光伏并網(wǎng)逆變器控制策略與仿真研究

Goodisgood,butbettercarriesit.

精益求精，善益求善。Goodisgood,butbettercarriesit.

精益求精，善益求善。光伏并網(wǎng)逆變器控制策略與仿真研究摘要摘要PAGEPAGE57摘要編號：畢業(yè)設計(論文)說明書題目：光伏并網(wǎng)逆變器控制策略與仿真研究院（系）：機電工程學院專業(yè)：電氣工程及其自動化學生姓名：學號：0700120214指導教師單位：機電工程學院姓名：范興明職稱：副教授2011年05月30日摘要光伏并網(wǎng)發(fā)電能有效的利用清潔的太陽能資源，并將其高效饋網(wǎng)。到2007年年底，全國光伏系統(tǒng)的累計裝機容量達到100MW，并已初步建立起從原材料生產(chǎn)到光伏系統(tǒng)建設等多個環(huán)節(jié)組成的完整產(chǎn)業(yè)鏈，呈現(xiàn)出一片繁榮景象。本設計針對光伏并網(wǎng)過程中的直流升壓、SPWM波形產(chǎn)生、同步鎖相、逆變并網(wǎng)動態(tài)過程、研究了基于電網(wǎng)特點的FIR數(shù)字濾波、交流采樣和穩(wěn)定直流母線電壓的數(shù)字PID控制器等技術提出了相應的控制策略并進行Simulink動態(tài)仿真，研究工作對光伏并網(wǎng)逆變系統(tǒng)實驗與設計理論上具有一定指導作用。同時采用基于模型嵌入式的設計理念，通過使用Matlab提供的EmbeddedTargetforTIC2000以及DSPTexasInstrumentsExpress工具建立Simulink模型。進一步利用CCSLink調用第三方編譯軟件CCS，通過實時工作站（real-timeworkshop）和TI開發(fā)工具將Simulink模型轉換為實時C代碼，EmbeddedTargetforTIC2000DSP提供了Matlab和Simulink與TexasInstrumentsExpress工具、TIC2000DSP集成在一起進行系統(tǒng)開發(fā)的手段。通過實時工作站（real-timeworkshop）和TI的開發(fā)工具將Simulink模型轉換變成為實時C代碼。這種基于模型的嵌入式設計技術，能夠自動產(chǎn)生高效的程序代碼。相比傳統(tǒng)的設計方法：不需要設計者熟練掌握DSP內部復雜的寄存器的位設置，免除手寫程序代碼及驗證的繁瑣；有助于工程師進行系統(tǒng)級設計，并解決設計中存在的問題，可顯著地簡化并縮短基于C2000處理器的系統(tǒng)設計過程，使工程師可以更專注于優(yōu)化控制算法的開發(fā)。本文最終給出了低壓的模擬樣機，具有結構簡單、價格低廉等優(yōu)點。能方便的對所研究和制定的控制策略進行驗證。實驗表明采用代碼自動生成技術極大地加快了單相橋式逆變器系統(tǒng)的開發(fā)進程。運行測試證實：自動生成代碼的可靠性和效率完全可以得到保證。這充分地展現(xiàn)了一體化系統(tǒng)設計方法在電力電子裝置中應用的光明前景。關鍵詞：光伏逆變；Simulink代碼生成；FIR數(shù)字濾波；PID控制器；SPWMAbstractPhotovoltaicpowergenerationcaneffectivelyusingcleansolarenergyresourcesanditsfeednetwork.Bytheendof2007,thetotalinstalledcapacityofPVsystemshadreach100MW,andestablishedacompleteindustrialchainthatincludeProductionofrawmaterialstoconstructionofPVsystems,whichpresentsflourishing.ThedynamicsprocessofDCboost,SPWMgenerator,SPLL,inverterandgrid,baseonthecharacteristicsofgridtodesignFIRdigitalfilter,ACsamplingandDCbusvoltagestabilityofdigitalPIDcontrolEtchasbeendesignedinthisresearch.AndcorrespondingcontrolstrategyandtheSimulinkdynamicsimulationarepresentedalso,researchonphotovoltaicinvertersystem,havebeenusedtoguideforexperimentandtheorydesign.AtthesametimeaSimulinkmodelcanbecreatedusingmodel-basedembeddedtechnology,withtheMatlabEmbeddedTargetforTIC2000andDSPTexasInstrumentsExpresstool.FurtherCCScouldbecalledbyCCS-Link,usingreal-timeworkshopandtheTIdevelopmenttools,real-timeCcodewillbeturnedintoSimulinkmodel,EmbeddedTargetforTIC2000DSPprovideawayforMatlabandSimulinkwithTexasInstrumentsExpressTools,TIC2000DSPintegratedsystemsdevelopment.realtimeworkshopandtheTIdevelopmenttoolswillbeconvertedSimulinkmodelintoreal-timeCcode.Efficientcodecanbegeneratedautomaticallybyusingmodel-basedembeddeddesigntechnology.Comparedtotraditionaldesignmethods:DesignersdonotneedtoproficiencyincomplexityoftheregisterwithintheDSPbitsettings,theprocessofhand-writtencodeandverifyingisreduced;whichhelpengineersforsystem-leveldesignandsolvingdesignproblems,significantlysimplifyandshortentheC2000processor-basedsystemdesignprocess,whichallowsengineerstoconcentrateonthedevelopmentofoptimalcontrolalgorithms.Thelow-voltageprototypewithsimplestructure,lowcostcharacteristichadbeengiveninthepaperfinally.Itcanbedevelopedtostudyandverifycontrolstrategyeasily.Automaticcodegenerationtechnologyhasgreatlyacceleratedthesingle-phasebridgeinvertersystemdevelopmentprocesswasprovidedinthispaper.Andauto-generatedcode,reliabilityandefficiencycanbeguaranteedbyconfirmingwiththetests.Itfullydemonstratedtheintegratedsystemmethodbrightfutureintheapplicationofpowerelectronic.KeyWords:PVinverter;Simulinkcodegeneration;FIRdigitalfilter;PIDcontroller;SPWM目錄引言 