小功率開關電源的經(jīng)濟效益提升方案

1、小功率開關電源的經(jīng)濟效益提升方案（RCC電路的徹底解析）在輸出小于50W的小型開關電源系統(tǒng)中，目前在設計上有很多種，但RCC方式被運用的可以說是最多的。RCC（即Ringing choke convertor）的簡稱，其名稱已把基本動作都附在上面了。此電路也叫做自激式反激轉換器。RCC電路不需要外部時鐘的控制，由開關變壓器和開關管就可以產生振蕩的原因，使線路的結構非常的簡單，這樣就致使成本低廉。所以可以用之中電路來做出地價格的電源供應器。而市場上的小型電源供應器也是采用RCC來設計的。RCC電路的主要優(yōu)缺點如下：1、電路結構簡單，價格成本低。2、自激式振蕩，不需要設計輔助電源。3、隨著輸出電壓

2、或電流的變化，啟動后，頻率周期變化很大。4、轉換的效率不高，不能做成大功率電源。5、噪聲主要集中在低頻段。RCC電路的基本工作過程基本為反激式變換器圖一 反激式電源的基本結構圖一為反激式電源的基本結構，由一個開關管和變壓器組成，當開關管導通時，只在變壓器儲存能量，而在直流輸出端沒有功率的輸出。按照圖一，變壓器的一次側線圈用Lp來表示，在開關管Tr1 導通期間流過集電極電流Ic1，變壓器的儲能為：P=1/2 Lp（Ic1）2其次，當Tr1截止時，變壓器的各線圈不但有逆向電壓發(fā)生，輸出側整流二極管也導通，變壓器所存儲的能量則移到輸出側。也就是說Tr1在導通期間，變壓器存儲能量，在截止期間輸出能量（

3、電源）。又從變壓器的原理可知，一次側所流入的能量一定等于二次側直流所輸出的能量。所以可得到以下公式：1/2Lp*Ic12*f=Vo*Io上式中 f為工作頻率 Vo為輸出直流電壓 Io為輸出電流。RCC的啟動回路圖二為RCC方式的基本原理圖，當加入輸入電壓Vin（電阻連接Tr1的基極），電流Ig流過RG，Tr1開始導通，此時Ig為啟動電流。開關管Tr1的集電極電流Ic波形如圖三，一般的，必須從0開始啟動。Ib變得越小越好。圖二：RCC基本原理圖圖三：開關管集電極Ic波形圖Tr1一旦進入導通狀態(tài)，變壓器P1繞組已經(jīng)加上了Vin，因此P2繞組為按照各個的圈數(shù)比所形成的電壓為：Eb=（Nb/Np）Vi

4、n這個電壓更因在Tr1導通時，極性相同，因此Tr1在導通狀態(tài)時能繼續(xù)維持，此時基極電流Ib為：Ib=（Nb/Np）*Vin （Vf+Vbe） / Rb像定電流般的繼續(xù)流動。其實，Tr1的集電極電流Ic=Vin*T/Lp，Ic隨時間成比例增大。在Ton期間，Tr1呈飽和狀態(tài)，hfe（Ic/Ib）（hfe：直流電流放大率。） 見圖4所示。圖4：集電極電流Ic1波形選擇基極電阻Rb的重要性前面的工作說明是在輸出電壓穩(wěn)定后的初期狀態(tài)。此線路的開關管基極的驅動條件極為重要，例如：輸入電壓Vin上升，則Ib也增加，Ic同時跟著增加，也就是說Tr1導通時間增長。反之，若輸入電壓Vin下降，未達到必要的Ic，

