畢業(yè)論文-軟開關(guān)直流變換器拓?fù)渑c仿真研究

第HUNANUNIVERSITY畢業(yè)論文論文題目軟開關(guān)直流變換器拓?fù)渑c仿真研究學(xué)生姓名學(xué)生學(xué)號專業(yè)班級自動化1103班學(xué)院名稱電氣與信息工程學(xué)院指導(dǎo)老師學(xué)院院長200年月日摘要直流變換器（DC-DCconverter）是能夠根據(jù)需要將一種直流電變換為另一種或多種直流電的裝置。隨著電力電子技術(shù)、計算機(jī)科學(xué)與信息技術(shù)的發(fā)展，直流變換器的需求日益增多，其應(yīng)用場合已包括混合能源汽車、直流電機(jī)驅(qū)動系統(tǒng)、光伏發(fā)電等諸多領(lǐng)域。軟開關(guān)（SoftSwitching）技術(shù)的應(yīng)用可以彌補(bǔ)傳統(tǒng)直流變換器開關(guān)頻率低、開關(guān)損耗大、開關(guān)應(yīng)力強(qiáng)等缺陷，為直流變換器的高頻化、高效化提供可能性，大大縮小直流變換器的體積重量，改善直流變換器工作性能。本論文從PWM全橋變換器的基本原理入手，分析全橋變換器的工作原理和控制方式，給出全橋變換器的軟開關(guān)控制方式和兩類實現(xiàn)方法。并選取零電壓（ZVS）和零電壓零電流（ZVZCS）PWM移相全橋直流變換器為主要研究對象，詳細(xì)闡述兩類變換器的控制方式和各模態(tài)工作原理，分析副邊占空比丟失等相關(guān)問題；在此基礎(chǔ)上，選取合適的元件參數(shù)，利用仿真軟件PSCAD搭建主電路仿真模型，分硬開關(guān)、軟開關(guān)兩種情況對比研究。所得仿真波形與理論波形基本一致，表明主電路參數(shù)選擇合理，輸出電壓符合設(shè)計要求，在合理的負(fù)載范圍內(nèi)全橋變換器分別實現(xiàn)ZVS和ZVZCS。關(guān)鍵詞：全橋變換器；軟開關(guān)；零電壓；零電流；PSCAD

Thetopologyandsimulationresearchofsoft-switchingDC-DCconverterAbstractDC-DCconverterisakindofdeviceswhichcanconvertoneDCpowertoanotherormoreDCpoweasneeded.WiththedevelopmentofPowerElectronicsTechnology,computerscienceandinformationtechnology,thedemandofDC-DCconverterisincreasing,andit’sapplicationhasbeenincludedinmanyfields,suchashybridenergyvehicles,DCmotordrivesystems,photovoltaicpowergeneration.ApplicationofsoftswitchingtechnologycanmakeupfordefectsofconventionalDC-DCconverterthatlow-switchingfrequency,high-switchingloss,strong-switchingstressetc,whichoffersthepossibilityforthehighfrequencyandhighefficiencyoftheDC-DCconverter，greatlyreducingthevolumeandweightoftheDC-DCconverter,improvingit’sworkingperformance.ThepaperintroducesthebasicprincipleofPWMfull-bridgeconverter,andanalyzestheoperatingprincipleandcontrolmethodoffull-bridgeconverter,concludesthetwoswitchingmodesandtwosoft-switchingimplementationsforthefullbridgeconverter.Thezero-voltage(ZVS)andzero-voltageandzero-current(ZVZCS)PWMphase-shiftedfull-bridgeDC-DCconvertersareselectedasthemainresearchobject.Thepaperfocusesonelaboratingtwotypesofcontrolmethodsandeachmode’soperatingprinciplefortheconverts,thenanalyzesotherrelatedissuesforinstancethesecondarysideduty-cycleloss;onthisbasis,bychoosingappropriateparametersandusingsimulationsoftwarePSCAD,themaincircuitsimulationmodelwasbuilt.Thetwocasesofhardswitchingandsoftswitchingwasgiventocomparativelyresearch.Thesimulationwaveformsconsistentwiththetheoreticalwaveform,whichindicatesthatthemaincircuitparametersisreasonable,andoutputvoltagemeetthedesignrequirements.Atareasonableloadrange,thefull-bridgeconverterwasachievedZVSandZVZCSrespectively.KeyWords:full-bridgeconverter;softswitching;zero-voltage;zero-current;PSCAD

