電力電子課程設計_BUCK變換器設計

1、目錄引言 2第一章 設計要求與方案.21.1 課程設計要求 .21.2 方案確定.3第二章 直流穩(wěn)壓電源設計 .32.1 設計要求.32.2 直流穩(wěn)壓電源原理描述.42.3 設計步驟及電路元件選擇.5第三章 Buck 變換器設計.63.1 Buck 變換器基本工作原理 .63.2 Buck 變換器工作模態(tài)分析 .73.3 Buck 變換器參數(shù)設計 .103.3.1 Buck 變換器性能指標 .103.3.2 Buck 變換器主電路設計.10第四章 控制電路設計.124.1 直流直流變換器控制系統(tǒng)原理 .124.2 控制電路設計 .14 第五章 課程設計總結(jié).17 參考文獻 .18 附設計全圖

2、.1808 電氣一班 潘維 200830151402引言隨著電力電子技術(shù)的高速發(fā)展，電子系統(tǒng)的應用領域越來越廣泛，電子設備 的種類也越來越多。電子設備的小型化和低成本化使電源向輕、薄、小和高效率 方向發(fā)展。開關(guān)電源因其體積小，重量輕和效率高的優(yōu)點而在各種電子信息設備 中得到廣泛的應用。伴隨著人們對開關(guān)電源的進一步升級，低電壓，大電流和高 效率的開關(guān)電源成為研究趨勢。開關(guān)電源分為 AC/DC 和 DC/DC，其中 DC/DC 變換已實現(xiàn)模塊化，其設計 技術(shù)和生產(chǎn)工藝已相對成熟和標準化。DC/DC 變換是將固定的直流電壓變換成 可變的直流電壓，也稱為直流斬波。斬波電路主要用于電子電路的供電電源，也

3、 可拖動直流電動機或帶蓄電池負載等。BUCK 降壓斬波電路就是直流斬波中最基本的一種電路，是用 BUCK 作為 全控型器件的降壓斬波電路，用于直流到直流的降壓變換。IGBT 是 MOSFET 與 雙極晶體管的復合器件。它既有 MOSFET 易驅(qū)動的特點，又具有功率晶體管電 壓、電流容量大等優(yōu)點。其頻率特性介于 MOSFET 與功率晶體管之間，可正常 工作于幾十千赫茲頻率范圍內(nèi)，故在較高頻率的大、中功率應用中占據(jù)了主導地 位。所以用 BUCK 作為全控型器件的降壓斬波電路就有了 IGBT 易驅(qū)動，電壓、 電流容量大的優(yōu)點。BUCK 降壓斬波電路由于易驅(qū)動，電壓、電流容量大在電力電子技術(shù)應用領 域

4、中有廣闊的發(fā)展前景，也由于開關(guān)電源向低電壓，大電流和高效率發(fā)展的趨勢， 促進了 IGBT 降壓斬波電路的發(fā)展。第一章 設計要求與方案1.1 課程設計要求1、采用降壓斬波主電路2、輸入直流電壓：1014V3、輸出電壓：5V4、最大輸出負載電流：2A5、輸出功率：10W1.2 方案確定電力電子器件在實際應用中，一般是由控制電路，驅(qū)動電路和以電力電子器 件為核心的主電路組成一個系統(tǒng)。由信息電子電路組成的控制電路按照系統(tǒng)的工 作要求形成控制信號，通過驅(qū)動電路去控制主電路中電力電子器件的導通或者關(guān) 斷來完成整個系統(tǒng)的功能，當控制電路所產(chǎn)生的控制信號能夠足以驅(qū)動電力電子 開關(guān)時就無需驅(qū)動電路。根據(jù)降壓斬波