5、則Tr1不能導通，如此Tr1的直流電流放大率hfe也需要考慮，最低的輸入電壓由Ib流過的基極電阻Rb來決定。如何決定P2 線圈的匝數(shù)？若開關管Tr1截止時，（如圖5）開關管射極與基極間加上逆向電壓，則使用的三極管的Veb（max）決不可超過以下條件：Nb/NsVeb(max)/(vo+vf)圖5：Tr1截止時波形Rb有電流流過，變成像圖6的方波。圖6：RCC的脈動波形求Rb所損失的功率PRB 其中為開關管導通時間，T為開關振蕩周期在實際設計中，此PRB因為很大，不能被忽視，且是全體轉換效率降低的最大因素。定電壓工作的結構經(jīng)過一段時間后：側輸出電壓上升，此時圖2的C2的端電壓也依輸出電壓Vo的比

6、例上升，也就是說，Tr1在截止期間，所積的能量就放出。D3給C2的充電電流與IS同時流動，則P2線圈與S1線圈的電壓與圈數(shù)比的關系如下： 其中VF3，VF4為D3，D4的正向電壓，當VC變化時，VO也跟著變化。VC的端電壓上升，穩(wěn)壓二極管D1導通，則Tr1的基極電流下降，加速Tr1的截止。以電壓的關系來看，D1的電壓VZ為VZ=VC+VBE所以VZ與的比取決于輸出電壓Vo?？傊?，這個穩(wěn)定電壓的精度直接受輸出電壓精度的影響，即用溫度系數(shù)良好，56V的穩(wěn)壓二極管。只是變壓器的各組線圈的電阻，使電壓下降，或D1的工作電阻D3的正向電壓VF的變化等因數(shù)的影響，實際上無法得到橫高的精確度。原來Tr1的逆

7、偏壓VEB也被涉及，實際上，也是由D1的其納電壓VZ來決定的。啟動時，集電極電流的控制在定電壓動作期間，VC的端電壓很小，Tr1的基極電流未被限制，即集電極電流由IB和hFE來決定。其實開關管的hFE在制作時，差值很大，環(huán)境溫度也會有很大的變化，因此，若沒有任何的限制時，集電極電流會大大的流失。對線路本身，有很多的損害，為防止此原因，則增加Tr2，R1和RSC。也就是說Tr1的發(fā)射極電流增大，Tr1的基極電流下降，Tr1的導通時間件短，使輸出電壓下降，進行穩(wěn)定化作用?？傊琁E1的最大值不能超過RSC所決定的值。圖8為此說明圖例圖7基本的電流檢測控制電流 圖8 設計實例 RCC振蕩常數(shù)（頻率）

8、的解析在這里，必須要了解RCC工作的振蕩頻率和占空比。占空比D：如圖9，依次繞線數(shù)NP的流出電流為 t=tON的最大值i1P而得到二次回路的電流最大值i1P，依變壓器的基本原理：圖9：RCC電路的電流波形二次電流因i2P隨率衰減，則瞬間值為i2 RCC方式的初期條件，當t=tOFF時，i2=0以i1P式中的tON代入而求得tOFF：所以上式成立下面求占空比D： 此時e1=VIN-VCE（sat），e2=VO+VF 代入上式 成為較實用的公式如何求振蕩頻率f：由于一次側與二次側的電量相等的條件，1/2L1*I1P*f=IO*e2依此求得由此演變，可求得振蕩頻率f， 由以上兩個結論公式，RCC方式

9、的工作就應該很明了了。占空比D與輸入的電壓成反比，VIN增大，D變小，也就是說 tON變短 tOFF不會變占空比不受負荷電流的影響。占空比隨變壓器一次側電感量LP變大而增加，二次側電感量LS的增大而減小。振蕩頻率f隨輸入電壓VIN上升而上升，與負載電流成反比例而下降。振蕩頻率f隨LP，LS成反比下降。以上結果與實際結果非常一致。變壓器的設計求一次線圈NP匝數(shù)變壓器的設計方式，最先求一次線圈的圈數(shù)（匝數(shù) T）依RCC的設計方式，圖10為鐵心（磁體 CORE）的B-H曲線，Bm之點為飽和點，此點的磁通密度稱為飽和磁通密度。圖10 磁 B-H曲線 圖11 B-H曲線的溫度特性 圖12 Il的電流波形