11 緒論 21.1 逆變并網(wǎng)器分類與發(fā)展 21.2 逆變并網(wǎng)器作用 31.3 逆變并網(wǎng)器結構特點 31.4本設計結構特點 41.5本課題主要工作 42 逆變并網(wǎng)器各部分設計 52.1 DC-DC變換器 52.1.1隔離型DC-DC變換器 52.1.2不隔離型DC-DC變換器 52.2 直流母線電壓PID控制器設計 62.2.1PID參數(shù)整定常用方法 72.2.2利用Matlab中Simulink進行PID參數(shù)整定 82.3 SPWM逆變控制技術 92.4 數(shù)字濾波器的設計 102.4.1電網(wǎng)信號的特點： 102.4.2FIR濾波器設計： 102.4.3DSP中實現(xiàn) 132.5 同頻同相控制的方法分析 132.6 交流采樣技術分析 142.6.1最大值交流采樣測量方法 142.6.2純計算法 142.7 逆變并網(wǎng)鎖相環(huán)設計 152.7.1指針歸零法 153 Simulink動態(tài)仿真 173.1 DC-DC直流升壓模塊仿真 173.2 DC-DC直流升壓PID控制設計 183.3 逆變并網(wǎng)器并網(wǎng)仿真 223.3.1MPPT算法仿真 223.3.2鎖相環(huán)仿真 244 逆變并網(wǎng)仿真硬件部分 254.1 TMS320F2812最小系統(tǒng)板設計 254.1.1電源管理模塊 254.1.2CY7C1041CV外部RAM擴展 254.1.3JTAG接口電路設計 264.2 外圍信號調理電路 264.2.1信號跟隨電路 274.2.2信號限幅電路 274.2.3鎖相電路 285 基于Simulink模型嵌入式控制系統(tǒng)設計 295.1 SPWM波形發(fā)生設計 295.2 交流有效值測量 315.3 同步鎖相設計 315.3.1SPWM和軟件同頻鎖相Simulink建模 326 總結 34謝辭 35參考文獻 367 附錄 377.1 附錄一：Simulink生成的PID程序 377.2 附錄二：Simulink生成的SPWM程序 397.3 附錄三：MPPT算法S函數(shù) 447.4 附錄四：同頻鎖相生成代碼 467.5 附錄五：IQmath精度轉換范圍Q值對應表 527.6 附錄六：低壓模擬樣機實物 527.7 附錄七：DSP最小系統(tǒng)原理圖及PCB 537.8 附錄八：信號調理電路原理圖及PCB 54引言隨著“綠色環(huán)保”概念的提出,以解決電力緊張及環(huán)境污染等問題為目的的新能源利用方案得到了迅速的推廣,因而研究可再生能源回饋電網(wǎng)技術具有十分重要的現(xiàn)實意義?？稍偕茉慈裟苡行У鼗仞伒焦秒娋W(wǎng)中,不僅可緩解能源短缺的壓力,還可改善環(huán)境,提高經(jīng)濟效益。可靠、高質量地將可再生能源產(chǎn)生的電能輸送到電網(wǎng)中是研究可再生能源回饋電網(wǎng)技術關鍵。因此,起著電能變換作用的并網(wǎng)逆變器成為了研究的重點。逆變器就是把直流電能轉變成交流電，一般為220V50Hz正弦或方波。然而這種逆變器將對公網(wǎng)產(chǎn)生嚴重的諧波污染，導致電能質量嚴重下降。特別是三次諧波會產(chǎn)生特別高的中線電流，甚至會超過相電流值，因此造成電器設備壽命大為減短，電網(wǎng)過熱，甚至可能引起火災。SPWM就是在PWM的基礎上改變了調制脈沖方式，脈沖寬度時間占空比按正弦規(guī)率排列，這樣輸出波形經(jīng)過適當?shù)臑V波可以做到正弦波輸出。它廣泛地用于直流交流逆變器等，在變頻器領域被廣泛的采用。SPWM主要可通過硬件調制方法，以及軟件生成法。硬件調制法原理就是把所希望的波形作為調制信號，把接受調制的信號作為載波,通過對載波的調制得到所期望的PWM波形。通常采用等腰三角波作為載波，當調制信號波為正弦波時，所得到的就是SPWM波形；而隨著微機技術的發(fā)展，使得用軟件生成SPWM波形變得比較容易,因此,軟件生成法也就應運而生。軟件生成法其實就是用軟件來實現(xiàn)調制的方法。正因如此近年來，逆變及變頻控制方式的數(shù)字化已經(jīng)成為趨勢，隨著高性能DSP芯片不斷涌現(xiàn)，更進一步促進了各種數(shù)字式控制策略的發(fā)展，極大提高逆變器的各種性能。在TI的C2000系列的DSP控制芯片中，TMS320F2812無論在內部結構還是控制接口上，都達到了較高水平，在其足夠的硬件資源基礎上，用戶只需要添加少數(shù)的外圍器件，便可很方便地構成逆變控制系統(tǒng)。在并網(wǎng)發(fā)電系統(tǒng)中，并網(wǎng)電流需要與電網(wǎng)電壓實現(xiàn)同頻、同相，電網(wǎng)電壓的相位和頻率檢測至關重要，電網(wǎng)電壓的同步鎖相技術可以提高系統(tǒng)電網(wǎng)電壓檢測的精度、穩(wěn)定性和抗干擾能力。TMS320F2812器件包含了捕獲單元，利用此捕獲單元可以捕獲電網(wǎng)電壓的過零點時刻，通過鎖相技術，產(chǎn)生同步正弦基準信號。本文針對逆變并網(wǎng)技術點創(chuàng)新結合Matlab的EmbeddedTargetforTIC2000DSP基于模型的嵌入式設計，并由Simulink模型生成實時C代碼。并設計了一套TMS320F2812最小系統(tǒng)板，及其外圍信號調理驗證電路。緒論逆變并網(wǎng)器分類與發(fā)展隨著微電子與信息技術的發(fā)展，應用速度快速發(fā)展。對電源品質的要求越來越苛刻。但在某種程度上全世界均面臨電力供應不足或不穩(wěn)定的威脅，由于公共電網(wǎng)無法保證提供高品質的穩(wěn)定電源，而逆變并網(wǎng)器能夠根據(jù)電網(wǎng)情況，動態(tài)調節(jié)有功無功，因此逆變并網(wǎng)器將成為電力系統(tǒng)不可或缺的設備[1]。逆變器主要分兩類，一類是方波逆變器，另一類是正弦波逆變器。方波逆變器輸出的則是質量較差的方波交流電，其正向最大值到負向最大值幾乎在同時產(chǎn)生，這樣，對負載和逆變器本身造成劇烈的不穩(wěn)定影響。同時，其負載能力差，僅為額定負載的40－60％，不能帶感性負載。如所帶的負載過大，方波電流中包含的三次諧波成分將使流入負載中的容性電流增大，嚴重時會損壞負載的電源濾波電容。針對上述缺點，近年來出現(xiàn)了準正弦波（或稱改良正弦波、修正正弦波、模擬正弦波等等）逆變器，其輸出波形從正向最大值到負向最大值之間有一個時間間隔，使用效果有所改善，但準正弦波的波形仍然是由折線組成，屬于方波范疇，連續(xù)性不好。正弦波逆變器輸出的是同我們日常使用的電網(wǎng)一樣甚至更好的正弦波交流電，因為它不存在電網(wǎng)中的電磁污染?？偫▉碚f，正弦波逆變器提供高質量的交流電，能夠帶動任何種類的負載，但技術要求和成本均高。方波逆變器的制作采用簡易的多諧振蕩器，其技術屬于50年代的水平，將逐漸退出市場。