目錄摘要 IAbstract II1緒論 11.1研究背景及意義 11.2軟開關(guān)直流變換器 11.2.1軟開關(guān)技術(shù)概述 11.2.2常見直流變換器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu) 21.2.3軟開關(guān)直流變換器研究現(xiàn)狀及發(fā)展趨勢 41.3論文的研究內(nèi)容 52PWM軟開關(guān)全橋變換器的基本原理 62.1PWM全橋變換器基本工作原理 62.2PWM全橋變換器的控制方式 72.3PWM軟開關(guān)全橋變換器的控制方式和兩類實現(xiàn)方式 82.4本章小節(jié) 103零電壓開關(guān)PWM移相全橋變換器 113.1ZVSPWM移相全橋變換器的控制方式和工作原理 113.2ZVSPWM移相全橋變換器相關(guān)問題分析 163.3主電路仿真及結(jié)果分析 183.4本章小節(jié) 244零電壓零電流開關(guān)PWM移相全橋變換器 254.1ZVZCSPWM移相全橋變換器的控制方式和工作原理 254.2ZVZCSPWM移相全橋變換器的參數(shù)設(shè)計 304.3主電路仿真及結(jié)果分析 314.4本章小節(jié) 37總結(jié)與展望 38參考文獻(xiàn) 39致謝 411緒論1.1研究背景及意義隨著科學(xué)技術(shù)與生產(chǎn)的發(fā)展，電力電子變換器的應(yīng)用越來越廣泛，現(xiàn)代工業(yè)對電力電子變換器的性能要求也日益提高，主要體現(xiàn)在裝置的小型化、輕量化、高效化和良好的電磁兼容性等方面。然而，變換器中通常含有的輸出濾波電容、電感和變壓器等在裝置中占有不小的體積和重量。要實現(xiàn)裝置小型化、輕量化，必須減小它們的體積。由相關(guān)知識知道，提高工作頻率可以減小變壓器繞組匝數(shù)，縮小變壓器體積。因此，電路的高頻化是實現(xiàn)變換器小型化、輕量化的有效途徑[1]。但單純提高電路開關(guān)頻率，會帶來開關(guān)損耗增加、電磁干擾加大等問題。為解決這些問題軟開關(guān)技術(shù)應(yīng)運(yùn)而生，它通過在原有電路中增加較少的諧振元件，在開關(guān)過程前后引入諧振過程，實現(xiàn)開關(guān)器件的零電壓開通和零電流關(guān)斷，減小了開關(guān)損耗，為裝置的高頻化提供有效的途徑。直流變換器是電力電子變換器的一個重要組成部分。近些年來，以直流變換器為核心的開關(guān)電源得到了迅猛的發(fā)展，逐漸替代傳統(tǒng)的線性電源，是目前電源行業(yè)的主要方向之一[2]。然而，傳統(tǒng)硬開關(guān)直流變換器同樣存在開關(guān)頻率低、開關(guān)損耗大等缺陷，嚴(yán)重限制了其發(fā)展。如前面所說，軟開關(guān)技術(shù)以提高開關(guān)頻率、減小開關(guān)損耗、減輕電磁干擾等為主要目標(biāo)，因此，引入直流變換器的軟開關(guān)技術(shù)成為打破直流變換器發(fā)展瓶頸最直接有效的途徑之一，軟開關(guān)變換器將會是未來電力變換器發(fā)展的重要方向。且隨著電力電子裝置功率等級的提高和應(yīng)用范圍的擴(kuò)大，直流變換器軟開關(guān)技術(shù)的研究顯得極為重要，其應(yīng)用領(lǐng)域也將不斷擴(kuò)大，研究的社會價值與經(jīng)濟(jì)價值巨大。1.2軟開關(guān)直流變換器1.2.1軟開關(guān)技術(shù)概述實際電路中，開關(guān)元件在開斷瞬間電流和電壓是不為零的，如圖1.1(a)所示，電壓、電流出現(xiàn)了交疊，這樣就導(dǎo)致了開關(guān)損耗。又由于電壓和電流變化很快，波形出現(xiàn)了明顯過沖，導(dǎo)致了開關(guān)噪聲的產(chǎn)生。具有這樣的開關(guān)過程的開關(guān)稱為硬開關(guān)[3]（HardSwitching）。硬開關(guān)開關(guān)過程中，隨著開關(guān)頻率的提高，開關(guān)損耗成倍上升，使電路的效率下降，限制了電路的高頻化發(fā)展；開關(guān)噪聲也帶來了嚴(yán)重的電磁干擾等問題。為彌補(bǔ)硬開關(guān)工作過程中的諸多缺陷，上世紀(jì)70年代以來，國內(nèi)外電力電子學(xué)者不斷研究軟開關(guān)技術(shù)，并取得一系列成果。所謂軟開關(guān)技術(shù)，是通過在原有的開關(guān)電路中增加電感、電容等諧振元件，進(jìn)行輔助換流，使得開關(guān)過程前后電路諧振工作，當(dāng)電壓下降到零時，開關(guān)元件導(dǎo)通，當(dāng)電流自然過零時，開關(guān)元件關(guān)斷，避免了電壓、電流的交疊，抑制其變化率，從而很好的降低開關(guān)損耗和開關(guān)噪聲，大幅提高開關(guān)頻率[1]。軟開關(guān)典型的開關(guān)過程如圖1.1(b)所示。(a)硬開關(guān)典型開關(guān)過程(b)軟開關(guān)典型開關(guān)過程圖1.1硬開關(guān)與軟開關(guān)典型開關(guān)過程比較多年來，軟開關(guān)技術(shù)已得到長足發(fā)展，先后出現(xiàn)了許多軟開關(guān)電路拓?fù)?。根?jù)軟開關(guān)技術(shù)的發(fā)展歷程，可將軟開關(guān)電路拓?fù)浞譃闇?zhǔn)諧振電路、零開關(guān)PWM電路和零轉(zhuǎn)換PWM電路。根據(jù)電路中開關(guān)元件是零電壓開通還是零電流關(guān)斷，又可將軟開關(guān)電路拓?fù)浞譃榱汶妷篫VS（ZeroVoltageSwitching）電路和零電流ZCS（ZeroCurrentSwitching）電路兩類[1]。實現(xiàn)軟開關(guān)的技術(shù)也不斷推陳出新，目前，應(yīng)用較為廣泛的技術(shù)主要有[4]：（1）控制型軟開關(guān)技術(shù)，此類電路借助控制信號的合理安排實現(xiàn)軟開關(guān)；（2）緩沖型軟開關(guān)技術(shù)，通過在電路中增設(shè)相應(yīng)緩沖電路以實現(xiàn)軟開關(guān)；（3）諧振型軟開關(guān)技術(shù)，在直流側(cè)或交流側(cè)設(shè)置諧振電路以實現(xiàn)軟開關(guān)。