10、一次繞組的求解公式如下： tON：最大值為T/2 VIN：P1線圈的電壓 B：磁體的磁通密度 A：磁體的有效截面積若磁體的材質為ferrite 磁體，如圖11，溫度的變化，使最大的磁束磁通密度Bm產生變化，也就是說，依實際的工作條件的Bm特性求得，在100的Bm為35004000（Gauss 高斯），范圍很小，大約用2030%的值，去估計使用。若在過流狀態(tài)下，tON會很大，磁體仍在此范圍內，此過度狀態(tài)是因磁體未達到飽和的緣故。電感值的計算：當輸入電壓VIN最小的占空比用1/2法去設計時，Il像（圖12般）的碎波，輸出功率為PO，功率轉換效率為，一次側電流的平均值為Il（ave），最大值為Ilp

11、，一次繞組的電感LP為其它線圈的計算二次電流的峰值（peak） I2P，對于輸出電流IO的關系如下：二次繞組的電感量LS為：如果這里tON=tOFF=2/T的條件，則2次繞組的圈數(shù)為：下式中VF為二次整流二極管的正向壓降，其中VS=VO+VF 求解得 開關管基極驅動繞組NP2的計算：因Tr1的VEB條件:以上各繞組匝數(shù)已經(jīng)決定,輸出側因線路電壓降(line drop)的發(fā)生,實際的圈數(shù)有必要比以上值稍多.因實際磁導率的關系,必須加入氣隙(Gap)RCC方式的變壓器,在求一次側匝數(shù)時,磁通密度為必要的條件,即以上的計算方式,較電感的實際值,通常要大一些.在固定的輸出功率下,振蕩頻率f太低的結果,

12、會導致磁飽和.因此,當磁體的實際導磁下降時,電感值非減到必要值不可,用實際的EE、EI磁體,則像圖13一樣,插入氣隙(Gap). 圖13 氣隙的描述氣隙的求法如下：這里要求的Lg為磁回路內合計的氣隙的厚度,故中心孔(center Hole)與外部兩地方,同時把距離(space)插入,也就是說氣隙紙的厚度為Lg/2.氣隙紙的材質,只要是絕緣的物質就可以,這種紙,因溫度的關系,厚度會改變,通常一Mylar紙或bakelite板來使用。（墊紙在低頻時有可能出現(xiàn)噪聲，穩(wěn)定性也不是很理想。采用磨的方法比較好，但是磨的話在變壓器工藝上會比墊紙困難。）變壓器繞線結構變壓器會因為線圈的繞線方式而在特性上有很大

13、的差別，特別是一次繞組NP1和二次繞組NP2間的結合度，非注意不可。結合度是一次繞組所發(fā)生的磁束，比起2次側線圈來誘導時，沒有被誘導的部分稱為磁漏（leakage flux）（這句就是我們所說的漏感，即由于初、次級間，匝與匝之間，磁通不能完全偶合而出現(xiàn)的漏感。）要使結合度上升，對于繞組的結構，有下列兩點必須注意。 各繞組要繞滿圈數(shù)若少的話，只繞一半時，可將每圈都把間隔加大，或把線徑減小，23條線一起繞也有效，如圖14。 圖14 圖15如圖15，三明治的多層分割繞法。繞組的順序為：最初從一次繞組NP1繞起，其次是2次繞組NS，普通最后由基本繞組完成。在此，則由一次繞組NP1再繞一次，與底層的NP

14、1并列，再接在一起。其他繞組：用NP1和NP、夾著之故，一次繞組及其他繞組間的結合度就回提高。漏感電感的影響變壓器要完全100%偶合是不可能的，尤其是RCC方式，因設有很大的氣隙，漏感必然增加。如圖16所示，T型等效回路的Le1，Le2的漏感就產生了。圖16當一次與2次電流流動時，能量就開始積蓄，若其他的繞組未偶合的話，一次側的能量就無法完全轉移到2次側，則變壓器在Tr1截止的瞬間會發(fā)生很大的逆電壓，與Tr1的集電極電壓疊加在一起。抑制逆電壓的吸收（snabber）電路圖17圖17中，在NP1繞組兩端，加入由二極管，電容構成的電路。漏感 電感Le1積蓄的能量為P1，振蕩頻率為f，Tr1在截止時