微電子技術的發(fā)展為逆變技術的實用化創(chuàng)造了平臺，傳統(tǒng)的逆變技術需要通過許多的分立元件或模擬集成電路加以完成，然而隨著逆變技術復雜程度的增加，所需處理的信息量越來越大，而微處理器的誕生正好滿足了逆變技術的發(fā)展要求，從8位的帶有PWM口的微處理器到16位單片機，發(fā)展到今天的32位DSP器件，使先進的控制技術如矢量控制技術、多電平變換技術、重復控制、模糊邏輯控制等先進的控制算法在逆變領域得到了較好的應用。總之，逆變技術的發(fā)展是隨著電力電子技術、微電子技術和現(xiàn)代控制理論的發(fā)展而發(fā)展，進入二十一世紀，逆變技術正向著頻率更高、功率更大、效率更高、體積更小的方向發(fā)展[2]。為此本設計方案采用DC-DC-AC結構能有效提高效率、同時由于采用高頻直流升壓技術使逆變并網(wǎng)器體積更小，安全性能大大提高；并針對動態(tài)系統(tǒng)的試驗問題提出了利用Simulink的參數(shù)估計功能，使理論模型根據(jù)實驗數(shù)據(jù)進行數(shù)值參數(shù)估計，從而達到理論模型充分接近實際實驗環(huán)境；同時應用SPWM技術降低對電網(wǎng)的諧波污染到最低；而基于模型設計的嵌入式開發(fā)理念，更為逆變并網(wǎng)器的開發(fā)試探了一條穩(wěn)定迅速的開發(fā)方式。逆變并網(wǎng)器作用圖1-1電網(wǎng)中的逆變并網(wǎng)器由圖1-1我們可以看出相對于傳統(tǒng)電網(wǎng)含有逆變并網(wǎng)器的電網(wǎng)，逆變并網(wǎng)器可以劃歸為用戶組，它即可在電網(wǎng)電能富余時將電網(wǎng)能量暫時儲存于蓄電池中以待用電高峰時向電網(wǎng)提供有功功率，也可將常見的集中綠色能源經(jīng)過整流器以直流電能的形式存儲于蓄電池，并在電網(wǎng)出現(xiàn)故障后檢測出電網(wǎng)故障，及時斷開電網(wǎng)連接，避免孤島效應，以減少人員設備損害。逆變并網(wǎng)器結構特點圖1-2常見逆變并網(wǎng)器結構逆變器是通過半導體功率開關的開通和關斷作用，把直流電能轉變成交流電能的一種變換裝置，是整流變換的逆過程。按逆變方式可以粗略分為兩類：其一DC-AC-AC；其二DC-DC-AC。前者先將蓄電池中的12V直流能量逆變成低壓12V50Hz交流能量，在經(jīng)過工頻變壓器，最后升壓變換為220V/380V交流電能并入電網(wǎng)中。然而這種逆變器結構由于采用工頻變壓器，工頻變壓器由于工作頻率低電磁轉換效率低，如果逆變并網(wǎng)器功率提高工頻變壓器體積將非常龐大。后者則是先將蓄電池中的直流能量，通過高頻直流逆變裝置從12V變換為直流母線中400V直流電壓，再從直流母線中的400V直流電斬波形成50Hz交流電向電網(wǎng)中提供有功。本設計方案采用DC-DC-AC結構能有效提高效率、同時由于采用高頻直流升壓技術使逆變并網(wǎng)器體積更小，安全性能大大提高；并針對動態(tài)系統(tǒng)的試驗問題提出了利用simulink的參數(shù)估計功能，使理論模型根據(jù)實驗數(shù)據(jù)進行數(shù)值參數(shù)估計，從而達到理論模型充分接近實際實驗環(huán)境；同時應用SPWM技術使對電網(wǎng)諧波污染降低到最低；而基于模型設計的嵌入式開發(fā)理念，更為逆變并網(wǎng)器的開發(fā)試探了一條穩(wěn)定迅速的開發(fā)方式。1.4本設計結構特點圖1-3本設計結構框圖本設計針對當前電網(wǎng)特點，以及并網(wǎng)逆變器常用技術，設計出具體結構框圖，如圖1-3。在微處理器TMS320F2812的控制下，從電源處采用最大功率點追蹤（MPPT）算法以最大功率想蓄電池充電。再從蓄電池中通過高頻直流升壓，使蓄電池中12V直流電升壓為直流母線400V以達到并網(wǎng)要求中跟蹤電網(wǎng)電壓幅值要求。在采集電網(wǎng)電壓過零信號，調節(jié)SPWM波形中的相位實現(xiàn)并網(wǎng)要求中的鎖相目的。期間還穿插數(shù)字PID算法以保證直流母線電壓恒定。FIR數(shù)字濾波算法減少電網(wǎng)中諧波對于測量的干擾。1.5本課題主要工作本設計通過查找光伏逆變并網(wǎng)的相關資料，在了解其工作原理后，再加上自己的理解和設計的要求，設計基于Simulink逆變并網(wǎng)模型控制策略，具體工作如下：通過查找相關逆變并網(wǎng)器控制相關資料，了解逆變并網(wǎng)器外圍硬件結構；閱讀有關逆變并網(wǎng)原理及Matlab的技術資料，了解其控制方法。從說查閱的資料中比較各種方案的特點，最終確定設計所采用的方案。使用Simulink對設計逆變并網(wǎng)器外圍硬件拓撲電路圖，包括DC-DC直流升壓電路，逆變橋臂進行動態(tài)仿真。使用SimPowerSystems工具箱結合Matlab對設計的SPWM、MPPT、數(shù)字PID、數(shù)字濾波器FIR、RMS、SPLL等控制算法進行仿真測試。使用RTW對建立好的Simulink控制策略模型進行在TMS320F2812平臺上的代碼生成。設計出模擬樣機對生成代碼進行半物理仿真及調試逆變并網(wǎng)器各部分設計DC-DC變換器如圖1-2是常見的逆變器并網(wǎng)主電路拓樸結構，第一種采用了工頻變壓器作為逆變器主電路功率開關元件輸出與負載電壓的匹配和隔離，這種工頻逆變技術具有功率可雙向流動、可靠簡單、高效率、無直流分量輸出等優(yōu)點，但由于工頻變壓器的存在，往往逆變器的功率密度小、體積大、笨重，在小功率場合往往使用很不方便，而高頻環(huán)節(jié)逆變技術用高頻變壓器替代了工頻變壓器，具有體積小，重量輕、價格低廉等優(yōu)點。而帶有高頻環(huán)節(jié)的逆變并網(wǎng)器中DC-DC變換器又可分為隔離性DC-DC變換器與不隔離型DC-DC變換器。隔離型DC-DC變換器圖2-1常見逆變并網(wǎng)器結構DC-DC變換器是通過半導體閥器件的開關動作將直流電壓先變?yōu)榻涣麟妷?，?jīng)整流后又變?yōu)闃O性和電壓值不同的直流電壓的電路，這里要闡述的是中間經(jīng)過變壓器耦合的直流間接變換電路。DC-DC變換器在將直流電壓變換為交流電壓時頻率是任意可選的，因此使用高頻變壓器能使變壓器和電感等磁性元件和平波用電容器小型輕量化。如今，隨著半導體閥器件的進步，輸出功率為100W以上的電源實際上采用的開關頻率都在20～500kHz，MHz級的變換器也在開發(fā)研究之中。而且，通過變換頻率的高頻化，可以使平波用電容的容量減小，從而能夠使用陶瓷電容等高可靠性的元件。而且，本章在舉例闡述動作原理進是采用雙極功率晶體管、IGBT、MOSFET等開通關斷可控的器件作為直流電壓變換為交流電壓的半導體閥器件，使用最多的還是MOSFET。不隔離型DC-DC變換器不隔離型直流斬波器直流變換裝置是使用半導體閥器件以很高頻率將直流電反復開通關斷，中間不經(jīng)過交流環(huán)節(jié)而進行變換的裝置，稱為直流直接變換電路或直流斬波器。本節(jié)闡述直流斬波電路，這種電路不使用變壓器僅靠高頻的開通關斷動作將某一數(shù)值的直流電壓直接變換為另一不同數(shù)值的直流電壓。根據(jù)輸入和輸出之間連接的開關器件、二極管、電抗器等位置的不同，可以構成三種斬波電路：①降壓斬波器，②升壓斬波器，③升降壓斬波器（反極性斬波器）。如圖2-2所示為集中常見的斬波電路設置形式。