1.2.2常見直流變換器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)直流變換器應(yīng)用電力電子器件將一種直流電變換為另一種或多種直流電。隨著電力電子技術(shù)、計算機(jī)科學(xué)與信息技術(shù)的發(fā)展，以直流變換器為核心的開關(guān)電源得到了廣泛應(yīng)用，一直是各國電力電子專家和學(xué)者研究的熱門方向。按照輸入輸出是否具有電氣隔離功能，直流變換器可分為非隔離型和隔離型兩類。非隔離型直流變換器可大致分為六類：降壓式（Buck）、升壓式（Boost）、升降壓式（Buck-Boost）、庫克（Cuk）、瑞泰（Zeta）和塞皮克（SEPIC）等。隔離型直流變換器可看作由非隔離型直流變換器加上變壓器和相關(guān)整流電路推導(dǎo)而來。這樣，隔離型直流變換器也相應(yīng)的有Buck、Boost、Buck-Boost、Cuk、Zeta、SEPIC等種類。隔離型Buck式包括正激、推挽、半橋和全橋變換器。隔離型Boost式包括推挽、半橋和全橋變換器。隔離型Buck-Boost式即反激變換器（Flyback），有單雙管之分。下面，基于電路的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，介紹幾種常見的直流變換器[5]。單管正激式電路拓?fù)?.1(a)所示，Q為開關(guān)管，DFW為續(xù)流二極管，Cf和Lf分別為輸出濾波電容和輸出濾波電感。變壓器Tr起到電氣隔離作用，原副邊繞組的極性相同，工作時磁芯單向磁化。單管正激變換器單管反激式電路拓?fù)淙鐖D1.1(b)所示，其結(jié)構(gòu)與單管正激式變換器相似，副邊繞組和復(fù)位二極管DR構(gòu)成磁復(fù)位電路。變壓器起到電氣隔離和儲能的雙重作用。由于這種單管反激式變換器無需輸出濾波電感L推挽式推挽式變換器可看作是兩個單管正激變換器并聯(lián)的組合，其電路拓?fù)淙鐖D1.1(c)所示。工作時，變壓器的勵磁電流既可為正也可為負(fù)，磁芯為雙向磁化，這樣在相同條件下，推免式的變壓器體積可比正激式小一些。但推挽式變換器兩只開關(guān)管的電壓應(yīng)力仍然是輸入電壓的兩倍，且容易出現(xiàn)鐵芯偏磁現(xiàn)象，一般用在中功率變換場合。橋式橋式變換器有半橋和全橋兩種，電路拓?fù)浞謩e如圖1.1(d)和1.1(e)所示。橋式變換器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)較為復(fù)雜，變壓器均為雙向磁化，磁芯利用率高，且開關(guān)管的電壓應(yīng)力最大等于輸入電壓，開關(guān)管耐壓要求較低，彌補(bǔ)了推挽式變換器的不足。其中，全橋變換器擁有四只開關(guān)管，能輸出的功率最大，被廣泛應(yīng)用在大中功率場合。(a)單管正激式(b)單管反激式圖1.1常見的直流變換器電路拓?fù)?c)推挽式(d)半橋式(e)全橋式續(xù)圖1.11.2.3軟開關(guān)直流變換器研究現(xiàn)狀及發(fā)展趨勢傳統(tǒng)硬開關(guān)直流變換器存在的開關(guān)頻率低、開關(guān)損耗大等缺陷，嚴(yán)重限制了直流變換器的發(fā)展。因此，引入直流變換器的軟開關(guān)技術(shù)顯得極為重要。20世紀(jì)60年代出現(xiàn)了DC-DCPWM功率變換技術(shù)，使得直流變換器的設(shè)計有了很大的改變。到70年代，直流變換器的工作頻率已從最初幾kHz上升到20kHz，并被譽(yù)為20kHz革命[６]。1988年，R.A.Fisher提出了移相全橋零電壓直流變換器的概念，并研制出工作頻率達(dá)500kHz、輸出功率為250W的零電壓直流變換器[７]。90年代移相全橋軟開關(guān)變換器問世，此類變換器具有控制方便、輸出功率大、功率損耗小等特點，因此得到了迅速發(fā)展，已被應(yīng)用于諸多領(lǐng)域[8]。經(jīng)過不斷的發(fā)展和完善，軟開關(guān)直流變換器的工作頻率可以達(dá)到兆級，輸出功率可以達(dá)到上千千瓦，工作性能也有了明顯提升。近些年，軟開關(guān)技術(shù)的研究主要是希望探索一種最優(yōu)化策略，采用盡量少的輔助器件，同時實現(xiàn)一個功率開關(guān)管的ZVS、ZVS。隨著生產(chǎn)技術(shù)的不斷提高，未來電力電子變流裝置將朝小型化、高頻化、高效化的方向發(fā)展。因此，以提高開關(guān)頻率、減小開關(guān)損耗、減輕電磁干擾等為主要目標(biāo)的軟開關(guān)直流變換器將會是未來電力直流變換器發(fā)展的重要方向。且隨著電力電子裝置功率等級的提高和高頻化的需要，直流變換器軟開關(guān)技術(shù)研究的重要性將日趨凸顯，其應(yīng)用領(lǐng)域也將不斷擴(kuò)大，研究的社會價值與經(jīng)濟(jì)價值巨大。1.3論文的研究內(nèi)容本論文研究了PWM全橋變換器軟開關(guān)技術(shù)的基本原理，并選取ZVS和ZVZCSPWM移相全橋變換器兩種拓?fù)錇橹饕芯繉ο?，詳?xì)分析了其控制方式、工作原理以及相關(guān)參數(shù)設(shè)計等問題，在此基礎(chǔ)上進(jìn)行了基于PSCAD的主電路仿真。具體研究內(nèi)容如下：（1）闡述了軟開關(guān)直流變換器的研究背景和意義，簡要介紹了軟開關(guān)技術(shù)的基本概念和實現(xiàn)策略，給出幾種常見的直流變換器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)以及軟開關(guān)直流變換器研究現(xiàn)狀和發(fā)展趨勢。（2）介紹了PWM軟開關(guān)全橋變換器的基本原理，包括PWM全橋變換器的基本工作原理和九種控制方式，總結(jié)了軟開關(guān)全橋變換器的控制方式和兩類實現(xiàn)方式。