15、發(fā)生的逆電壓為puese，若在電容的直流電流，就被R抵消掉。P1由上式公式來決定，電阻值增加，則電壓就會生高。電阻值低，電壓就會下降。但VC與2次繞組NS和輸出電壓VO有關。反激電壓Vf，這樣低的電阻值就會將損耗增大。變壓器的漏感或因輸出功率所引起的積蓄能量而起變化，所以這里的電阻約為10-50K最合適。濾波電容的決定方法紋波（ripple）電流為主要參數(shù)RCC方式，設計時的重點在輸出側，濾波電容的紋波電流，2次側在開關管截止期間流通，因電流波是三角波，因此紋波電流的實際值顯的更大。當電解電容因紋波電流的流通，由于內電阻而產生損耗，因此內部溫度上升，此為電容壽命縮短的原因。電解電容在最高溫度使

16、用時，頂多能保證2000小時的壽命，當溫度上升10，則壽命將減半。受周圍發(fā)熱物的熱度影響的同時，紋波電流本身發(fā)熱的抑制工作非常重要。因此紋波電流的最大值必須加以規(guī)定。高頻用電容，因內電阻很低，所以case，sige比較大表1 圖18表1為電容器的紋波電流與case，sige的比較。紋波電流的大小紋波電流的波形如圖18，用直流bias得到的波形，也就是說：一個周期分成了3段期間，求實際值之后再合并計算。有關其時間的推導如下： 第一期間，電流的瞬時值i1為： 從以上條件，第一期間的紋波電流Ir1，而求得以下公式。其中第二期,同第一期同樣計算: (i2=i1)第三期 (i3=IO)三期的值的合并計算

17、:雖然計算過程繁雜,但并不難,最后若能把公式記起來,在實際設計上就足夠了.又tON=tOFF,占空比為0.5的條件,IP=4IO之故,若記得Ir=1.3IO的話,簡單的電容的紋波就可以求得.若在實際設計時,最好選比此值以上的容許紋波電流的電容,因一只電容不夠時,可多接幾個。反饋時的定電壓控制實際上，廣被應用的RCC方式的開關電源變換器直接監(jiān)視輸出電壓，開關轉換的頻率或導通期間使定電壓能控制在圖形之內。若不如此，光靠基本電路則電壓的精確度就不好，造成很多電路不能動作。穩(wěn)壓器（shunt regulator）的控制回路由可調穩(wěn)壓調整（programable shunt regulator）和光電偶

18、合器（photo coupler）構成，例如TL431是3斷的可調穩(wěn)壓調整器。如圖19，內部有一個QP-AMP和基準電壓Vref。 圖19 圖20基準電壓Vref2.7V之故，REF的端子電壓變成Vref時，就產生電壓工作。如圖20所示，導出輸出電壓Vo為： 因此 實際在零件的容量也考慮時，插入可邊電阻，就可以設定細微的電壓，當輸出電壓Vo上升時，不但TL431的cathode電極（K）的電壓低下，流國photo coupler PC1的發(fā)光二極管的電流就增大，如此，對應photo coupler的光敏三極管的Ic電流也增加，也會流過大量的集電極電流，因此截止開關管的Tr1的基極電流，Tr1的

19、電流被分散，也就是Ib1就減小了。若Tr1的基極電流減少，則小集電極電流無法流過去，極短的導通時間后就變?yōu)榻刂?。因此，要流入變壓器的電流就減少，致使輸出電壓的降低。光電偶合（photo coupler）的特性Photo coupler就是使電壓變化而來的信號，用線性（linear）方式傳導，經(jīng)過一段時間的變化，故意讓電流傳導特性劣化，直接與發(fā)光二極管連接的電阻非十分低不可。如圖21表示，photo coupler的傳導特性。圖21 對handing的考慮對于因電壓節(jié)制的返回系統(tǒng)來說，photo coupler的慢性回應（Trr）也包含在內，而發(fā)生相位延遲，定電壓節(jié)制本體也是負返回節(jié)制，因為有1