（a）（b）（c）圖2-2常用斬波電路綜上所述，考慮到穩(wěn)定性，若電網(wǎng)發(fā)生故障所產(chǎn)生的故障電流電壓會對不隔離型DC-DC變換器造成毀滅性的影響，輕則造成逆變并網(wǎng)微控制器燒毀，重則帶來人員和財產(chǎn)的損失；不隔離DC-DC變換器需要大容量電容，在現(xiàn)有制造工藝水平基礎上，大容量電容將使成本和體積急劇增加；不隔離DC-DC變換器效率往往會低于隔離型DC-DC變換器；此外不隔離DC-DC變換器往往需要較高的開關頻率，否者無法提供較為穩(wěn)定的直流母線電壓以及穩(wěn)定的輸出功率；考慮上述原因，結合穩(wěn)定性、安全性、以及效率等因素采用隔離型DC-DC變換器作為本次逆變并網(wǎng)器設計的高頻直流升壓部分的拓撲結構[2]。直流母線電壓PID控制器設計作為直流母線400Ｖ電壓必需具有一定的穩(wěn)定性，不應該隨著負載的變化或電池電壓的改變而產(chǎn)生波動。因此必然需要用到反饋的概念。反饋理論的要素包括三個部分：測量、比較和執(zhí)行。測量關心的變量，與期望值相比較，用這個誤差糾正調節(jié)控制系統(tǒng)的響應。圖2-3PID控制原理框圖PID（比例-積分-微分）控制器作為最早實用化的控制器已有50多年歷史，現(xiàn)在仍然是應用最廣泛的工業(yè)控制器。PID控制器簡單易懂，使用中不需精確的系統(tǒng)模型等先決條件，甚至在數(shù)學上已經(jīng)證明PID控制器對于一階與二階環(huán)節(jié)為最優(yōu)控制算法，因而成為應用最為廣泛的控制器。同時由于PID控制器可以實現(xiàn)無差調節(jié)，其優(yōu)異的動態(tài)穩(wěn)態(tài)特性，以及方便靈活的參數(shù)整定方法。因此在逆變并網(wǎng)器中直流母線的電壓控制選擇PID控制算法。PID控制器分為模擬控制器和數(shù)字控制器，模擬控制器以其結構簡單易于實現(xiàn)，在控制領域初期占據(jù)了非常重要的地位，然而由于模擬PID控制器由分立元件組成，各元件之間由于參數(shù)差別，外部溫濕度的環(huán)境變換，很大程度的影響了模擬PID控制器的控制性能。隨著大規(guī)模集成電路和微控制器技術的發(fā)展，因此數(shù)字PID控制器正逐步取代模擬PID控制器?？雌饋鞵ID算法原理雖然簡單，然而要在實際工程中設計出一個性能良好的PID控制器并不是容易的事情。首先如何確定PID參數(shù)，即如何對Kp、Ki、Kd三個參數(shù)進行整定。當然也許之前的項目工程中有過類似的PID控制器的設計，你可以將其經(jīng)驗PID參數(shù)繼承下來，只需要你在硬件基礎上對PID參數(shù)進行微調就可以了，然而如果被控對象過于復雜，手動調節(jié)就變得很艱難了，可能由于在手動調節(jié)的過程中使系統(tǒng)處于危險的工況。甚至不好的控制算法會把硬件摧毀。PID參數(shù)整定常用方法湊試法按照先比例（P）、再積分（I）、最后微分（D）的順序。先設置調節(jié)器積分時間=∞，微分時間=0，在比例系數(shù)按經(jīng)驗設置的初值條件下，將系統(tǒng)投入運行，由小到大整定比例系數(shù)。求得滿意的1/4衰減度過渡過程曲線。引入積分作用（此時應將上述比例系數(shù)設置為5/6）。將由大到小進行整定。若需引入微分作用時，則將Td按經(jīng)驗值或按=（1/3～1/4）設置，并由小到大加入。臨界比例法在閉環(huán)控制系統(tǒng)里，將調節(jié)器置于純比例作用下，從小到大逐漸改變調節(jié)器的比例系數(shù)，得到等幅振蕩的過渡過程。此時的比例系數(shù)稱為臨界比例系數(shù)，相鄰兩個波峰間的時間間隔，稱為臨界振蕩周期。臨界比例度法步驟：1、將調節(jié)器的積分時間置于最大（=∞），微分時間置零（=0），比例系數(shù) 適當，平衡操作一段時間，把系統(tǒng)投入自動運行。2、將比例系數(shù)逐漸增大，得到等幅振蕩過程，記下臨界比例系數(shù)和臨界振 蕩周期值。3、根據(jù)和值，采用經(jīng)驗公式，計算出調節(jié)器各個參數(shù)，即、和的 值。按“先P再I最后D”的操作程序將調節(jié)器整定參數(shù)調到計算值上。若還不夠滿意，可再作進一步調整。臨界比例度法整定注意事項：有的過程控制系統(tǒng)，臨界比例系數(shù)很大，使系統(tǒng)接近兩式控制，調節(jié)閥不是全關就是全開，對工業(yè)生產(chǎn)不利。有的過程控制系統(tǒng)，當調節(jié)器比例系數(shù)Kp調到最大刻度值時，系統(tǒng)仍不產(chǎn)生等幅振蕩，對此，就把最大刻度的比例度作為臨界比例度Ku進行調節(jié)器參數(shù)整定。經(jīng)驗法用湊試法確定PID參數(shù)需要經(jīng)過多次反復的實驗，為了減少湊試次數(shù)，提高工作效率，可以借鑒他人的經(jīng)驗，并根據(jù)一定的要求，事先作少量的實驗，以得到若干基準參數(shù)，然后按照經(jīng)驗公式，用這些基準參數(shù)導出PID控制參數(shù)，這就是經(jīng)驗法。利用Matlab中Simulink進行PID參數(shù)整定另外值得注意的是在PID控制器設計的過程中，必需考慮如何抗積分飽和。因為如果具有積分環(huán)節(jié)的控制器，只要被控量與設定值有偏差，他的輸出就會不停的變化。如果由于某種原因，比如說系統(tǒng)故障，被調量偏差一時無法消除，然后控制器還是要試圖校正這個偏差結果經(jīng)過一段時間之后，控制器輸出將進入深度飽和狀態(tài)這種狀態(tài)稱為積分飽和，進入深度積分飽和的控制器要等被調量偏差反向以后才能慢慢從飽和狀態(tài)中退出來，所以為了避免危險或者是控制品質變壞，在設計控制器的時候必須要考慮抗積分飽和的問題第二，是微分環(huán)節(jié)的近似。純微分作用在實際中是不可能實現(xiàn)的，所以必須考慮到微分作用在控制器設計過程中的近似。當設計好PID算法之后，為了將它應用到實際的控制系統(tǒng)中去需要對算法進行定點化和離散化處理，以便將算法做到真實的硬件處理器中以做到精確的控制。然而手動調節(jié)是純粹的試湊過程，耗費時間而且不系統(tǒng)化。很有可能無法達到優(yōu)化設計，甚至導致危險的結果。而且永遠都無法確定的算法設定是不是系統(tǒng)的最優(yōu)設計。此外基于規(guī)則的調試需要大量的工作，或者根本無法達到設計指標。這種方法無法對高階系統(tǒng)以及帶有延時環(huán)節(jié)的控制器系統(tǒng)進行有效的設計，而且設計出的算法是連續(xù)域的還需要手動切換為離散域的。Matlab的Simulink為解決此類方案提供了全新的PID調節(jié)算法和GUI模塊。利用該工具可以輕易實現(xiàn)從PID調節(jié)器的參數(shù)整定，到調節(jié)器定點化、離散化，甚至直接根據(jù)目標微處理器的嵌入式C代碼生成。SPWM逆變控制技術通過以上步驟，我們能夠在直流母線上得到穩(wěn)定的400V直流電能，然而只有當逆變器輸出與電網(wǎng)電壓信號同頻同相的正弦波才能符合并網(wǎng)要求。這就需要使用SPWM逆變控制技術。我們知道如果沖量相等而形狀不同的窄脈沖加在具有慣性的環(huán)節(jié)上時,其效果基本相同。而SPWM法就是以該結論作為理論基礎。用脈沖寬度按正弦規(guī)律變化而和正弦波等效的PWM波形即SPWM波形控制逆變電路中開關器件的通斷,使其輸出的脈沖電壓的面積與所希望輸出的正弦波在相應區(qū)間內的面積相等,通過改變調制波的頻率和幅值則可調節(jié)逆變電路輸出電壓的頻率和幅值。