（3）重點闡述了ZVSPWM移相全橋變換器的控制方式和各模態(tài)工作原理，對副邊占空比丟失、超前橋臂滯后橋臂實現(xiàn)ZVS的能量來源等問題進(jìn)行分析，并利用仿真軟件PSCAD搭建主電路仿真模型，給出硬開關(guān)、軟開關(guān)兩種情況下的仿真對比研究。（4）詳細(xì)分析了ZVZCSPWM移相全橋變換器的控制方式和各模態(tài)工作原理，說明全橋變換器為實現(xiàn)ZVZCS的相關(guān)參數(shù)設(shè)計，同樣基于PSCAD進(jìn)行主電路仿真，給出硬開關(guān)、軟開關(guān)兩種情況下的仿真對比研究，以驗證其有效性。2PWM軟開關(guān)全橋變換器的基本原理2.1PWM全橋變換器基本工作原理PWM全橋變換器由全橋逆變器和輸出整流濾波電路構(gòu)成，全橋逆變器主電路通常包含四只功率開關(guān)管Q1～Q４，反并聯(lián)二極管D1～D４和輸出變壓器Tr三個部分，輸出整流濾波電路又可以分為半波整流、全波整流、全橋整流和倍流整流四種電路[9]。全橋變換器的控制方法通常有雙極性、有限單極性和移相控制。為討論方便，下面以傳統(tǒng)的雙極性控制方式為例，介紹采用全波整流電路的PWM全橋變換器的基本工作原理，其基本電路結(jié)構(gòu)如圖2.1(a)所示，(a)基本電路結(jié)構(gòu)(b)主要波形圖2.1PWM移相全橋變換器的基本電路結(jié)構(gòu)和主要波形施加驅(qū)動信號，使斜對角兩只開關(guān)管Q1和Q４同時導(dǎo)通，原邊電流iP由電源正經(jīng)Q1、變壓器原邊繞組以及Q４，回到電源負(fù)，副邊整流二極管Dr1導(dǎo)通。此階段，變壓器原邊（即兩橋臂中點A、B）電壓為Vin，得到整流后電壓vrect為Vin/K（K為變壓器Tr關(guān)斷Q1、Q４且Q2、Q3未開通，vAB、iP為零，整流電路通過兩只續(xù)流二極管續(xù)流，變壓器副邊電壓箝在零位。由于此時Lf開通Q2和Q3后，iP反向增加，得到原邊電壓vAB=-Vin，副邊整流二極管有上述分析可知，通過控制斜對角開關(guān)管的通斷，在輸出端得到了一個幅值可調(diào)的直流電壓，其幅值為 Vo=DVin其中，D為占空比，D=TonTs2通過調(diào)節(jié)占空比即可得到所需要的輸出電壓Vo2.2PWM全橋變換器的控制方式采用傳統(tǒng)的雙極性控制方式，控制斜對角兩只開關(guān)管Q1、Q４和Q2、Q3同一時刻導(dǎo)通或關(guān)斷，在A、B兩點之間得到一個交流方波仔細(xì)分析會發(fā)現(xiàn)，只有當(dāng)開關(guān)管Q1和Q４同時導(dǎo)通時，A、B兩點才能得到正的電壓脈沖+1Vin，只有Q2和Q3同時導(dǎo)通時，變壓器原邊才能得到負(fù)的電壓脈沖-1Vin。因此，要到相同的交流方波vAB，并不需要斜對角兩只開關(guān)管在同一時刻導(dǎo)通或關(guān)斷，即只要保證斜對角的兩只開關(guān)管的導(dǎo)通重疊時間不變，開關(guān)管的導(dǎo)通時間向前增加或向后增加對vAB沒有任何影響[10]?；谶@一思路，開關(guān)管相應(yīng)導(dǎo)通時間不增加、向前或向后增加一小段時間或增加到Ts2（保證每個開關(guān)管導(dǎo)通時間仍不超過半個周期），可以得到九種全橋變換器的PWM控制方式[10]。它們分別如圖2.2所示，控制方式1為傳統(tǒng)的雙極性控制方式，四個開關(guān)管都不增加導(dǎo)通時間控制方式，移相角為零；控制方式3和7為有限單極性控制方式，其中一個橋臂的開關(guān)管導(dǎo)通時間不變，另一橋臂的開關(guān)管導(dǎo)通時間綜合上述九種控制方式，可以根據(jù)斜對角兩只開關(guān)管的關(guān)斷情況，將PWM全橋變換器的控制方式分為兩類：（1）斜對角兩只開關(guān)管同時關(guān)斷，包括控制方式1～控制方式3。（2）斜對角兩只開關(guān)管錯開關(guān)斷，包括控制方式4～控制方式9。(a)控制方式1(b)控制方式2(c)控制方式3(d)控制方式4(e)控制方式5(f)控制方式6(g)控制方式7(h)控制方式8(i)控制方式9圖2.2PWM全橋變換器的控制方式2.3PWM軟開關(guān)全橋變換器的控制方式和兩類實現(xiàn)方式在分析全橋變換器的軟開關(guān)控制方式之前，先定義三種工作狀態(tài)：當(dāng)開關(guān)管Q1和Q４同時導(dǎo)通，A、B兩點之間得到正電壓脈沖+1Vin，定義這種工作狀態(tài)為+1狀態(tài)；當(dāng)開關(guān)管Q1和Q2同時導(dǎo)通，或Q3和Q４同時導(dǎo)通，A、B兩點之間電壓為零，定義這種工作狀態(tài)為0狀態(tài)；當(dāng)開關(guān)管Q2和斜對角兩只開關(guān)管同時關(guān)斷的控制方式出現(xiàn)了+1-1或-1+1的切換，不能實現(xiàn)開關(guān)管的軟開關(guān)，只能通過增加輔助緩沖電路來改善開關(guān)管的開關(guān)性能，論文不再做詳細(xì)分析。而斜對角兩只開關(guān)管錯開關(guān)斷的控制方式，出現(xiàn)了下面，參考圖2.1大致分析斜對角兩只開關(guān)管錯開關(guān)斷的控制方式下，全橋變換器的軟開關(guān)實現(xiàn)過程。為分析方便，假設(shè)Q1和Q3先關(guān)斷，開關(guān)管Q1和Q3組成的橋臂為超前橋臂；Q4和Q2后關(guān)斷，開關(guān)管超前橋臂的軟開關(guān)實現(xiàn)過程：開關(guān)管Q1和Q４同時導(dǎo)通時，vAB為+1Vin。關(guān)斷Q1，原邊電流iP對電容C1充電，vC1線性增加，對電容C3放電，，vC3線性下降，限制Q1關(guān)斷時的電壓上升率，Q1近似為零電壓關(guān)斷；當(dāng)vC3下降為零，Q3反并二極管D在D3導(dǎo)通后Q4關(guān)斷前，A、B兩點間電壓為零，出現(xiàn)了0工作狀態(tài)。如果在逆變橋中加入相關(guān)的電路，0狀態(tài)會出現(xiàn)兩種工作模式，即恒流模式和電流復(fù)位模式。