20、80度的相位，更因重復有180度的相位延遲，使相位轉回360度，使它振蕩起來。開關調整器稱它為handing，絕對要抑制癥狀。Handing是因為頻率的相位延遲180度之故，在對策上如圖22所示，可以施以用誤差放大器TL431來做正相位補償，其方法可以數(shù)KHZ以上的多余物不產生。在此OP AMP的交流回歸工作，在coathode和REF端子間加上與CR連接的東西，C為0.0470.22uF，R為47010K的范圍當成基準。對于間歇間的振蕩也要注意，若輸出電流減少時，類似handing 的間歇性振蕩也會發(fā)生，如圖23所示，在一段期間不但switching接著的一段時間則swithing完全停止的

21、癥狀，照片2則是實際的波形例子。圖22 圖23 照片2這是因為switching transistor（開關管）的基極的驅動電流過大，使linear無法控制而發(fā)生，所以不使電流過多流失，像圖24，在輸出直接加入電阻，如它像平常一樣的流動電流，這個電阻稱為breeder電阻。（此值一般取滿載的0.02左右電流做為計算）圖24過流保護要保護哪里的電流呢？因為輸出短路或過負載的異?，F(xiàn)象，為防止電源內部零件的破損，不得不設置過電流保護。在RCC方式時，目的在防止啟動電流過大，一次繞組必須設計電流控制回路，像這種利用來過過流保護是很平常的。不過輸出電流與一次繞組的switching電流完全沒有比例的關系

22、，基本線路的電流控制特性為可保護瞬間的短路。短路電流是非常大的，除此之外，輸出電壓變化時，像圖25般的工作也會產生。當輸入電壓上升，則switching的頻率就提高，對同樣的輸出功率，因很小的一次電流要使Reak值達到，電流控制的工作點就提高，而成為shift。 圖25 圖26過電流保護特性的改善這些問題的解決方法如圖26的電路，過電流的檢出可利用switching transistor的emitter電阻的壓降，這里的波形因為是三角波，控制transistor的base接著0.1uF的電容。從base線圈開始穩(wěn)壓二極管DZ和R，再經(jīng)過C和R，按輸入電壓的比例的電流，去控制三極管Tr2的基極電

23、流大小。當輸入電壓上升時，這個電流增加，使Tr2的基極產生正向偏壓，而有小的switching電流，Tr2的驅動電流就被分散，極短的導通時間，三極管就被轉換為截止狀態(tài)，如照片3。照片3當過電流工作時，與輸入電壓同時，因基極線圈的逆電壓也下降，控制Tr2的基極偏壓也就變得很小，促使Tr2流動方向工作起來，這樣的動作，就可以防止輸出短路電流流量過大。這個線路的計算非常繁雜，可參考圖上的常數(shù)。多組輸出電源的實用設計實例在此按輸入輸出規(guī)格，用實際的數(shù)值去計算，來試看線路的餓設計。要求如下：輸入電壓：85110V輸出電壓：+5V 5A +12V 1A -12V 0.3A基本線路的參數(shù)（parameter）的計算線路圖如下：輸入整流的最小電壓為：這樣來看，在輸入為100V時，工作頻率應該在20kHZ占空為0.5來設計計算輸出功率：假設效率為70%來計算，一次側輸入功率為：所以，輸入的平均電流I1為：又因為占空為0.5，相關的開關電流的最大值I1P為I1的4倍得：計算變壓器：按以上條件，來計算變壓器的一次繞組NP1和電感LP1，因為功率在58W，所以選擇EI40變壓器，查參數(shù)表Bm為4800（GAUSS），余量可充分見到磁通密度 B=2700