圖2-4控制單臂橋式的SPWM雙脈沖產(chǎn)生原理正弦波脈寬調制的實現(xiàn)分為電壓正弦PWM磁通正弦PWM（即空間電壓矢量SVPWM）和電流正弦PWM（通常有滯環(huán)比較控制和無差拍控制）。通常所說的SPWM技術主要指電壓正弦PWM技術，它可以由模擬電路、數(shù)字電路或大規(guī)模集成電路芯片來實現(xiàn)，由于微處理器技術的不斷發(fā)展，數(shù)字化PWM的方法發(fā)展迅速，本節(jié)所介紹的就是數(shù)字化SPWM的原理及實現(xiàn)。正弦波脈沖調制（SPWM）其工作原理是將正弦半波N等分，然后把每一等分的正弦曲線與橫軸所包圍的面積用一個與此面積相等的等高矩形脈沖來代替，矩形脈沖的中點。與正弦波每一等分的中點重合。根據(jù)采樣控制理論的一個重要的結論：沖量相等而形狀不同的窄脈沖加在具有慣性的環(huán)節(jié)上時,其效果基本相同。把輸出波形進行傅里葉變換分析，則其低頻段特性非常接近，僅在高頻段有差異。這樣，N個等幅、不等寬的矩形脈沖所組成的波形就與正弦的半周等效。圖2-4顯示了控制單臂橋式的SPWM雙脈沖產(chǎn)生原理，載波信號為三角波與正弦調制信號相比較當調制信號大于載波脈沖是脈沖1為高同時脈沖2為低。引入通信中的“調制”概念，將所期望的波形（正弦波）作為調制波，而受它調制的信號稱為載波。載波頻率（又叫開關頻率）fc與調制波（正弦波）頻率fr之比（N=fc/fr）稱為載波比。通常用鋸齒波、等腰三角形波作為載波。若以正弦波作為調制波去調制三角載波，由它們的交點時刻確定逆變器的開關模式。例如，正弦波大于載波的部分，輸出正弦脈沖去開通某一個主電路中功率開關器件；正弦波小于載波部分，輸出負脈沖去關斷該開關器件，則逆變器輸出為寬度按正弦規(guī)律變化的電壓脈沖[3]（SPWM波形）。數(shù)字濾波器的設計逆變并網(wǎng)器能有效地將各種形式的綠色能源向電網(wǎng)輸送。在設計逆變并網(wǎng)器時，為了減少對電網(wǎng)的污染，就要求產(chǎn)生與電網(wǎng)同頻、同相的交流電，使并網(wǎng)逆變器的功率因數(shù)接近于1。數(shù)字濾波器能將采樣的電網(wǎng)信號中的高頻信號濾除，減少逆變并網(wǎng)器由于采樣誤差造成的諧波污染。數(shù)字濾波器按單位脈沖響應h（n）的長度分類可分有限脈沖響應（FIR）濾波器和無限脈沖響應（IIR）濾波器。兩者各有優(yōu)缺點：IIR濾波器能以較低的階次獲得相同幅度濾波性能，但一般為非線性相位；FIR濾波器單位脈沖響應是有限長的，系統(tǒng)必定穩(wěn)定，且可以做成嚴格的線性相位。而MATLAB為數(shù)字濾波的研究和應用提供了一個直觀、高效的實驗環(huán)境，其信號處理工具箱，以及各種數(shù)字濾波器的函數(shù)更是為高階的數(shù)字濾波的設計提供了可能。電網(wǎng)信號的特點：電網(wǎng)基頻為50±1Hz，故有用信號頻率為50±1Hz，電網(wǎng)信號中除了基頻信號外還有諧波。產(chǎn)生諧波的根本原因是由于給非線性阻抗特性的電氣設備供電的結果。這些非線性負荷在工作時向電源反饋高次諧波，導致供電系統(tǒng)的電壓、電流波形畸變，使電力質量變壞。其中五次、七次、十一次及十三次諧波影響較大，因此這些信號應被濾除。FIR濾波器設計：根據(jù)電網(wǎng)信號的特點，設計電網(wǎng)通帶頻率=55Hz，其中諧波量最低頻率為250Hz，故阻帶頻率=245Hz。為了精確得到電網(wǎng)信號有效值要求通帶波動=3dB、阻帶衰減=40dB。參數(shù)意義見圖2-5。圖2-5低通濾波器參數(shù)意義示意圖逆變并網(wǎng)器需要檢測電網(wǎng)過零信號，要求嚴格的線性相位，故設計為FIR濾波器。采樣頻率設為3.2K，本文采用窗函數(shù)法設計。表2-1為六種窗函數(shù)的特性表。表2-1六種窗函數(shù)的特性表窗函數(shù)旁瓣峰值/dB近似過渡帶寬精確過渡帶寬阻帶最小衰減/dBRetangular-134π/N1.8π/N21Triangular-258π/N6.1π/N25Hann-318π/N6.2π/N44Hamming-418π/N6.6π/N53Blackman-5712π/N11π/N74Kaiser（β=7.865）-57——10π/N80由于設計要求阻帶衰減40dB，考慮到階數(shù)最小原則選擇Hann函數(shù)設計，根據(jù)通帶頻率與阻帶頻率確定過渡帶寬deltaw，將這些頻率轉化為歸一化頻率（0<ω<1），再根據(jù)表1中精確過渡帶寬“6.2π/N”確定濾波器階數(shù)，根據(jù)之前的理想濾波器的參數(shù)使用MATLAB的hann（）進行函數(shù)逼近即可生成一個濾波器模型。具體對應MATLAB代碼：Fpass=55;%通帶頻率Fstop=245;%阻帶頻率Wp=Fpass*2*pi/Fs;Ws=Fstop*2*pi/Fs;deltaw=Ws-Wp;%過渡帶寬Δω的計算Normal_N=ceil(6.2*pi/deltaw)+1;%按Hann窗計算所需的濾波器階數(shù)NN_wdham=(hann(Normal_N+1))';%Hann窗計算Wc=(Fpass+Fstop)/Fs;%計算截止頻率Normal_hann=fir1(Normal_N,Wc,N_wdham);af_Normal=filter(Normal_hann,1,y);figure(2);subplot(2,1,1);plot(x,s);gridon;title('原電壓信號');figure(2);subplot(2,1,2);plot(x,af_Normal,'r');gridon;title('Hann濾波后的波形');（b）圖2-6濾波器仿真結果圖2-6（a），濾波前信號發(fā)生畸變，嚴重影響對電網(wǎng)的過零檢測以及對齊有效值的測量；濾波后信號，可以發(fā)現(xiàn)信號的畸變明顯減少。然而僅從時域難以確定信號的頻率成分。利用快速傅立葉變換（FFT）將原始信號與所得的濾波信號轉換到頻域從而得到信號的功頻譜，MATLAB程序如下：%以下為繪制各個信號的功頻圖NFFT=2^nextpow2(Length);Y=fft(y,NFFT)/Length;AF_NORMAL=fft(af_Normal,NFFT)/Length;f=Fs/2*linspace(0,1,NFFT/2+1);figure(3);subplot(2,1,1);plot(f,2*abs(Y(1:NFFT/2+1)));gridon;title('濾波前信號的頻譜圖');figure(3);subplot(2,1,2);plot(f,2*abs(AF_NORMAL(1:NFFT/2+1)),'r');gridon;title('Hann濾波后的頻譜圖');由圖2-6可發(fā)現(xiàn)經(jīng)過數(shù)字濾波器后原始信號中的高次諧波被剔除掉了，這不僅提高信號的過零檢測的檢測精度，而且同時也提高信號能量的檢測而且同時也提高信號能量的檢測圖2-7FIR幅頻與相頻特性利用MATLAB的fdatool可對設計的濾波器性能進行仿真分析，并可得出FIR濾波器工作時的幅頻響應、相頻響應。見圖2-7。DSP中實現(xiàn)將前面設計結果。生成C頭文件，加入CCS工程中根據(jù)FIR傳遞函數(shù)為：(2-1)由此得差分方程為：y(n)=h(0)x(n)+h(1)x(n-1)+···+h(n-1)x[n-(N-1)](2-2)其中h（i）為濾波器系數(shù)，可由MATLAB中所設計的濾波器生成。