所謂恒流模式，就是在零狀態(tài)下，原邊電流iP保持不變，滯后橋臂實現(xiàn)零電壓開關(guān)ZVS；電流復(fù)位模式，就是在零狀態(tài)下，原邊電流iP減少到零，滯后橋臂實現(xiàn)這樣，滯后橋臂的軟開關(guān)實現(xiàn)過程可分別描述為：（1）滯后橋臂的零電壓開關(guān)ZVS，即恒流模式下，關(guān)斷Q4，iP對C4充電，對C2放電。由于電容C2和C4限制了Q4關(guān)斷時的電壓上升率，Q4可認(rèn)為是零電壓關(guān)斷。當(dāng)vC2下降到零，Q2反并二極管D2導(dǎo)通，將Q2（2）滯后橋臂的零電流開關(guān)ZCS，即電流復(fù)位模式下，Q4關(guān)斷時，iP已經(jīng)下降為零，關(guān)斷Q4，Q4就是零電流關(guān)斷；開關(guān)管Q2開通時，由于漏感Llk的存在，原邊電流iP只能很小的速率上升，Q2近似總結(jié)前面的分析，可以得到如下結(jié)論：PWM全橋變換器共有九種控制方式。九種控制方式根據(jù)斜對角兩只開關(guān)管的關(guān)斷情況，又可分為斜對角兩只開關(guān)管同時關(guān)斷、斜對角兩只開關(guān)管錯開關(guān)斷兩大類。其中，斜對角的兩只開關(guān)管同時關(guān)斷的控制方式，切換時出現(xiàn)+1-1或-1+1的情況，因此控制方式1～控制方式3不能實現(xiàn)軟開關(guān)；而斜對角的兩只開關(guān)管錯開關(guān)斷，引入超前橋臂和滯后橋臂的概念，在0狀態(tài)下輔以一定的電路實現(xiàn)了開關(guān)管的ZVS或ZCS，因此控制方式4～控制方式采用控制方式4～控制方式9，超前橋臂Q1、Q3的切換方式是+10和-10，只能實現(xiàn)ZVS，而滯后橋臂Q2、Q４的切換方式是0+1和0-1，可以實現(xiàn)ZVS和ZCS（1）ZVS方式：0狀態(tài)為恒流工作模式，超前橋臂和滯后橋臂均實現(xiàn)ZVS。（2）ZVZCS方式：0狀態(tài)為電流復(fù)位工作模式，超前橋臂實現(xiàn)ZVS，滯后橋臂實現(xiàn)ZCS。2.4本章小節(jié)本章介紹了PWM全橋變換器的基本原理；給出PWM全橋變換器的九種控制方式，分為斜對角兩只開關(guān)管同時關(guān)斷（控制方式1～控制方式3）、斜對角兩只開關(guān)管錯開關(guān)斷（控制方式4～控制方式9）兩大類，前者不能實現(xiàn)軟開關(guān)，后者引入超前橋臂和滯后橋臂的概念，可以實現(xiàn)軟開關(guān)，具體為超前橋臂實現(xiàn)ZVS，滯后橋臂實現(xiàn)ZVS或ZCS；根據(jù)兩橋臂實現(xiàn)軟開關(guān)的方式，可將PWM全橋變換器的軟開關(guān)實現(xiàn)方式分為ZVS和ZVZCS兩類。3零電壓開關(guān)PWM移相全橋變換器上一章已經(jīng)指出，PWM全橋變換器的軟開關(guān)實現(xiàn)方式分為兩類：ZVS方式和ZVZCS方式。本章分析ZVSPWM移相全橋變換器的控制方式、電路工作原理及其相關(guān)問題，并基于PSCAD進(jìn)行電路拓?fù)浞抡?，以驗證其工作特性。3.1ZVSPWM移相全橋變換器的控制方式和工作原理為了實現(xiàn)開關(guān)管的軟關(guān)斷，在開關(guān)管Q1～Q4兩端分別并聯(lián)電容C1～C為了實現(xiàn)開關(guān)管的零電壓開通，需輔以合適的控制方式：滯后橋臂以Q2為例，Q4關(guān)斷后電流iP對C2放電，對C4充電到Vin，D2導(dǎo)通箝位，為Q2的零電壓開通提供條件，但Q4關(guān)斷后，iP也開始下降，一旦iP下降到零并反向增長，D2截止，Q2失去零電壓開通條件，所以為保證Q2開通前iP不下降到零，Q4的關(guān)斷時間必須延遲到Q2可開通時刻，即滯后管的導(dǎo)通時間只能向后增加到Ts2（需保留一定的死區(qū)時間）；超前橋臂以Q3為例，在Q1關(guān)斷后到Q4開通前，電路處在0狀態(tài)恒流模式，C3(g)控制方式7(h)控制方式8(i)控制方式9圖3.1ZVSPWM全橋變換器的控制方式下面，選取移相控制方式9為例，詳細(xì)分析ZVSPWM全橋變換器的工作原理。(a)基本電路結(jié)構(gòu)(b)主要波形圖3.2ZVSPWM移相全橋變換器的基本電路結(jié)構(gòu)和主要波形圖3.2(a)和圖3.2(b)分別給出了ZVSPWM移相全橋變換器的基本電路結(jié)構(gòu)和主要波形。其中，功率開關(guān)管Q1～Q4反并二極管D1～D4組成兩個橋臂，C1～C4分別是Q1～Q4外接并聯(lián)電容，Lf是諧振電感（包括了變壓器漏感）。開關(guān)管Q1和Q3、Q2和Q在一個工作周期中，ZVSPWM移相全橋變換器的工作原理可細(xì)分為12個模態(tài)，各種模態(tài)的等效電路如圖3.3所示。為便于分析，先做如下假設(shè)[15]：電路中開關(guān)管、二極管均為理想器件；電路中電容、電感及變壓器均為理想元件；超前橋臂并聯(lián)的電容C1、C3Lf?LrK21．模態(tài)1，[t0，t1t0時刻之前，導(dǎo)通電路如圖3.3(a)實線所示，斜對角開關(guān)管Q1、Q4導(dǎo)通，Q1、Q4關(guān)斷，變壓器僅上側(cè)繞組流過電流。t0時刻關(guān)斷Q1，原邊電流iP對C1充電，對C3放電，限制Q1的電壓上升率，Q1近似零電壓關(guān)斷。此時段，Lr和Lf是串聯(lián)的，且Lfi (3.1)v (3.2)v (3.3)在t1時刻，C3電壓放電為零，Q3反并二極管D3自然導(dǎo)通，將Q3電壓箝在零位，為Q3零電壓開通提供條件。所以，為實現(xiàn)Q3的零電壓開通，應(yīng)保證Q3開通前vtdlead>2Clead2．模態(tài)2，[t1，t2]此階段，D3導(dǎo)通Q4未關(guān)斷，使得A、B兩點間電壓為零，又有iP基本保持不變，電路工作在0狀態(tài)恒流模式，保證D3始終處于導(dǎo)通狀態(tài)，在此模態(tài)內(nèi)開通Q33．