r的絕對量化噪聲是一樣的，都是0.5個量化間隔，但相對誤差卻懸殊很大。如信號值絕對量化噪聲相對誤差60.51/1210.51/2三非均勻量化

非均勻量化就是對信號的不同部分用不同的量化間隔，具體地說，就是對小信號部分采用較小的量化間隔，而對大信號部分就用較大的量化間隔。

實現(xiàn)方法：壓縮與擴張法。

壓縮：在抽樣電路后面加上一個叫做壓縮器的信號處理電路，該電路的特點是對弱小信號有比較大的放大倍數(shù)（增益），而對大信號的增益卻比較小。對壓縮后的信號再進行均勻量化，就相當(dāng)于對抽樣信號進行了非均勻量化。

擴張：在收信端，采用擴張器，其特性正好與壓縮器相反，對小信號壓縮，對大信號提升。

注意：

為了保證信號的不失真，要求壓縮特性與擴張?zhí)匦院铣珊笫且粭l直線，也就是說，信號通過壓縮再通過擴張實際上好像通過了一個線性電路。圖3―4壓縮特性示意圖

單獨的壓縮或擴張對信號進行的是非線性變換。壓縮與擴張?zhí)匦砸妶D3―4。圖中，脈沖A和脈沖B是兩個樣值，作為壓縮器的輸入信號經(jīng)過壓縮后變成A′與B′，可見A′與A基本上沒有變化，而B′卻比B大了許多，這正是我們需要的壓縮特性；在收信端A′與B′作為擴張器的輸入信號，經(jīng)擴張后還原成樣值A(chǔ)和樣值B。圖3―4壓縮特性示意圖

在圖3―4中，樣值B如果經(jīng)均勻量化，則量化噪聲為0.5，相對誤差為0.5；而經(jīng)過壓縮后，樣值B′的量化噪聲仍為0.5，但相對誤差變?yōu)?.5/3=1/6，比均勻量化減小了許多，其信噪比也就大為提高。四壓縮特性壓縮特性通常采用對數(shù)壓縮特性，也就是壓縮器的輸出與輸入之間近似呈對數(shù)關(guān)系。而對數(shù)壓縮特性又有A律和μ律之分。A律特性輸出y與輸入信號x之間滿足下式：(3―1)(3―1)式中,y為歸一化的壓縮器輸出電壓，即實際輸出電壓與可能輸出的最大電壓之比;x為歸一化的壓縮器輸入電壓，即實際輸入電壓與可能輸入的最大電壓之比;A為壓縮系數(shù)，表示壓縮程度。從式（3―1）可見，在0≤x≤1/A的范圍內(nèi)，壓縮特性為一條直線，相當(dāng)于均勻量化特性；在1/A<x≤1范圍內(nèi)是一條對數(shù)曲線。通常，國際上取A=87.6。μ律特性輸出y與輸入信號x之間滿足下式：(3―2)式中,y、x、μ的意思與A律一樣。圖3―5兩種對數(shù)壓縮特性示意圖

A律與μ律的特性曲線見圖3―5。A律與μ律的性能基本相似，在μ=255，量化級為256時，μ律對小信號信噪比的改善優(yōu)于A律。圖3―5的曲線只是壓縮特性的一半，另一半在第三象限，與第一象限的曲線奇對稱，為簡單計，一般都不畫出來。μ律最早由美國提出，A律則是歐洲的發(fā)明，它們都是CCITT（國際電報電話咨詢委員會）允許的標(biāo)準(zhǔn)。目前，歐洲主要采用A律，北美及日本采用μ律，我國采用A律壓縮方式。五A律的13段折線

通常都是采用近似理想壓縮特性曲線的折線來代替理想特性。對于A律曲線，采用13段折線近似；對于μ律曲線，采用15段折線近似。下面簡單介紹A律的13段折線。(1)把輸入信號的幅值歸一化（橫坐標(biāo)），把0～1的值域劃分為不均勻的8個區(qū)間，每個區(qū)間的長度以2倍遞增。具體地說就是0～1/128為第一區(qū)間，1/128～1/64為第二區(qū)間，1/64～1/32為第三區(qū)間，1/32～1/16為第四區(qū)間，直到1/2～1為第八區(qū)間。