由此可得C語言代碼如下：floatFIR(){ inti; floatfSum; fSum=0; for(i=0;i<FIRNUMBER;i++) fSum+=(fXn[i]*fHn[i]); return(fSum);}編譯運行好波形圖2-8。圖2-8FIR濾波器硬件模擬同頻同相控制的方法分析圖2-9實際電路本系統(tǒng)采用數(shù)字鎖相的設計方案：將兩路正弦參考信號通過電壓比較器變成同步的方波信號，運用單片機內部2路輸入捕獲單元，分別捕獲計算和的頻率和相位，根據(jù)計算結果調節(jié)相應的SPWM載波頻率和正弦表指針使兩路信號同頻同相，以實現(xiàn)并網(wǎng)。其中方波的生成采用電壓比較電路，它能有效的測量電壓信號過零點的準確時刻。程序中正弦表總共為250個點，當鎖頻和鎖相調節(jié)穩(wěn)定后，正弦表指針的最大動作量為1；此時與的最大相位偏差：(2-3)其鎖相精度能達到：(2-4)交流采樣技術分析交流采樣技術是按一定規(guī)律對被測信號的瞬時值進行采樣，再按一定算法進行數(shù)值處理，從而獲得被測量的測量方法。該方法的理論基礎是采樣定理，即要求采樣頻率為被測信號頻譜中最高頻率的2倍以上，這就要求硬件處理電路能提供高的采樣速度和數(shù)據(jù)處理速度。目前，高速單片機、DSP及高速A/D轉換器的大量涌現(xiàn)，為交流采樣技術提供了強有力的硬件支持。交流采樣法包括同步采樣法、準同步采樣法、非同步采樣法等幾種。最大值交流采樣測量方法最大值采樣測量方法，即一個周期采樣N個數(shù)據(jù)點然后找出其中最大值與最小值。這樣就可以得到被測交流信號的有效值。以DSP2812為例，AD采樣采用軟件啟動和中斷查詢方式進行，即AD采樣采用啟動/停止模式，即想控制寄存器ADCTRL1.6位寫0，通過ADCTRL2.14復位排序器指針，并通過向ADCTRL2.13寫1對A/D轉換進行軟件啟動。圖2-10以2路交流信號采樣為例進行程序設計。圖2-10為交流采樣程序流程圖[3]。然而顯然，最大值交流采樣測量方法的誤差取決于采樣周期以及采樣精度。當采樣周期Ts相對被測信號遠小于被測信號的周期時，有效值的測量較為準確。反之當采樣周期Ts與被測信號的周期相差不大時，會出現(xiàn)較大誤差。同時該方法只能用于無諧波的純正弦波信號場合，器測得的值不是真有效值。純計算法純計算法只要滿足奈奎斯特采樣頻率條件就可測得真有效值。交流有效值定義為：(2-5)式(2-5)中:x(t)為被測交流信號;為對應的有效值;t是時間；T是交流信號的周期；式(2-5)給出的有效值包含了基波和諧波的共同貢獻。通常稱這種有效值為真有效值,有時也稱為方均根值。對于數(shù)字測量系統(tǒng),式(2-5)變成(2-6)式（2-6）中:xm(k)為交流信號在kTs時刻的采樣值(也稱采樣數(shù)據(jù)),Ts為采樣周期,下標m代表該采樣值采自交流信號的第m個周波，k代表在第m個周波內的第k次采樣(k=1,2,…,N);N是在交流信號一個周期內的采樣次數(shù)或采樣點數(shù)。只要Ts滿足奈奎斯特采樣頻率條件給出的值也是真有效值[4]。逆變并網(wǎng)鎖相環(huán)設計鎖相環(huán)技術在通信、雷達、導航設備、空間技術、計算機、電視及高保真設備等各種場合都發(fā)揮著獨特的作用。鎖相環(huán)分為模擬鎖相環(huán)和數(shù)字環(huán)鎖相。模擬鎖相環(huán)在電路可靠性、穩(wěn)定性和集成度方面有著不可克服的缺陷：數(shù)字鎖相環(huán)又分為由數(shù)字邏輯器件構成的全數(shù)字邏輯鎖相環(huán)和基于DSP的軟件鎖相環(huán)。全數(shù)字邏輯鎖相環(huán)路由邏輯器件構成。電路只有導通和截止兩種狀態(tài)，抗干擾能力強。易于集成，可靠性比模擬鎖相大為提高，并緩和或消除了模擬鎖相中模擬放大器的飽和現(xiàn)象，也消除了有源環(huán)路濾波器和鑒相器的直流漂移對環(huán)路性能的不利影響。但在全數(shù)字邏輯鎖相環(huán)中，需將各種模擬電平信號變成方波脈沖或離散數(shù)據(jù)的形式，數(shù)字控制的振蕩信號源不再具有類似模擬壓控振蕩器的近似線性特征。從而增加了全數(shù)字邏輯鎖相系統(tǒng)設計和分析的難度。用軟件鎖相取代模擬和數(shù)字器件的數(shù)字控?？商岣弋a(chǎn)品的集成度，增強系統(tǒng)的柔性和智能性，處理靈活，擺脫了復雜的硬件電路設計，解決了模擬鎖相的許多難題。具有全數(shù)字邏輯鎖相的優(yōu)點。且修改參數(shù)簡單方便。具有很好的擴展性。以下針對指針歸零法介紹鎖相環(huán)在DSP2812中的實現(xiàn)。指針歸零法指針歸零法是目前最簡單軟件實現(xiàn)的鎖相方法。在捕獲輸入電壓信號過零點的Cap中斷后，直接將發(fā)正弦點的指針歸零，以保證在輸入電壓信號過零時DSP發(fā)出的輸出基準也正好過零，從而實現(xiàn)相位同步。圖2-10示出指針歸零法軟件鎖相技術的程序流程圖。（a）（a）（b）圖2-10指針歸零法程序流程圖外圍監(jiān)測電路為了實現(xiàn)對電網(wǎng)電壓(SIGNAL)周期和相位的采樣，這里利用了一個遲滯比較器把信號源的模擬采樣信號(SIGNAL)整形為矩形波(TO_DSP)然后通過TMS320F28X的捕獲單元得到電網(wǎng)電壓的頻率和相位信息。電網(wǎng)電壓采樣電路如圖2-11所示。圖2-11遲滯比較器原理圖在設計中應當注意的是，由于軟件是通過電網(wǎng)電壓的上升沿來獲得周期和相位信息的，因此在硬件的設計上應當保證電網(wǎng)電壓的過零點和正弦波整形得到的矩形波的上升沿保持一致(即不能有延時)，這就要求計算遲滯比較器的上限觸發(fā)電平為0V。(2-7)遲滯比較器的上、下限觸發(fā)電平為：(2-8)式中、為遲滯比較器的上、下限觸發(fā)電平，、為輸出電壓的上下限(為5V，為0V)，為比較器的基準電壓，這里為0V[5]-[8]。Simulink動態(tài)仿真Simulink是MATLAB最重要的組件之一，它提供一個動態(tài)系統(tǒng)建模、仿真和綜合分析的集成環(huán)境。在該環(huán)境中，無需大量書寫程序，而只需要通過簡單直觀的鼠標操作，就可構造出復雜的系統(tǒng)。Simulink具有適應面廣、結構和流程清晰及仿真精細、貼近實際、效率高、靈活等優(yōu)點，并基于以上優(yōu)點Simulink已被廣泛應用于控制理論和數(shù)字信號處理的復雜仿真和設計。同時有大量的第三方軟件和硬件可應用于或被要求應用于Simulink。SimPowerSystems是Simulink一款很優(yōu)秀的電氣仿真工具箱，該工具箱的內核是世界上權威的工程師們和科研機構開發(fā)的，或者是基于他們的科研成果開發(fā)的，因此SimPowerSystems在電路分析、電力系統(tǒng)分析、電機分析、電力電子電路分析及大系統(tǒng)分析中都有著令人滿意的表現(xiàn)。下面就本項目關鍵部分利用SimPowerSystems進行Simulink動態(tài)仿真。DC-DC直流升壓模塊仿真本節(jié)就隔離性DC-DC直流升壓模塊進行開環(huán)仿真。目的在于測試逆變并網(wǎng)器DC-DC硬件電路設計的可行性。本設計結構框圖如圖3-1所示，圖3-1DC-DC直流升壓電路由TMS320F2812控制發(fā)出兩個10KHzPWM控制DC-DC直流升壓模塊將BATTERY中12V直流電升壓為400V左右。