模態(tài)3，[t2，t3在t2時刻，Q4零電壓關(guān)斷，vAB=-vC4，始流過電流，整流管Dr2導(dǎo)通。由于兩整流管Dr1和Dr2(a)t0時刻以前(b)模態(tài)1，[t(c)模態(tài)2，[t1，t2](d)模態(tài)3(e)模態(tài)4，[t3，t4](f)模態(tài)5圖3.3各種模態(tài)的等效電路零位，vrect為零；輸出濾波電流iLf不再折射到原邊，iP僅由Lr儲備的能量提供，此階段實質(zhì)上是Lr同樣，Q4關(guān)斷后，iP對C4充電，對C2放電。在t3時刻，C4充電(g)模態(tài)6，[t5續(xù)圖3.3端電壓相等自然導(dǎo)通，將Q2電壓箝在零位，為Q2的零電壓開通提供條件。所以為保證Q2在vC4上升到Vin后才開通，Q2和Qt (3.5)此模態(tài)中，原邊電流iP和電容C2、i (3.6)v (3.7)v (3.8)其中，Z1=L4．模態(tài)4，[t3，t4]t3時刻，D2自然導(dǎo)通，Q2的電壓被箝在零位，原邊電流iP由D2流回，將Lr的儲能反饋給i (3.9)在t4時刻，iP下降到零，為避免iP下降到零后反向增加對C2充電使Q2兩端電壓不為零，Q2應(yīng)在iP下降到零之前開通，即Q2的開通時間為C4充電到電壓為Vin之后，iP下降到零之前。t (3.10)5．模態(tài)5，[t4，t5]t4時刻，原邊電流iP過零后開始向負(fù)方向增加，已開通的開關(guān)管Q2、Q3為iPi (3.11)此階段，副邊整流管二極管Dr1流過的電流繼續(xù)減小，Dr2流過的電流繼續(xù)增加，到t5時刻，iP達(dá)到-ILft5Kt (3.12)6．模態(tài)6，[t5，t6]這段時間，電源為負(fù)載提供能量，原邊電流iPi (3.13)t6時刻，Q3關(guān)斷，全橋變換器3.2ZVSPWM移相全橋變換器相關(guān)問題分析=1\*Arabic1．超前橋臂和滯后橋臂實現(xiàn)ZVS的條件由第3.1節(jié)的分析可知，要實現(xiàn)功率開關(guān)管的零電壓關(guān)斷，需要在Q1～Q4兩端并聯(lián)電容；要實現(xiàn)開關(guān)管的零電壓開通，電路要提供足夠的能量抽走即將開通的開關(guān)管的并聯(lián)電容上的電荷，并對同一橋臂即將關(guān)斷的開關(guān)的并聯(lián)電容充電。同時，考慮到變壓器一次側(cè)繞組寄生電容CTR，還要提供一部分能量來抽走CTR上的電荷[16]。也就是說，要實現(xiàn)開關(guān)管E> (3.14)超前橋臂的ZVS容易實現(xiàn)。在超前橋臂的開關(guān)過程中，電感Lf與Lr是串聯(lián)的，電路實現(xiàn)ZVS的能量由Lf和Lr共同提供。Lf很大，超前橋臂的整個開關(guān)過程中，iP近似不變。式滯后橋臂的ZVS較難實現(xiàn)。滯后管的開關(guān)過程中，Dr1和Dr2均導(dǎo)通，變壓器原副邊短路，逆變橋原邊電流iP過零并開始反向流通，負(fù)載電流由濾波電感Lf提供整，不在反射到原邊。此時，電路實現(xiàn)ZVS的能量僅由Lr提供，如果不滿足式(3.151 (3.15)這樣，我們知道，只要滿足條件實現(xiàn)滯后橋臂的ZVS，必定能實現(xiàn)超前橋臂的ZVS。因此PWM移相全橋變換器的軟開關(guān)技術(shù)關(guān)鍵在于滯后橋臂ZVS的實現(xiàn)。從式(3.15)可知，要滿足滯后橋臂的ZVS條件，可增大諧振電感Lr，或通過增加勵磁電流增加I2[18]。2．副邊占空比丟失現(xiàn)象ZVSPWM移相全橋變換器的輸出整流后電壓出現(xiàn)了副邊占空比丟失現(xiàn)象[9]，副邊的占空比Dsec小于原邊的占空比Dp，即Dsec<Dp，D (3.16)之所以出現(xiàn)副邊占空比丟失現(xiàn)象，是因為在iP由正值變化為負(fù)值（由負(fù)值變化為正值）的時間段里，即圖3.2(b)中的[t2，t5]和[t8，t11]，原邊雖然存在正電壓脈沖(負(fù)電壓脈沖)，但原邊電流iP過小，不足以提供負(fù)載電流，副邊Dr1和Dr2導(dǎo)通，電感Lf續(xù)流，負(fù)載兩端電壓為零。這樣，在[t2，tD (3.17)這樣，具體的換流情況可表述為：(1)[t2，t4]時段，iP>0，流過的電流Dr1大于流過Dr2的電流；(2)t4時刻，iP=0，兩個整流管中流過電流相同，為負(fù)載電流一半；(3)[t4，t53.3主電路仿真及結(jié)果分析為了驗證ZVSPWM移相全橋變換器的軟開關(guān)工作性能，本節(jié)利用仿真軟件PSCAD搭建主電路仿真模型，并進(jìn)行波形分析。該變換器的主要性能指標(biāo)為：輸入直流電壓：V輸出直流電壓：V輸出電流：I開關(guān)頻率：f仿真電路的主要參數(shù)如為：諧振電感：L輸出濾波電感：L輸出濾波電容：C并聯(lián)電容：C變壓器原副邊匝數(shù)比：K同一橋臂上下開關(guān)管驅(qū)動信號的死區(qū)時間為2μs，占工作周期的2%；斜對角開關(guān)管驅(qū)動信號的移相時間為20μs，移相角為72°參照上述參數(shù)，搭建ZVSPWM移相全橋變換器的主電路仿真模型。仿真電路圖如圖3.4所示。圖3.4ZVSPWM移相全橋變換器仿真電路為驗證ZVSPWM移相全橋變換器的基本工作過程，仿真得到如圖3.5所示的主要工作波形。圖3.5自上而下分別給出了原邊電壓vAB、原邊電流iP和輸出整流后電壓vrect的仿真波形。可以看出，仿真波形與理論波形基本一致。當(dāng)超前管Q1關(guān)斷時，原邊電壓vAB很快下降，輸出整流后電壓vrect也隨之下降。由于諧振電感Lr和濾波電感Lf串聯(lián)，且Lf很大，iP近似不變。當(dāng)vAB降為零時，超前管Q3反并二極管自然導(dǎo)通，Q3電壓被箝在零位，為圖3.5ZVSPWM移相全橋的主要工作波形為考察超前橋臂和滯后橋臂的ZVS實現(xiàn)效果，驗證參數(shù)合理性，以超前管Q1、滯后管Q2為例進(jìn)行分析。分析之前，為突出對比，先給出相同開關(guān)頻率、輸入電壓和負(fù)載條件下的硬開關(guān)波形。