(2)把輸出信號的幅度也歸一化（縱坐標(biāo)），并均勻分成8個區(qū)間，即0～1/8，1/8～2/8，2/8～3/8，直到7/8～1。(3)以橫軸各區(qū)間的右端點為橫坐標(biāo)，以相對應(yīng)縱軸區(qū)間的上端點為縱坐標(biāo)，就可得到（1/128，1/8），（1/64，2/8），（1/32，3/8），…,（1，1）等8個點。將原點及這8個點依次用直線段連接起來就得到一條近似A律的折線，見圖3-6。

問題：(1)圖3―6中的折線只有8段，為什么叫做13折線呢？這是因為我們前面說過對數(shù)曲線只畫出了正值部分，實際上還有負值部分，正值曲線與負值曲線奇對稱,所以，在圖3―6中加上負值曲線就有16條折線。（2）多出的3條線怎么回事兒？律13折線壓縮特性各段落折線的斜率0~~~~~~~0~~

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段落12345678范圍~1范圍

~1折線斜率161684211/21/43.4PCM編碼

編碼：用一些符號取代另一些符號的過程，那么現(xiàn)在的任務(wù)是用二進制碼組去表示量化后的十進制量化值。所涉及的問題主要有兩個：(1)如何確定二進制碼組的位數(shù)。(2)應(yīng)該采用怎樣的碼型。所謂碼型就是電脈沖的存在形式（詳見第6章）。一、位數(shù)碼組長度越長，對電路的精度要求也越高，同時，要求碼元速率（波特率）越高，從而要求信道帶寬越寬。對于A律量化來說，量化級數(shù)為256，則一個碼組的長度就是8位。二、碼型目前常用的編碼碼型有:自然二進制碼(NBC,NaturalBinaryCode）折疊二進制碼(FBC，F(xiàn)oldedBinaryCode）格雷二進制碼(RBC,GrayorReflectedBinaryCode）

PCM用折疊碼進行編碼。自然二進制碼：是我們熟悉的十進制正整數(shù)的二進制表示。折疊碼：最高位（最左邊的位）是符號位，“1”表示正數(shù)，“0”表示負數(shù)，其余的位表示數(shù)的絕對值大小。從表中可見，折疊碼上半部分為正數(shù)，下班部分是負數(shù)，如果不看符號位，則折疊碼上半部分與下半部分呈倒影關(guān)系，好像把一個紙條對折一樣，折疊的名字由此而來。格雷碼：特點是相鄰碼組只有一位不同，也就是碼距（碼距的概念在第8章介紹）為1。表3―1三種常用二進制碼組

舉例

量化級數(shù)：256編碼位數(shù)：８，由８位碼組成一個碼字來近似表示。

1)編碼的碼型 用折疊二進碼。

2)編碼位安排

采用13折線(A=87.6)進行量化，每個樣值信號編８位碼。采用折疊二進碼進行編碼.其碼字的安排是：碼位為８位，分別用a1、a２、a３、a４、a５、a６、a７、a８來表示；

a1表示極性碼(a1＝１表示正極性，a1＝０表示負極性)；

a２、a３、a４3位碼為段落碼，表示8個非均勻量化段；

a５、a６、a７、a８4位碼為段內(nèi)碼，表示每段均勻分為16等分。附表：13折線量化段電平(歸一化值)

以上是每段按16等分量化而得到的，并以最小段(第一段)為最小量化間隔Δ，且此單位為歸一化值的單位。

Δ=(1/128)/16=1/2048量化段序號

1?234?5678量化段電平范圍0～16～32～64～128～256～512～1024～2048起始電平(Δ)01632641282565121024量化間隔Δi