其中DC-DC模塊內部電路圖如圖3-2所示。由圖3-2中可以看出通過高頻PWM脈沖使上下兩個橋臂的MOSFET不斷通斷，從而使高頻變壓器副端感應出相應的高壓脈沖直流，從而再經(jīng)過整流橋以及平波電容器，使DC-DC穩(wěn)定輸出400V左右直流脈沖。圖3-2DC-DC直流母線升壓模塊最終使用Simulink進行仿真試驗響應曲線如圖3-3。從仿真數(shù)據(jù)中可以看出，開環(huán)控制，電容中存在初始電壓的情況下，直流母線的電壓最終能夠穩(wěn)定在395V左右，符合直流母線電壓要求。圖3-3直流母線開環(huán)響應曲線DC-DC直流升壓PID控制設計作為直流母線400Ｖ電壓必需具有一定的穩(wěn)定性，不應該隨著負載的變化或電池電壓的改變而產(chǎn)生波動。因此必然需要用到反饋的概念。反饋理論的要素包括三個部分：測量、比較和執(zhí)行。測量關心的變量，與期望值相比較，用這個誤差糾正調節(jié)控制系統(tǒng)的響應。而在針對逆變并網(wǎng)器實際設計PID控制器中，需要考慮的是：PID參數(shù)的整定如何解決PID中積分飽和微分近似問題輸出限幅問題設計出來的PID調節(jié)器要根據(jù)目標處理器的定點化離散化以上問題是設計實際PID調節(jié)器一定會遇到的問題，為了解決以上問題往往會花費很大的人力物力，同時對設計者的理論水平以及實際的調試經(jīng)驗有一定的要求。MathWorks公司在Matlab2009b版本中提出了PID參數(shù)整定的合理解決方案。首先針對DC-DC直流母線硬件結構以及控制方式對被控模型進行數(shù)學建模，由于PWM裝置的數(shù)學模型與晶閘管裝置一樣，在控制系統(tǒng)中的作用也一樣。因此，當開關頻率為10kHz時，T=0.1ms，在一般電力自動控制系統(tǒng)中，時間常數(shù)這么小的滯后環(huán)節(jié)可以近似一個一階慣性環(huán)節(jié)，故其傳遞函數(shù)為：(3-1)這與晶閘管的傳遞函數(shù)完全一致。但需要注意，式（3-1）是近似的傳遞函數(shù)，實際上PWM變換器不是一個線性環(huán)節(jié)，而是具有繼電特性的非線性環(huán)節(jié)。繼電控制系統(tǒng)在一定條件下會產(chǎn)生自激振蕩，這是采用線性控制理論的傳遞函數(shù)不能分析出來的。如果在實際控制系統(tǒng)中遇到這類問題，簡單的解決辦法是改變調節(jié)器或控制器的結構和參數(shù)，如果這樣做不能奏效，可以在系統(tǒng)某一處施加高頻的周期信號，人為地造成高頻強制振蕩，抑制系統(tǒng)中的自激振蕩，并使繼電環(huán)節(jié)的特性線性化[6]。根據(jù)式（3-1）結合本設計開關頻率10KHz可以建立被控對象數(shù)學模型為：(3-2)高頻變壓器等效為純延時環(huán)節(jié)，延時系數(shù)為0.25e-4s。其開環(huán)Simulink模型如圖3-4所示。圖3-4系統(tǒng)開環(huán)模型圖3-5DC-DC直流母線開環(huán)響應該模型實驗數(shù)據(jù)如圖3-5所示，在0.015s時施加一個外界干擾，在持續(xù)的外界干擾下，被控系統(tǒng)無法自然恢復預先設定的400V直流母線電壓值，這對后期并網(wǎng)要求非常不利。因而不宜使用開環(huán)系統(tǒng)。利用MatlabR2009bSimulink版本所提供的PID整定模塊結合優(yōu)化工具箱中的線性約束模塊可以很好的對系統(tǒng)中各部分的信號進行約束。此外，使用優(yōu)化工具箱中的參數(shù)估計功能可對Simulink模型中的參數(shù)與真實物理環(huán)境中的實驗參數(shù)進行擬合，使仿真精度大大提高。而另外實際生產(chǎn)中由于每個元器件的參數(shù)會存在一定的偏差根據(jù)實驗時單一的一組實驗數(shù)據(jù)無法保證所設計的PID調節(jié)器滿足所有生產(chǎn)的產(chǎn)品，即魯棒特性不夠好，由此易造成廢品率提高。Matlab優(yōu)化工具箱中的不確定參數(shù)模塊可以對針存在器件參數(shù)偏差的系統(tǒng)進行PID參數(shù)整定，從而使在允許的參數(shù)變動范圍內的相應均落在用戶限定范圍，已到達用戶的預期指標，并能將已經(jīng)設計好的PID調節(jié)器根據(jù)目標處理器自動離散化和定點化，甚至生成相應目標處理器代碼。圖3-6PID控制直流母線電壓受外界干擾模型如圖3-6所示被控對象以及外界干擾與開環(huán)時的模型不變，相應的添加了離散PID控制器以及傳感器反饋。由于采用的是數(shù)字系統(tǒng)故其傳感器傳函等效為單位延時單元，即，構成直流母線電壓的PID控制。下一步是整定PID，如前所述常用PID整定方法有臨界比例法、階躍響應法，采用這些方法不僅要求設計者要有較深的控制背景以及豐富的實踐經(jīng)驗，而且無法保證所設計出來的PID調節(jié)器為最優(yōu)參數(shù)。本設計通過利用Simulink提供的信號約束模塊，通過它的參數(shù)整定功能最終整定出符合設計者要求的PID參數(shù)。如圖3-7（a）為初步整定PID后直流母線響應曲線，從圖中可以看到在初始的kp=0.1、ki=0.1、kd=0的情況下，直流母線電壓響應曲線如圖3-7（a）中下方的曲線。可見此時系統(tǒng)響應是無法滿足要求的。在Simulink的信號約束模塊的參數(shù)整定作用下，最終系統(tǒng)的響應曲線落在了用戶自定義的允許范圍之內了。（a）（b）圖3-7PID初步整定的響應曲線（b）圖3-8進一步PID參數(shù)整定后的響應曲線然而，正如前面所提到的，已經(jīng)設計好的PID控制器要檢查該PID控制器是否可以實現(xiàn)，在仔細檢測過后發(fā)現(xiàn)初步整定的PID控制器輸出電壓響應曲線如圖3-7（b）。從圖中可以看到PID調節(jié)器輸出電壓在很短的時間內飆升至V左右，結合硬件電路這是不允許的，同時也是不可能實現(xiàn)的。因此在這種情況下需要進一步利用信號約束模塊對PID參數(shù)進行進一步整定，使PID調節(jié)器輸出電壓響應曲線落在0-12V之間，而不至于會出現(xiàn)極端的情況。如圖3-8（a）為進一步進行PID參數(shù)整定后的PID輸出電壓響應曲線，可以看出即使在外界認為施加干擾的情況下PID調節(jié)器輸出電壓還保持在許可范圍內。圖3-8（b）所示為進一步進行PID參數(shù)整定后直流母線電壓響應曲線?？梢钥吹郊幢阍谕饨缯J為施加干擾的情況下直流母線電壓仍可自動穩(wěn)定在400V的要求電壓。這能為后續(xù)的SPWM逆變并網(wǎng)提供穩(wěn)定的直流母線電壓；而由于硬件電路限制，由于PID控制一推挽電路，而該推挽電路僅可提供0-12V的調節(jié)，考慮這一點所設計出來的PID調節(jié)器輸出范圍如圖3-7（b）所示，PID調節(jié)器輸出在0-12V范圍之內。結合本設計所采用的TMS320F2812微處理器，通過Matlab調用CCS編譯器自動生成適合該處理器的嵌入式C代碼。生成代碼參見附錄1。逆變并網(wǎng)器并網(wǎng)仿真逆變并網(wǎng)是將逆變器所產(chǎn)生的正弦電壓，在同頻同相同幅的情況下，進行并網(wǎng)。并通過鎖相環(huán)調節(jié)并網(wǎng)電壓以及電流，使它們達到同相，改善電能質量，從而提高傳統(tǒng)電網(wǎng)穩(wěn)定性。圖3-9逆變并網(wǎng)仿真模型針對這一點本設計，建立元件級Simulink仿真。