5、電路設計任務要求設計穩(wěn)壓電源、BUCK 電路及控制電路，設 計出降壓斬波電路的結(jié)構(gòu)框圖如圖 1 所示。圖 1.1 降壓斬波電路結(jié)構(gòu)框圖在圖 1 結(jié)構(gòu)框圖中，BUCK 電路是用來產(chǎn)生降壓斬波電路的，控制電路產(chǎn)生 的控制信號傳到 BUCK 電路，使信號為加在開關(guān)控制端，可以使其開通或關(guān)斷。 通過控制開關(guān)的開通和關(guān)斷來控制降壓斬波電路的主電路工作。第二章 直流穩(wěn)壓電源設計2.1 設計要求設 計一 個 輸 出 電壓 在 1014V 可 調(diào) 的 串 聯(lián)型 直 流 穩(wěn) 壓電 源 ， 將 市電(220V/50HZ)的交流電)經(jīng)電源變壓器，整流電路，濾波電路，穩(wěn)壓電路后轉(zhuǎn)變?yōu)?014V 的直流穩(wěn)定電壓。2.2

6、 直流穩(wěn)壓電源原理描述電子設備一般都需要直流電源供電。這些直流電除了少數(shù)直接利用干電池和 直流發(fā)電機外，大多數(shù)是采用把交流電（市電）轉(zhuǎn)變?yōu)橹绷麟姷闹绷鞣€(wěn)壓電源。圖 2.1 直流穩(wěn)壓電源框圖圖 2.2 單向橋式整流電路圖 2.3 電容濾波電路圖 2.4 具有放大環(huán)節(jié)的串聯(lián)型穩(wěn)壓電路直流穩(wěn)壓電源由電源變壓器、整流、濾波和穩(wěn)壓電路四部分組成，其原理框圖如圖 2.1 所示。電網(wǎng)供給的交流電壓 U1(220V,50Hz) 經(jīng)電源變壓器降壓后，得 到符合電路需要的交流電壓 U2，然后由整流電路變換成方向不變、大小隨時間 變化的脈動電壓 U3，再用濾波器濾去其交流分量，就可得到比較平直的直流電 壓 UI。但

7、這樣的直流輸出電壓，還會隨交流電網(wǎng)電壓的波動或負載的變動而變 化。在對直流供電要求較高的場合，還需要使用穩(wěn)壓電路，以保證輸出直流電壓 更加穩(wěn)定。圖 2.2,2.3,2.4 串聯(lián)起來就組成了具有放大環(huán)節(jié)的串聯(lián)型穩(wěn)壓電源電路圖，其 整流部分為單相橋式整流、電容濾波電路。穩(wěn)壓部分為具有放大環(huán)節(jié)的串聯(lián)型穩(wěn) 壓電路，它由調(diào)整元件（晶體管 Q1，Q2 組成的復合管）；比較放大器（集成運 放 A）；取樣電路 R2、R4、R3，基準電壓 DZ、R1 等組成。整個穩(wěn)壓電路是一個 具有電壓串聯(lián)負反饋的閉環(huán)系統(tǒng)，其穩(wěn)壓過程為：當電網(wǎng)電壓波動或負載變動引 起輸出直流電壓發(fā)生變化時，取樣電路取出輸出電壓的一部分送入比較

8、放大器，并與基準電壓進行比較，產(chǎn)生的誤差信號經(jīng)比較放大器放大后送至調(diào)整管的基極， 使調(diào)整管改變其管壓降，以補償輸出電壓的變化，從而達到穩(wěn)定輸出電壓的目的。2.3 設計步驟及電路元件選擇設計過程采用模塊化進行，先依次設計好各模塊電路及仿真無誤后，再將它 們串聯(lián)起來組成總的電路圖如下圖 2.5 所示：圖 2.5 直流穩(wěn)壓電源電路電路元件選擇：1：Ui 的確定Ui=Uo+Uce, 因 為 Uomax=14V,Uce>Uces=12V, 取 Uces=2V, 所 以Ui=Uomax+Uces=16V;2:調(diào)整管的選擇Ucemax=Ui-Uomin=16-10=6V，承受反向電壓應大于 6V;3：

9、穩(wěn)壓二極管 Dz 的選擇Uz 小于等于 Uomin=10V,取 Uz=2V，Iz=110mA；4：電阻 R1 的選擇UR1=Ui-Uz=16-2=14V,IR1 取 10mA, R1= UR1 / IR1=1.4k,R1 取 1.5k;5: 集成運放的選擇 因為本電路對集成運放要求不高，所以選用通用型集成運放；6：濾波電容 C1 的選擇為提高濾波效果，C1 取 1000uf 的電解電容；7：取樣環(huán)節(jié)的電阻 R2，R3，R4 的確定Uomax=(R2+R3+R4)*Uz/R3Uomin=(R2+R3+R4)*Uz/(R3+R4)其中 R4 為最大阻值為 100 的滑動變阻器，Uz=2V, Uom