Δ

Δ2Δ4Δ8Δ16Δ?32Δ?64Δ

3)逐次反饋編碼

假設(shè)輸入樣值PAM信號Is=444Δ,按A律和13折線編8位碼。

(1)首先決定極性碼為a1。

第一次比較：比較判定值為０，則

Is=444Δ>０(信號為正)a1＝“1” 以下是幅度編碼a２～a８。 因為信號的極性已由a１確定，現(xiàn)只對樣值信號的絕對值|Is|或|Us|進行幅度編碼(編7位碼)，所以叫幅度編碼，它由3位段落碼和４位段內(nèi)碼組成。

(2)段落碼的編碼：a２～a４。

A律和13折線有8段(正半部分)23=8，則用3位碼來表示。

第二次比較：a２碼表示樣值信號幅度在8段中的哪4段內(nèi)，以第5段起始電平為對分點。因此，a２碼的判定值應(yīng)是第5段的起始電平IB5=128Δ，即這時判定值Ig=128Δ，則 Is=444Δ>128Δa2＝“1”(信號在上四段，即5~8段)

第三次比較：a3碼表示信號幅度在四段中的哪兩段內(nèi)，例中應(yīng)以第7段的起始電平IB7=512Δ為對分點。a3碼的判定值Ig=512Δ，則 |Is|=444Δ<512Δa3=“0”(信號在上四段中下兩段，即5，6段)

第四次比較：a4碼表示樣值信號幅度在兩段中的哪一段內(nèi)，例中應(yīng)以第6段的起始電平IB6=256Δ為對分點。a4碼的判定值Ig=256Δ，則 |Is|=444Δ>256Δa4=“1”(信號在兩段中的上一段，即第6段) 幅度碼經(jīng)以上二、三、四次比較，所得段落碼a2a3a4碼為“101”，信號在第6段，起始電平IB6=256Δ，第6段的量化間隔Δ6=16Δ(即第6段平均16等分其每等分是第1段16等分的16倍)。

(3)段內(nèi)碼的編碼為a5~a8。 段內(nèi)碼表示每段均勻等分16等分(16個量化級)要編4位碼(a5、a6、a7、a8)。段內(nèi)碼判定值的提供，可用下式表示(每一量化段的起始電平為IBi，判定值為Ig)：

a5碼:Ig=Ibi+8Δia6碼:Ig=Ibi+8Δi×a5+4Δia7碼:Ig=Ibi+8Δi×a5+4Δi×a6+2Δia8碼:Ig=Ibi+8Δi×a5+4Δi×a6+2Δi×a7+Δi首先確定樣值信號在哪8等分后再確定4等分、2等分、1等分。第五次比較：a5碼表示信號在本段內(nèi)16等分中哪8等分內(nèi)，就應(yīng)以此段第8等分為分界點，其判定值這里應(yīng)為IB6=256Δ，Δ6=16Δ，則 Ig=IB6+8Δ6=256+8×16=384Δ |Is|=444Δ>384Δa5=“1”(第6段的上8等分)

第六次比較：a6碼表示信號在上8等分中哪4等分內(nèi)，應(yīng)以此等分為分界點，其判定值這里應(yīng)為

Ig=IB6+8Δ6·a5+4Δ6=256+8×16×1+4×16=448Δ |Is|=444Δ<448Δa6=“0”(上8等分的下4等分，即9、10、11、12等分)

第七次比較：a7碼表示信號在上4等分中哪2等分內(nèi)，應(yīng)以此為分界點，其判定值在這里應(yīng)為

a7=“1”(下4等分中的上2等分，即11、12等分)

第八次比較：a8碼表示信號在上2等分中哪1等分內(nèi)，應(yīng)以此為分界點，其判定值在這里應(yīng)為

a8=“1”(上2等分中的上1等分，即此段的12等分內(nèi)) 結(jié)果幅度編碼的碼字為{1011011}，表示此信號幅度的大小在第6段中16等分的第12等分內(nèi)。 此信號即444Δ的最后編碼結(jié)果，8位碼為{11011011}。

