AWGN信道中不同調(diào)制方式的仿真--課設(shè)報(bào)告

1、、課程設(shè)計(jì)目的及內(nèi)容程 設(shè) 計(jì) 報(bào) 告姓名： xx學(xué)號(hào)：班級(jí)：院系：信息與電氣工程學(xué)院專業(yè)：通信工程1.1 、課程設(shè)計(jì)的目的通過本課程的學(xué)習(xí)我們不僅能加深理解和鞏固理論課上所學(xué)的有關(guān)PCM編碼和解碼的基本概念、 基本理論和基本方法， 而且能鍛煉我們分析問題和解決問 題的能力； 同時(shí)對(duì)我們進(jìn)行良好的獨(dú)立工作習(xí)慣和科學(xué)素質(zhì)的培養(yǎng)， 為今后參加 科學(xué)工作打下良好的基礎(chǔ)。本課程設(shè)計(jì)主要研究 AWGN信道中不同調(diào)制方式的仿真。通過完成本課題的 設(shè)計(jì)，擬達(dá)到以下目的：1學(xué)習(xí)如何利用計(jì)算機(jī)仿真方法和技術(shù)對(duì)通信系統(tǒng)的理論知識(shí)進(jìn)行驗(yàn)證， 并學(xué)會(huì)搭建簡單的系統(tǒng)模型；2掌握 MATLAB 的基礎(chǔ)知識(shí)，熟悉 MATL

2、AB 進(jìn)行通信系統(tǒng)仿真中各個(gè)常 用模塊的使用方法；3通過系統(tǒng)仿真加深對(duì)通信課程理論知識(shí)的理解。 通過該課題的設(shè)計(jì)與仿真， 可以提高學(xué)生綜合應(yīng)用所學(xué)基礎(chǔ)知識(shí)的能力和計(jì) 算機(jī)編程的能力，為今后的學(xué)習(xí)和工作積累經(jīng)驗(yàn)1.2 課程設(shè)計(jì)的內(nèi)容1：AWGN信道中不同調(diào)制方式的仿真1) 產(chǎn)生 速率 可調(diào) 的 數(shù)字 基帶 數(shù) 據(jù)， 用其 對(duì)可調(diào) 的載 波 分別進(jìn)行 BPSK,QPSK,4QAM,16QAM調(diào)制，已調(diào)信號(hào)通過高斯白噪聲通道，在接收 端進(jìn)行解調(diào)，恢復(fù)原始基帶數(shù)據(jù)。2) 畫出上述過程中每一點(diǎn)的波形3) 畫出不同調(diào)制方式下的信噪比，誤碼率曲線和星座圖，并進(jìn)行比較4) 將理論計(jì)算和仿真系統(tǒng)的結(jié)果進(jìn)行對(duì)比5

3、) 設(shè)計(jì) GUI界面展示本人工作6) 可參考但不允許抄襲網(wǎng)上的程序2：高斯白噪聲信道 CDMA 性能仿真1：利用 m 序列產(chǎn)生擴(kuò)頻碼，對(duì)用戶產(chǎn)生的速率可調(diào)數(shù)字基帶數(shù)據(jù)進(jìn)行擴(kuò)頻； 、 2：無需射頻調(diào)制，僅需考慮基帶 BPSK調(diào)制；3：多個(gè)用戶的擴(kuò)頻信號(hào)經(jīng) AWGN信道到達(dá)接收端，實(shí)現(xiàn)用戶數(shù)據(jù)相關(guān)檢查；4：用戶數(shù)，擴(kuò)頻增益可調(diào)；5：畫出不同擴(kuò)頻增益、用戶數(shù)情況下的信噪比、誤碼率曲線；二： BPSK仿真設(shè)計(jì)1：相移鍵控系統(tǒng)概述相移鍵控是目前擴(kuò)頻系統(tǒng)中大量使用的調(diào)制方式， 也是和擴(kuò)頻技術(shù)結(jié)合最成 熟的調(diào)制技術(shù)， 原則上看是一種線性調(diào)制。 從基帶變換到中頻以及射頻， 中間的 頻譜搬移和信號(hào)放大需要一個(gè)要

4、求較高的線性信道，因而，設(shè)計(jì)要求較高。相移鍵控系統(tǒng)中， 有待傳輸?shù)幕鶐?shù)字脈沖控制著載波相位的變化， 從而形 成振幅與頻率不變，而相位取離散值變化的已調(diào)波。2：數(shù)字帶通傳輸分類數(shù)字信號(hào)的傳輸方式分為基帶傳輸和帶通傳輸， 在實(shí)際應(yīng)用中， 大多數(shù)信道 具有帶通特性而不能直接傳輸基帶信號(hào)。 為了使數(shù)字信號(hào)在帶通信道中傳輸， 必 須使用數(shù)字基帶信號(hào)對(duì)載波進(jìn)行調(diào)制， 以使信號(hào)與信道的特性相匹配。 這種用數(shù) 字基帶信號(hào)控制載波， 把數(shù)字基帶信號(hào)變換為數(shù)字帶通信號(hào)的過程稱為數(shù)字調(diào)制。數(shù)字帶通傳輸中一般利用數(shù)字信號(hào)的離散取值特點(diǎn)通過開關(guān)鍵控載波， 從而 實(shí)現(xiàn)數(shù)字調(diào)制，比如對(duì)載波的振幅、 頻率和相位進(jìn)行鍵控可獲