10、ax=14V,Uomin=10V,聯(lián) 立方程，可求得 R2=1400,R3=250;8：U2 及變壓器的確定對于全波整流電路，Ui=1.2U2,所以 U2=Ui/1.2=13.33V，220V/13.33V=16.5， 故選用變比為 15：1 的變壓器；9：整流二極管的選擇 選擇理想整流器。第三章 Buck 變換器設計3.1 Buck 變換器基本工作原理Buck 電路（Buck Chopper），即降壓斬波電路，屬直流斬波電路的一種，和升壓斬波電路構(gòu)成直流斬波電路最基本的兩種電路。直流斬波電路的功能是將直流電變?yōu)榱硪还潭妷夯蚩烧{(diào)電壓的直流電，也稱為直接直流-直流變換器。降 壓斬波電路的典型用

11、途之一是拖動直流電動機，也可帶蓄電池負載。如下圖 3.1 所示，電路中使用一個全控型開關(guān)器件 Q，開關(guān)管 Q 由開關(guān)脈沖 信號驅(qū)動，脈沖信號來自脈沖信號控制電路，脈沖信號的周期 T 保持不變，而 脈沖寬度 ton 可改變，這樣便可以調(diào)節(jié)導通的占空比，進而改變輸出電壓。為了 在開關(guān)管關(guān)斷時給負載中的電感電流提供通道，設置了續(xù)流二極管 D。當晶體管 導通時，若忽略其飽和壓降，輸出電壓 UO 等于輸入電壓；當晶體管截止時，若忽略晶體管的漏電流，輸出電壓為 0。電路的主要工作波形如圖 3.2。+Vin-Q AL fCUb Df+R Uo-圖 3.1 Buck 變換器電路UbQON QOff0UA0iL

12、0VinttDiLt圖 3.2 Buck 變換器的主要工作波形3.2 Buck 變換器工作模態(tài)分析在分析 Buck 變換器之前，做出以下假設： 開關(guān)管 Q、二極管 D 均為理想器件； 電感、電容均為理想元件；電感電流連續(xù)； 當電路進入穩(wěn)態(tài)工作時，可以認為輸出電壓為常數(shù)。 當輸入脈沖為高電平，即在 ton 時段內(nèi)，Q 導通，此時二極管 D 反偏截止，如下圖 3.3 所示。通過電感 L 的電流隨時間不斷增大，電源 V1 負載 RL 提供功率，同時對電容 C 充電。在電感 L 上將產(chǎn)生極性為左正右負的感應電動勢，儲存磁場能量。假設儲能電感 L 足夠大，其時間常數(shù)遠大于開關(guān)的周期，流過儲能電感的 電流

13、 IL 可近似認為是線性的，并設開關(guān) MOS 管 Q1 及續(xù)流二極管都具有理想 的開關(guān)特性，它們正向降壓都可以忽略。圖 3.3 Q 導通時的電路狀態(tài)il = òL diLdtV1 - V 2L+ V 2 = V1dt = V1 - V 2Lt + I Lv式中起始值 ILv 是 Q 導通前流過 L 的電流。當 t=ton 時，Q 截止，L 中的電流達到最大值 ILP：I Lp =V1 - V 2Lt on + I Lv當輸入脈沖為低電平，即在 toff 時段內(nèi)，Q1 截止，電路相當于 Q1 斷開，如 下圖 3.4 所示。此時，由電感 L 中的電流將減小，為了阻止電流 I0 的減小，在