PCM過程實際上就是A/D轉(zhuǎn)換的過程。模擬信號可以轉(zhuǎn)換為數(shù)字信號的理論基礎(chǔ)就是抽樣定理。

3.5抽樣定理抽樣定理包含兩個內(nèi)容：(1)低通抽樣定理(2)帶通抽樣定理。3.5.1低通抽樣定理低通抽樣定理：對于一個帶限模擬信號f(t)，假設(shè)其頻帶為（0，fH），若以抽樣頻率fs≥2fH對其進行抽樣的話（抽樣間隔Ts≤1/fs），則f(t)將被其樣值信號ys(t)=(f(nTs))完全確定。或者說，可從樣值信號ys(t)=(f(n(Ts))中無失真地恢復(fù)出原信號f(t)。兩個新術(shù)語：奈奎斯特間隔和奈奎斯特速率。所謂奈奎斯特間隔就是能夠惟一確定信號f(t)的最大抽樣間隔。能夠惟一確定信號f(t)的最小抽樣頻率就是奈奎斯特速率?？梢?，奈奎斯特間隔為1/2fH，奈奎斯特速率為2fH。

抽樣定理的簡單證明。設(shè)帶限信號為f(t)，其頻譜為F(ω)；抽樣脈沖序列為一周期信號沖激串δT(t)，頻譜為δT(ω)；樣值信號ys(t)的頻譜為Ys(ω)，則有

ys(t)=f(t)·δT(t)由頻域卷積性質(zhì)可得而沖激串的頻譜為(3―3)圖3―7抽樣過程示意圖

從圖3―7中可見，Ys(ω)的波形是由一連串的F(ω)波形組成。（1）ωs≥2ωH：輸出樣值信號的頻譜Ys(ω)就不會發(fā)生重疊現(xiàn)象，從理論上講，就可以通過一個截止頻率為ωH的理想低通濾波器將Ys(ω)中的第一個F(ω)濾出來，恢復(fù)出原始信號f(t)。圖3―8頻譜重疊示意圖（2）不滿足ωs≥2ωH：則Ys(ω)中的F(ω)就會出現(xiàn)重疊（見圖3―8），以致于無法用濾波器提取出一個干凈的F(ω)?！纠}3―1】單路話音信號的帶寬為4kHz，對其進行PCM傳輸，求：(1)最低抽樣頻率；(2)抽樣后按8級量化，求PCM系統(tǒng)的信息傳輸速率；(3)若抽樣后按128級量化，PCM系統(tǒng)的信息傳輸速率又為多少？解:

(1)由于fH=4kHz，根據(jù)低通抽樣定理，可知最低抽樣頻率fs=2fH=8kHz。也就是說，對一個抽樣值編碼后的碼元所占時間為Ts=1/fs。(2)對抽樣值進行8級量化意味著要用3位。因為是單路信號，每秒有8000個抽樣值，一個抽樣值用3個比特，所以信息傳輸速率——比特率Rb為

Rb=3×8000=24kb/s

(3)因為128級量化需用7位二進制碼進行編碼，所以，比特率為Rb=Rs=7×8000=56kb/s所以，最低抽樣頻率fs=2fH=8kHz；8級量化時的信息傳輸速率Rb=24kb/s；128級量化時的信息傳輸速率Rb=56kb/s。3.5.2帶通抽樣定理

在實際工程中經(jīng)常遇到帶通型信號，即頻譜不是從直流開始，而是在fL～fH的一段頻帶內(nèi)。那么對帶通信號是否也要求按fs≥2fH的條件進行抽樣？如果不是的話，它與低通信號有何區(qū)別呢？下面結(jié)合圖3―9進行定性分析。設(shè)F(ω)是一帶通信號的頻譜，其頻帶寬度為B=fH