能有效減少失誤率，提高并網(wǎng)可靠性，因此建立該仿真模型是很有必要的。模型中設計了相應的PID調節(jié)器，并參考網(wǎng)上現(xiàn)有例子對MPPT算法進行編寫相應S函數(shù)。MPPT算法仿真（b）圖3-10太陽能電池輸出特性曲線太陽能電池的伏安特性如圖3-10（a）所示，它表明在某一確定的日照強度和溫度下，太陽能電池的輸出電壓和輸出電流之間的關系，簡稱V-I特性。從V-I特性可以看出，太陽能電池的輸出電流在大部分工作電壓范圍內近似恒定，在接近開路電壓時，電流下降率很大。由圖3-10（a）可知，該伏安特性曲線具有強烈的非線性。太陽能電池的額定功率是在以下條件下定義的：當日射S=1000W/㎡，太陽能電池溫度T=25C時，太陽能電池輸出的最大功率便定義為他的額定功率，對應與圖3-10（b）指定坐標處。太陽能電池額定功率的單位是“峰瓦”，記以“Wp”。相應日射強度下太陽能電池輸出最大功率的位置，稱為“最大功率點”。根據(jù)Matlab提供的太陽能電池板模型的輸出特性曲線可知當前條件下，最大功率點為241.8V時輸出2083W[3]。而參考已有MPPT算法，利用S函數(shù)說編寫S代碼如下：ifdV==0 %如果電壓不發(fā)生變化 ifdI==0 %如果電流不發(fā)生變化Vref=x(3); elseifdI>0 %如果電流變大 Vref=x(3)+k1; elseifdI<0 %如果電流變小 Vref=x(3)-k1; endelse %如果電壓發(fā)生變化 if(dI/dV)==(-u(2)/u(1)) %電流變化與電壓變化等于當前電壓電流比值 Vref=x(3); elseif(dI/dV)>(-u(2)/u(1)) %電流變化與電壓變化大于當前電壓電流比值 Vref=x(3)+k1; elseif(dI/dV)<(-u(2)/u(1)) %電流變化與電壓變化小于當前電壓電流比值 Vref=x(3)-k1; endend（a）（b）圖3-11經(jīng)過MPPT后輸出特性經(jīng)過MPPT算法后，太陽能輸出電壓自動跟蹤輸出時最大功率點時的對應電壓，其輸出特性如圖3-11（a）所示；而其亦以最大功率穩(wěn)定輸出。即輸出為238.7V時，功率為2084W。對比之前實際太陽能電池板最大功率點數(shù)據(jù)，最大功率點為241.8V時輸出2083W?？梢钥闯鲈撍惴ɑ灸芨櫶柲茈姵匕宓淖畲蠊β庶c。鎖相環(huán)仿真圖3-12鎖相環(huán)仿真建模如圖3-12所示有MPPT算法得出的功率信號，除以從電網(wǎng)采集回來的電壓信號有效值信號，可以得到饋網(wǎng)的電流有效值；乘以電網(wǎng)電壓的對應相位信號，即可得到鎖相環(huán)的參考輸入電流信號；再與實際饋網(wǎng)電流信號相比較，其中誤差信號作為反饋輸入PID調節(jié)器，即可得到想要的并網(wǎng)時電壓與電流鎖相環(huán)的仿真。逆變并網(wǎng)仿真硬件部分為了更好地理論驗證實際，指導實際設計，以及進一步提高仿真精度。加之算法具體實例化需要相應的硬件驗證平臺。本設計還特別設計了相應的硬件電路以達到實現(xiàn)半實物仿真。TMS320F2812最小系統(tǒng)板設計TMS320F2812最小系統(tǒng)板設計，能為整個硬件仿真提供程序運行平臺，同時可被Matlab識別第三方開發(fā)板，以進行相關算法開發(fā)及相應的代碼生成。本最小系統(tǒng)設計包括：電源管理模塊外擴RAMJTAG下載調試接口按鍵電路晶振電路電源管理模塊圖4-1TPS767D301電源管理模塊電路如圖4-1所示，本設計采用TPS767D301專用電源管理芯片，TPS767D301可將5V直流電轉成雙電壓輸出，其中一路DSP外圍I/O口3.3V供電，另一路則作為DSP內核1.8V電源。以保證DSP最小系統(tǒng)正常工作所需電源。CY7C1041CV外部RAM擴展為方便最小系統(tǒng)板使用以及以后開發(fā)，采用CY7C1041CV外擴RAM。連接圖如圖4-2，其中兩個0.1uf電容用來濾除電源電壓波動的干擾。圖4-2外擴RAM電路JTAG接口電路設計圖4-3JTAG接口電路JTAG是一種國際標準測試協(xié)議，主要用于芯片內部測試及對系統(tǒng)進行仿真、調試，JTAG技術是一種嵌入式調試技術，DSP在芯片內部封裝了專門的測試電路TAP（TestAccessPort，測試訪問口），通過專用的JTAG測試工具對內部節(jié)點進行測試。因此設計本接口有利于調試Matlab所生成的代碼。外圍信號調理電路為了模擬逆變并網(wǎng)器外圍電路對DSP所輸入信號，本設計設計出模擬外圍電路如圖4-4。圖4-4外圍電路設計框圖如圖4-4所示這部分設計為了模擬真實逆變并網(wǎng)器向DSP輸入的信號，以方便進行基于Simulink模型的嵌入式控制系統(tǒng)。信號跟隨電路圖4-5電壓跟隨電路為了簡化信號輸入前后的阻抗問題，減少信號由于阻抗不匹配，而導致的信號信息丟失。故設計電壓跟隨裝置信號限幅電路由于TMS320F2812采用3.3V電源供電，故輸入DSP數(shù)字信號高電平不能超過3.3V，低電平不能低于0V。而其內置AD輸入范圍為0-3V。為了保護DSP不至于因為自己誤操作，導致DSP芯片燒毀。設計如圖4-6電路。圖4-6信號限幅電路圖4-7穩(wěn)壓管伏安特性由圖4-7穩(wěn)壓管伏安特性[17]可知要想穩(wěn)壓管起到穩(wěn)壓作用需要使齊納擊穿時流經(jīng)穩(wěn)壓管電流降為mA級別，為了達到這種效果加上限流電阻1K。鎖相電路為了驗證實驗逆變并網(wǎng)的鎖相環(huán)節(jié)，用信號源模擬電網(wǎng)電壓輸入信號，并考慮到TMS320F2812內置AD輸入范圍為0-3V。在輸入AD前加了限幅環(huán)節(jié)，保證了即使誤操作，輸入也不會超過0-3V。并將控制IGBT導通關斷的SPWM通過一低通電路如圖4-8，以測試控制策略能否調節(jié)逆變器輸出電壓與電網(wǎng)同步。同時為了實現(xiàn)同步，需要一過零比較電路來返回電網(wǎng)過零點，確定電網(wǎng)周期相位。圖4-8低通電路圖4-9過零比較電路為了驗證使用PID控制直流母線電壓穩(wěn)定，特在外圍加了PWM控制輸出電壓的低通電路，外圍施加人為干擾，若直流母線仍能自恢復設定電壓即PID算法成功。基于Simulink模型嵌入式控制系統(tǒng)設計圖5-1基于Simulink模型嵌入式設計理念步驟圖EmbeddedTargetforTIC2000DSP提供了Matlab和Simulink與TexasInstrumentsExpress工具、TIC2000DSP集成在一起進行系統(tǒng)開發(fā)的手段。通過實時工作站（real-timeworkshop）和TI的開發(fā)工具將Simulink模型轉換變成為實時C代碼。這樣就可以利用這些產(chǎn)品在TIC2000數(shù)字信號處理系統(tǒng)上實現(xiàn)自動代碼生成，以及產(chǎn)品原型和嵌入式系統(tǒng)的設計、驗證和實現(xiàn)。該工具具有可從Simulink自動產(chǎn)生處理器程序代碼（C-sourcecode）并支持處理器相關外設兩大特色。有助于工程師在進行系統(tǒng)級設計，并解決設計中存在的問題，且能夠自動產(chǎn)生高效的程序代碼，免除手寫程序代碼及驗證的繁瑣，可顯著地簡化并縮短基于C2000處理器的系統(tǒng)設計過程，使工程師可以更專注于優(yōu)化控制算法的開發(fā)。SPWM波形