14、 其上將產(chǎn)生極性為左負右正的感應電動勢，這時二極管 D 正偏導通，為電感電 流提供通路。電感將釋放磁能，一方面繼續(xù)給負載 RL 供電，另一方面對電容 C 充電，把一部分磁能轉(zhuǎn)化為電容中的電場能。當電感電流下降到某一較小的數(shù)值 時，電容 C 開始對負載放電，以維持負載所需的電流。當電路工作于穩(wěn)態(tài)時， 負載電流在一個周期內(nèi)的初值與終值為相等的。圖 3.4 Q 關(guān)斷時電路狀態(tài)L diLdt- V 2= -V 2- V 2il = òdt =Lt + I LpL式中起始值 ILP 為 Q 截止前流過 L 的電流。t=toff 時，Q 截止，L 中的電流下降到最小值 ILV：V 2I Lv =

15、 -Ltoff+ I Lp當電路工作在穩(wěn)態(tài)時，聯(lián)系上式解得：V1 - V 2 V 2I Lp =ton -LtoffL+ I Lp由以上分析可得，負載電壓的平均值為：V 2 =tonton + toffV1 = ton V1 = DV1T上式中， ton 為 Q 處于導通狀態(tài)的時間，toff 為 Q 處于斷開狀態(tài)的時間；T為開關(guān)周期，即 T = ton + toff；D 為導通占空比，即 D = ton/T ；V1 為電源電壓。 由該公式可知，負載電壓的平均值 V2 的大小由導通占空比和電源電壓決定。在 電源電壓不變的情況下，其大小可由調(diào)節(jié)占空比來改變，且隨著占空比的增大而 增大，隨著占空比的

16、減小而減小。由于占空比 0<D<1，即 V2<V1，輸出電壓小于輸入電壓，因此將該電路稱 為降壓斬波電路。負載電流平均值為：V 2I 0 =RL上式中，RL 為負載電阻。若負載中的 L 的值較小，則在 Q 關(guān)斷后，可能會出現(xiàn)負載電流斷續(xù)的情況。為了保證電流連續(xù)，要求串接的電感 L 值足夠大。3.3 Buck 變換器參數(shù)設計3.3.1 Buck 變換器性能指標輸入電壓：Vin=1014V； 輸出性能：Vout=5V；Iout=2A；Pout=10W；3.3.2 Buck 變換器主電路設計設計的 BUCK 變換器電路圖如下圖 3.5 所示：圖 3.5 BUCK 變換器電路圖 主電

17、路中需要確定參數(shù)的元器件有 IGBT、二極管、直流電源、電感、電容、電阻值的確定，其參數(shù)確定過程如下。本設計過程中設定工作頻率為 50kHz，電 壓波紋小于 50mV。(1）電源因為題目要求輸入電壓為 10-14V ，且連續(xù)可調(diào)。其直流穩(wěn)壓電源模塊 的設計已在前面完成。所以該直流穩(wěn)壓電源作為系統(tǒng)電源。（2）電阻因為當輸出電壓為 5V 時，輸出電流為 2A，可得到負載電阻為 RL=Uo/Io=2.5。（3) IGBT當 IGBT 截止時，回路通過二極管續(xù)流，此時 IGBT 兩端承受最大正壓為 14V； 而當a =1 時，IGBT 有最大電流，其值為 2A。故需設置 IGBT 的集電極最大連續(xù)電流

18、 Ic>2A，反向擊穿電壓 Bvceo>14V。(4)二極管當a =1 時，其承受最大反壓 14V；而當a 趨近于 1 時，其承受最大電流趨 近于 2A，故需設置二極管額定電壓大于 14V，額定電流大于 2A。(5)占空比根據(jù) Buck 變換器的性能指標要求及 Buck 變換器輸入輸出電壓 之間的關(guān)系求出占空比的變化范圍：Dmax=Uo/Uimin=5V/10V=0.5; Dmin=Uo/Uimax=5V/14V=0.3571; (6) 濾波電感 Lf變換器輕載時，如果工作在電流連續(xù)區(qū)，那么為了保持一定的輸出 電壓，占空比大為減小，也就是說 開關(guān)管導通時間很短。如果這個時 間小于開