-fL，為討論方便，設(shè)fL=2B,如圖（a）所示。

我們先把f(t)看成一個低通型信號（把頻譜的上、下邊帶用虛線連起來），用抽樣頻率fs=2fH對其進行抽樣，得到圖（b）的樣值信號頻譜。從圖中可見，頻譜沒有重疊，但是上、下邊帶之間的頻帶卻是空的，如果要用低通濾波器恢復(fù)原始信號的話，其帶寬就必須等于3B。如果我們按帶通信號對待，用抽樣頻率fs=2B對其進行抽樣，就會得到圖3-9（c）的頻譜，可見，頻譜仍不重疊，而占用頻帶的寬度卻減小了，此時，低通濾波器的帶寬只需等于原始信號帶寬B即可。上例我們對帶通信號取了一個特例，即fL=2B。對于一般情況而言，只要fL>0，當(dāng)抽樣頻率滿足fs滿足下式時其中，Ｂ＝fH-fL，M=fH/B-N，（０≤Ｍ＜１）N為不超過的fH/B的最大正整數(shù)。

可以證明，帶通信號的抽樣頻率范圍為２B～４B（不能等于4B）【例題3―2】12路載波電話信號的頻帶范圍是60～108kHz，求其最低抽樣頻率fsmin=？解:因為信號帶寬B=fH-fL=108-60=48kHz，fH/B=2.25,所以N取2，則M=2.25-2=0.25,根據(jù)式（3―5）可得：fsmin=2×48（1+0.25/2）=108kHz。最低抽樣頻率fsmin=108kHz。

說明：

從上述兩個抽樣定理中抽樣信號必須是沖激信號。而理想的沖激信號是無法得到的，因此，在實際應(yīng)用中，大都采用窄脈沖序列代替沖激信號。M=fH/B-N，（０≤Ｍ＜１）一產(chǎn)生背景

基帶話音信號的最高頻率為3.4kHz，一般取其為fH=4kHz，若對該信號進行PCM，則根據(jù)抽樣定理取抽樣頻率fs=8kHz，所對應(yīng)的抽樣間隔Ts=1/fs=125μs。（1）如果每個樣點的持續(xù)時間為25μs，則樣值信號的相鄰兩個樣點之間就有100μs的空閑時間。（2）若一個信道只傳輸一路這樣的PCM信號，則每一秒就有0.8s被白白浪費掉了，如果進行長途傳輸，其信道利用率之低，傳輸成本之高是人們難以容忍的。為此，人們提出了時分復(fù)用的概念。3.6時分復(fù)用

二概念時分復(fù)用：對欲傳輸?shù)亩嗦沸盘柗峙湟怨潭ǖ膫鬏敃r隙（時間），以統(tǒng)一的時間間隔依次循環(huán)進行斷續(xù)傳輸。時分復(fù)用的原理：見圖3―10。

注意的兩個問題：

（1）傳輸時間間隔必須滿足抽樣定理，即各路樣值信號分別傳輸一次的時間T≤125μs，但每一路信號傳輸時所占用的時間（時隙）沒有限制，顯然，一路信號占用的時間越少，則可復(fù)用的信號路數(shù)就越多。（2）收信端和發(fā)信端的轉(zhuǎn)換開關(guān)必須同步動作，否則信號傳輸就會發(fā)生混亂。

時分復(fù)用的特點：各路信號在頻譜上是互相重疊的，但在傳輸時彼此獨立，任一時刻，信道上只有一路信號在傳輸。三幀所謂“幀”就是傳輸一段具有固定數(shù)據(jù)格式數(shù)據(jù)所占用的時間。包含兩個意思：第一，“幀”是一段時間（不同應(yīng)用或不同場合的幀其時間長短是不同的），每一幀中的數(shù)據(jù)格式是一樣的；

上面講的話音信號復(fù)用時，每一個傳輸循環(huán)必須小于等于125μs，如果我們?nèi)∽畲笾档脑?，則一個循環(huán)就是125μs。從傳輸時間上