硬開關(guān)情況下，兩橋臂開關(guān)管不并聯(lián)電容，驅(qū)動信號占空比為50%，不設(shè)置死區(qū)時間；斜對角兩只開關(guān)管Q1、Q4和Q2圖3.6(a)和(b)為超前管Q1的硬開關(guān)電壓電流波形，3.6(c)和(d)為滯后管Q2的硬開關(guān)電壓電流波形。從圖中可以看出，硬開關(guān)情況下，Q1、Q2開通之前電壓均不為零，關(guān)斷時兩開關(guān)管電壓上升速率較快，超前管和滯后管都不是ZVS；開通和關(guān)斷過程中，下面給出變換器在軟開關(guān)條件下波形。圖3.7(a)超前管Q1電壓及其驅(qū)動信號波形，可明顯看出，在Q1開通之前，其兩端電壓已經(jīng)下降為零，Q1是零電壓開通。圖3.Q1關(guān)斷時相關(guān)電容C1、C3充放電波形，Q1關(guān)斷時，原邊電流(a)超前管Q1電壓vQ1(b)超前管Q1的電壓vQ1(c)滯后管Q2電壓vQ2及驅(qū)動信號(d)滯后管Q2的電壓vQ2及電流圖3.6硬開關(guān)情況下開關(guān)管的開斷分析電容C3被放電，vC3下降，限制了Q1的電壓上升率，Q1近似實現(xiàn)零電壓關(guān)斷；C1、C3充放電的時間大約為1μs，死區(qū)時間為2μs，保證Q3開通前C(a)超前管Q1電壓vQ1及驅(qū)動信號(b)超前管Q1關(guān)斷時電容C注：電壓vQ1的縮放比例為(c)超前管Q1的電壓vQ1及電流圖3.7超前管Q1的ZVS同樣，給出滯后管Q2的ZVS波形。如圖3.8所示，自上而下依次為Q2的電壓及其驅(qū)動信號波形、Q2關(guān)斷時相關(guān)電容C2、C4充放電波形、Q2在整個開關(guān)過程中的電壓電流波形。由圖(a)可得出，在Q2開通之前，其兩端電壓也已經(jīng)下降為零，Q2是零電壓開通，且開通時圖(c)中Q2電壓電流沒有重疊，實現(xiàn)了開關(guān)管的零損耗開通。類似地，Q2關(guān)斷時，如圖(b)所示，原邊電流iP對電容C2充電，vC2上升，對電容C4放電，vC4下降，限制了Q2的電壓上升率，Q2近似實現(xiàn)零電壓關(guān)斷，關(guān)斷損耗也有明顯降低；滯后管并聯(lián)電容(a)滯后管Q2電壓vQ2及驅(qū)動信號(b)滯后管Q2(c)滯后管Q2的電壓vQ2及電流圖3.8滯后管Q4的ZCS圖3.9給出了輸出整流電路換流時的主要波形。當(dāng)原邊電流iP下降到不足以帶動負(fù)載時，兩個輸出整流管Dr1、Dr2均導(dǎo)通：iP>0，流過整流管Dr1的電流大于流過整流管Dr2的電流；iP=0圖3.9輸出整流電路換流的主要波形3.4本章小節(jié)ZVSPWM全橋變換器的控制方式為控制方式7～控制方式9。本章研究移相控制方式9下，PWM全橋變換器的工作原理，詳細(xì)分析了一個周期內(nèi)12個模態(tài)的具體工作情況，說明超前橋臂和滯后橋臂實現(xiàn)ZVS的能量來源、副邊占空比丟失、輸出整流電路的換流情況等相關(guān)問題，并利用仿真軟件PSCAD搭建主電路仿真模型，分硬開關(guān)、軟開關(guān)兩種情況對比研究，分析了ZVSPWM移相全橋變換器的主要工作波形、輸出整流電路換流情況、超前橋臂和滯后橋臂的ZVS實現(xiàn)效果及開關(guān)損耗等。4零電壓零電流開關(guān)PWM移相全橋變換器本章討論P(yáng)WM移相全橋變換器軟開關(guān)的另一種實現(xiàn)方式：ZVZCS方式，即0狀態(tài)下電路工作在電流復(fù)位模式，超前橋臂實現(xiàn)ZVS，滯后橋臂實現(xiàn)ZCS。以滯后橋臂串聯(lián)兩個二極管的電路拓?fù)錇槔?，分析ZVZCSPWM移相全橋變換器的控制方式、工作原理及相關(guān)參數(shù)設(shè)計，并基于PSCAD進(jìn)行電路仿真，以驗證其有效性。4.1ZVZCSPWM移相全橋變換器的控制方式和工作原理超前橋臂要實現(xiàn)ZVS，可采用第三章的方法，在開關(guān)管Q1、Q3兩端并聯(lián)電容；而滯后橋臂實現(xiàn)ZCS，開關(guān)管Q2、Q4兩端不能并聯(lián)電容。分析可知，Q1關(guān)斷后，D3會導(dǎo)通箝位，為Q3的零電壓開通提供條件，但在D3導(dǎo)通后Q4關(guān)斷前，電路工作在0狀態(tài)電流復(fù)位模式，即iP將下降到零，一旦iP下降到零，D3便會截止，使Q3失去零電壓開通條件，所以為保證Q3開通前iP不下降到零，Q3的開通時間必須提前到Q1關(guān)斷時，即超前橋臂的導(dǎo)通時間只能向前增加到Ts2（需保留一定的死區(qū)時間）；D3導(dǎo)通后，iP復(fù)位下降到零，所以，只需在iP下降到零后關(guān)斷Q4，Q(a)控制方式6(b)控制方式9圖4.1ZVZCSPWM全橋變換器的控制方式圖4.2給出了ZVZCSPWM移相全橋變換器的基本電路結(jié)構(gòu)和主要波形。為實現(xiàn)原邊電流復(fù)位[20]，在A、B之間串入阻斷電容Cb，在滯后橋臂串入兩個二極管D2、D4(a)基本電路結(jié)構(gòu)(b)主要波形圖4.2ZVZCSPWM移相全橋變換器的基本電路結(jié)構(gòu)和主要波形用是充當(dāng)阻斷電壓源：當(dāng)Q1、Q4導(dǎo)通時，電流iP對Cb充電；當(dāng)Q2、Q3導(dǎo)通時，電流iP對Cb放電；而0狀態(tài)時，Cb電壓保持不變，極性恰好與iP流向相反，致使iP下面，以移相控制方式9為例，詳細(xì)分析該變換器的工作原理。分析之前，先做如下假設(shè)[15]：電路中開關(guān)管、二極管均為理想器件；電路中電容、電感及變壓器均為理想元件；超前橋臂并聯(lián)的電容C1、Lf?LlkK2將全橋變換器一個工作周期中的工作原理細(xì)分為10個模態(tài)，各模態(tài)的等效電路如圖4.3所示。具體工作情況描述如下：1．模態(tài)1，[t0，t1]，對應(yīng)圖4.3t0時刻之前，導(dǎo)通電路如圖4.3(a)實線所示，原邊Q1、Q4導(dǎo)通，Q1、Q4關(guān)斷，iP對阻斷電容Cb充電，Cb電勢為左正右負(fù)；副邊僅變壓器上側(cè)繞組流過電流。t0時刻關(guān)斷Q1，iP對電容C1充電，對電容C3放電，限制Q1的電壓上升率，Q1近似零電壓關(guān)斷。此階段，v (4.1)v (4.2)v (4.3)在t1時刻，C3的電壓下降為零，Q3反并二極管D3導(dǎo)通箝位，為Q3零電壓開通提供條件。為保證Q3開通前vC3已下降到零，Qt (4.4)2．模態(tài)2，[t1，t2]，對應(yīng)圖4此階段，D3導(dǎo)通，Q4還未關(guān)斷，vAB為零，由于Cb電勢為左正右負(fù)，則變壓器副邊電勢改變?yōu)樯险仑?fù)。整流管Dr1也開始導(dǎo)通，變壓器被短路，副邊電流不在折射到原邊，且Cb極性與iP流向相反，iP線性下降，在t2時刻降為零。Q3由于Llk較小，iP雖繼續(xù)對Cb充電，但vCb近似不變t (4.5)