19、關(guān)管的存儲時間與最小控制時間之和，變換器的輸出將出現(xiàn)失 控或輸出紋波加大，因此希望變換器工作在電感電流連續(xù)狀態(tài)。所以， 以設定最小輸出電流 Iomin=0.1A 作為電感臨界連續(xù)電流來設計電感，即iLmin = 2I omin = 0.2A 。L = Uo (1 - Dmin ) = 5 ´ (1 - 0.3571) = 321.45m HfmaxDiL min× fs0.2 ´ 50 ´103經(jīng)過調(diào)試發(fā)現(xiàn)這數(shù)值濾波效果還不是很明顯，且由 Lf>Lfmax，取Lf=1000uH。(6) 濾波電容 Cf在開關(guān)變換器中，濾波電容通常是根據(jù)輸出電壓的紋波

20、要求來選取。 設定該 Buck 變換器的輸出電壓紋波要求 Vout(p-p)<=50mV。Cfmax= U o (1 - Dmin ) =f sC8L f 2 DU5 ´ (1 - 0.3571)8 ´ 321.45 ´10-6 ´ (50 ´103 )2 ´ 50 ´10-3= 10m F由 Cf>Cfmax，取 Cf=25uF。濾波電容存在串聯(lián)等效電阻 Re，其與電容乘積是一常數(shù)，取為 75uF. 則Re=75uF/ Cf=5。第四章 控制電路設計4.1 直流直流變換器控制系統(tǒng)原理典型的直流-直流變換器控制系

21、統(tǒng)的結(jié)構(gòu)原理圖如圖 4.1 所示。系統(tǒng)的核心部 分為 DC-DC 變換器，同時包含了控制用的負反饋回路。在負反饋回路中，輸出 電壓 v(t)經(jīng)采樣后與給定的參考電壓 Vref 相比較，所得偏差送補償放大環(huán)節(jié)，再 經(jīng)過脈沖寬度調(diào)制，得到一系列控制用的脈沖序列(t)，通過驅(qū)動器將脈沖放大， 控制 DC-DC 變換器中功率開關(guān)器件的導通與關(guān)斷?？刂戚斎?d(t)代表開關(guān)器件 在一個周期內(nèi)的導通占空比，是脈沖序列(t)的參數(shù)，改變 d(t)即可調(diào)節(jié)變換器 的輸出電壓 v(t)，d(t)也稱為控制量。當輸入電壓或負載發(fā)生變化，或系統(tǒng)受到 其他因素干擾使輸出電壓發(fā)生波動時，通過負反饋回路可以調(diào)節(jié) DC-D

22、C 變換器 中開關(guān)器件在一個開關(guān)周期內(nèi)的導通時間，達到穩(wěn)定輸出電壓的目的。圖 4.1 直流-直流變換器控制系統(tǒng)的結(jié)構(gòu)原理圖以圖 4.2 所示的 Buck 型開關(guān)調(diào)壓系統(tǒng)為例，該系統(tǒng)是對圖 4.1 所示直流-直 流變換器控制系統(tǒng)的具體實現(xiàn)。圖 4.2 中采用 Buck 型變換器作為 DC-DC 變換器， Vg 代表整流濾波后得到的直流輸入電壓。輸出電壓采樣環(huán)節(jié)由分壓電路實現(xiàn)。 運放 A1 及阻抗 Z1、Z2 共同組成比較和補償放大環(huán)節(jié)，產(chǎn)生的控制信號 vc(t)輸 入給脈沖調(diào)制環(huán)節(jié) PWM，PWM 產(chǎn)生的脈沖序列(t)經(jīng)驅(qū)動器驅(qū)動后作為 Buck 型變換器中功率開關(guān)器件 MOSFET 的柵極驅(qū)動

23、信號。圖 4.2 Buck 型開關(guān)調(diào)壓系統(tǒng)原理圖PWM 環(huán)節(jié)的一種實現(xiàn)方式如圖 4.3(a)所示，利用比較器 A2 將控制信號 vc(t) 與振蕩器產(chǎn)生的鋸齒波時鐘信號相比較，其輸出為周期不變，脈沖寬度即占空比 d(t)受 vc(t)調(diào)制的一系列脈沖信號(t)。具體工作過程如圖 4.3(b)所示，在每個開 關(guān)周期內(nèi)，當 vc(t)大于鋸齒波時鐘信號時，輸出脈沖為高電平，開關(guān)元件導通； 當時鐘信號上升，大于 vc(t)時，輸出脈沖為低電平，開關(guān)元件截止，直到下一周 期開始，再次輸出高電平?？梢姡敵雒}沖的周期與鋸齒波的周期相同，占空比 d(t)由 vc(t)決定，進而決定了開關(guān)器件的導通時間。圖