(a)t0時刻以前(b)模態(tài)1，[t(c)模態(tài)2，[t1，t2](d)模態(tài)3(e)模態(tài)4，[t3，t4](f)模態(tài)5圖4.3各種模態(tài)的等效電路3．模態(tài)3，[t2，t3]，對應(yīng)圖4.3模態(tài)3中，變換器逆變橋無電流流過，vAB=VCbp。整流橋D4．模態(tài)4，[t3，t4]，對應(yīng)圖4.3t3時刻，Q4已無電流流過，關(guān)斷Q4，Q4是零電流關(guān)斷（事實上iP下降到零后即可關(guān)斷Q4）。為了在電流Q3、Q2相繼導(dǎo)通后，iP開始反向增加，對Cb反向充電。在iP不足以提供負(fù)載電流之前，i (4.6)到t4時刻，iP上升到-ILft5K，t (4.7)5．模態(tài)5，[t4，t5]，對應(yīng)圖4t4時刻，原邊開始為負(fù)載提供能量，CV (4.8)t5時刻，關(guān)斷Q3，全橋變換器綜上分析可知，超前橋臂實現(xiàn)ZVS的能量是由輸出濾波電感Lf提供的，一般輸出濾波電感Lf都很大，其儲存的能量足夠在較寬的負(fù)載范圍下實現(xiàn)超前橋臂的ZVS[23]。超前橋臂實現(xiàn)ZVS需要滿足：兩個開關(guān)管Q1、Q3驅(qū)動信號的死區(qū)時間tdt (4.9)滯后橋臂要實現(xiàn)ZCS，原邊電流的iP復(fù)位必須在滯后開關(guān)管Q2、Q4開通之前完成。it (4.10)其中，Deff為副邊有效占空比，Deff為工作周期。所以，滯后橋臂實現(xiàn)ZCS的條件為t124 (4.11)時間t12與負(fù)載無關(guān)，所以只要滿足式即可在任意負(fù)載范圍和輸入電壓下實現(xiàn)滯后橋臂的ZCS[24]4.2ZVZCSPWM移相全橋變換器的參數(shù)設(shè)計=1\*Arabic1．最大副邊有效占空比參考圖4.4，此類變換器的最大副邊有效占空比DeffmaxD (4.12)式中，Dreset=t12Ts2，DZCS=圖4.4最大副邊有效占空比分析由4.1分析已知，滯后橋臂要實現(xiàn)ZCS，原邊電流的i復(fù)位必須在滯后開關(guān)管Q2、Q4開通之前完成。而iPt (4.13)Deff的值影響的t12大小。應(yīng)選擇合適的變壓器匝比K和電容Cb2．開關(guān)管承受電壓應(yīng)力范圍由于超前橋臂并聯(lián)有反向二極管，超前管只承受正向電壓應(yīng)力，大小為輸入直流電壓的值Vin。分析模態(tài)3，原邊電流iP為零時，B點電壓為-VCbp，滯后管V (4.14)V (4.15)這樣，滯后橋臂開關(guān)管應(yīng)承受Vin+VCbp的正向電壓應(yīng)力，-VCbp3．阻斷電容電壓最大值及其選用從式(4.5)可以看出，阻斷電容電壓最大值決定時間t12的大小。t6時刻，阻斷電容電壓達(dá)到最大負(fù)值V (4.16)通常CrV (4.17)Cb的選用主要受到兩個因素的限制：（1）為提高最大副邊有效占空比，Cb應(yīng)盡量選??；（2）為降低滯后管Q2、Q4的電壓應(yīng)力，4.3主電路仿真及結(jié)果分析為了驗證ZVZCSPWM移相全橋變換器的軟開關(guān)工作性能，本節(jié)利用仿真軟件PSCAD搭建主電路仿真模型，并進(jìn)行波形分析。該變換器的主要性能指標(biāo)為：輸入直流電壓：V輸出直流電壓：V輸出電流：I開關(guān)頻率：f仿真電路的主要參數(shù)如為：變壓器原邊漏感：L輸出濾波電感：L輸出濾波電容：C阻斷電容：C并聯(lián)電容：C變壓器原副邊匝數(shù)比：K同一橋臂上下開關(guān)管驅(qū)動信號的死區(qū)時間為2μs，占工作周期的2%；斜對角開關(guān)管驅(qū)動信號的移相時間為16.7μs，移相角為60°基于上述參數(shù)，搭建ZVZCSPWM移相全橋變換器的主電路仿真模型。仿真電路圖如圖4.5所示。圖4.5ZVZCSPWM移相全橋變換器仿真電路首先，驗證ZVZCSPWM移相全橋變換器的基本工作過程，仿真所得波形如圖4.6所示。圖4.6自上而下分別給出了原邊電壓vAB、原邊電流iP、阻斷電容電壓vCb和輸出整流后電壓vrect的仿真波形?？梢钥闯觯抡娌ㄐ闻c理論波形基本一致。當(dāng)超前管Q1關(guān)斷時，原邊電壓vAB開始下降，輸出整流后電壓vrect也隨之下降。vAB降為零時，阻斷電容電壓加在變壓器原邊繞組和漏感上，迫使iP開始線性減小到零，隨之滯后橋臂串入的二極管阻斷了iP的反向通路，實現(xiàn)0狀態(tài)時的電流復(fù)位，為滯后管Q4圖4.6ZVZCSPWM移相全橋的主要工作波形為考察超前橋臂ZVS、滯后橋臂ZCS的實現(xiàn)效果，驗證參數(shù)設(shè)置的合理性，以超前管Q1、滯后管Q同樣，在考察超前橋臂的ZVS和滯后橋臂的ZCS實現(xiàn)效果之前，先給出變換器在相同開關(guān)頻率、輸入電壓和負(fù)載條件下的硬開關(guān)波形以作為對比。硬開關(guān)情況下，超前橋臂開關(guān)管不并聯(lián)電容，滯后橋臂串聯(lián)的二極管改為反并聯(lián)，也不需添加阻斷電容，驅(qū)動信號占空比為50%，移相角為0。從圖4.7變換器在硬開關(guān)情