24、 4.3 脈沖調(diào)制（PWM）環(huán)節(jié)（a）PWM 環(huán)節(jié)工作波形 （b）脈沖調(diào)制工作原理當輸入電壓或負載發(fā)生變化，或系統(tǒng)受到其他因素的干擾，使輸出電壓發(fā)生 波動時，圖 4.2 所示 Buck 型開關(guān)調(diào)壓系統(tǒng)可以通過負反饋回路調(diào)節(jié)開關(guān)器件的 導通占空比 d(t)，使輸出電壓穩(wěn)定。比如，當輸入電壓 Vg 上升時，輸出電壓 vc(t) 也隨之上升，采樣電壓上升，vc(t)下降，則 PWM 輸出脈沖的占空比 d(t)減小， MOSFET 在一周期內(nèi)的導通時間縮短，使 v(t)減小，達到了穩(wěn)壓的目的。4.2 控制電路設計根據(jù)電路設計要求，此設計需要利用負反饋達到穩(wěn)定電壓的要求。為此，采 用了串聯(lián)電壓分壓負反饋

25、的方法，設計出如下圖 4.4 所示的 BUCK 變換器控制電 路。其中包含了分壓采樣環(huán)節(jié)、補償放大環(huán)節(jié)、脈沖調(diào)制環(huán)節(jié)和驅(qū)動環(huán)節(jié)。圖 4.4 BUCK 變換器控制電路3在上圖控制補償網(wǎng)絡中，極點角頻率公式： w =1 ;直流增益： K = R3 ;R1pRC Vg又直流增益： ADC =VM，VM為 PWM 鋸齒波的幅值，Vg為輸入直流電壓平均值；1BUCK 變換主電路濾波電容的串聯(lián)等效電阻零點角頻率： wz 0 = ；ReC f極點角頻率： w p 0 = 1/ Lf C f ；此 設 計 中 設 定 VM=4V ， 參 考 電 壓 Vref=1.5V ， 穿 越 頻 率w = 1 w= 1

26、´ 50kHz = 10kHzc 5 s 5，則有VgADC =VM= 12V4V= 3 ;wz 0 =1ReC f=175uWF= 13.33´103 Hz ；wp 0 = 1 /Lf C f= 1 / 1´10-3´ 25´10-6 Hz = 6.3246 ´103Hz ；w 10 ´103K = c = = 0.527 ；A w 3´ 6.3246 ´103DC p 0計算網(wǎng)絡參數(shù)：設定流過 R2 的電流為 1mA，則VR = ref2 1mA= 1.5V1mA= 1500W ;U -VR = o

27、ref1 1mA= 5V -1.5V1mA= 3500W ;R3 = KR1 = 0.527 ´ 3500 = 1844.5W ，取 1900;C = 1KR1wz 0= 10.527 ´1500 ´13.33 ´103= 0.0949m F ，取 1uF;用以上參數(shù)放進模型仿真時發(fā)現(xiàn)流過 R2 的電流為 1mA，而流過 R1 的電流超過了 2mA，而且由于在設定電壓分壓電阻時取值較大，致使輸出電壓偏差加大。 為減小流過 R1 和 R2 電流偏差產(chǎn)生的影響，將流過 R2 的電流重新設定為為 10mA， 則得到 R2=150，R1=350，重新代入模型符合要求。脈沖調(diào)制（PWM）工作 波形如圖 4.5 所示。圖 4.6 和圖 4.7 分別為直流輸入最低電壓和最高電壓時 BUCK 變換器輸出電壓和電流的情況。圖 4.5 脈沖調(diào)制（PWM）工作波形圖 4.6 直流輸入最低電壓 10V 時 BUCK 變換器的輸出電壓和電流圖 4.7 直流輸入最高電壓 14V 時 BUCK 變換器的輸出電壓和電流第五章