5、得振幅鍵控 （ASK）、 頻移鍵控（ FSK）和相移鍵控（ PSK）。這三種數(shù)字調(diào)制方式在抗干擾噪聲能力 和信號(hào)頻譜利用率等方面，以相干 PSK 的性能最好，目前已在中、高速傳輸數(shù) 據(jù)時(shí)得到廣泛的應(yīng)用。3： BPSK信號(hào)調(diào)制 / 解調(diào)原理3.1 BPSK信號(hào)調(diào)制原理二進(jìn)制相移鍵控 BPSK(Binary Phase Shift Keying)方式一般是鍵控的載波 相位按基帶脈沖序列的規(guī)律而改變的數(shù)字調(diào)制方式， 也就是說， 二進(jìn)制的數(shù)字基 帶信號(hào) 0 與 1 分別用相干調(diào)制的載波的 0 與 相位的波形來表示。其表達(dá)式 由公式( 1-1)給出：s(t) angT (t nTb )cos( it i

6、)(1-1)n其中 An 為雙極性的二進(jìn)制數(shù)字序列， An的取值為 ± 1，Tb為二進(jìn)制的符號(hào)間隔，gT (t )基帶的發(fā)送成形濾波器的沖激響應(yīng)，通常具有升余弦特性；i 是調(diào)制載波的頻率， i 是調(diào)制載波的初始相位。用 BPSK 調(diào)制方式時(shí)，因?yàn)榘l(fā)送端以某一個(gè)相位作為基準(zhǔn)，所以在接收端 也一定有這樣一個(gè)固定的基準(zhǔn)相位作為參考。 假如參考相位發(fā)生變化了， 那么接 收端恢復(fù)的信息也會(huì)出錯(cuò)，也就是存在 “倒 ”現(xiàn)象。因此需要在接收端使用載波 同步，才能夠正確恢復(fù)出基帶的信號(hào)。BPSK信號(hào)的調(diào)制原理框圖如圖 2-1所示，典型波形如圖 2-2 所示。圖 2-1 BPSK 調(diào)制原理圖圖 2-2

7、發(fā)送碼元為 1 0 0 1 1 的 BPSK 波形BPSK 信號(hào)的頻譜如圖 2-3所示，可以計(jì)算頻譜效率，所謂頻譜效率是指信 號(hào)傳輸速率與所占帶寬之比。在 BPSK 中，信號(hào)碼元為 Tb ，故信號(hào)傳輸速率為 fb 1/ Tb，以頻譜的主瓣寬度為傳輸帶寬， 忽略旁瓣的影響，則射頻帶寬為 2/Tb， 頻譜效率為：T1信號(hào)傳輸速率 /帶寬= Tb 2 =0.5b / s（每赫）Tb即每赫茲帶寬傳輸 0.5b/s。注意，這里是以射頻帶寬計(jì)算的，若以基帶帶寬來計(jì)算，那就是每赫茲 1 b/s。圖 2-3 BPSK 的頻譜BPSK 的調(diào)制器非常簡單，只要把數(shù)字信號(hào)與載波相乘即可。不過這里數(shù)字 信號(hào)的“0”要

8、用“-1”來表示（在數(shù)字通信中， 符號(hào)“1”用“+1”來表示，“ 0” 則用“ -1”來表示）。由圖 2-3 可見， BPSK波形與信息代碼之間的關(guān)系是 “異變 同不變 ”，即：若本碼元與前一碼元相異，則本碼元內(nèi) BPSK 信號(hào)的初相相對(duì)于 前一碼元內(nèi) BPSK 信號(hào)末相變化 180°；否則不變。3.2 BPSK 信號(hào)解調(diào)原理因?yàn)?BPSK 信號(hào)的幅度與基帶信號(hào)無關(guān)， 故不能用包絡(luò)檢波法而只能用相干 解調(diào)法解調(diào) BPSK 信號(hào)，在相干解調(diào)過程中需要用到與接收的 BPSK 信號(hào)同頻同 相的相干載波 ,相干接收機(jī)模型如圖 2-4 所示：圖 2-4 BPSK 相干接收機(jī)模型具體的 BPSK

9、信號(hào)解調(diào)原理框圖如圖 2-5 所示圖 2-5 BPSK 解調(diào)原理框圖如圖 2-5給出了一種 BPSK 信號(hào)相干解調(diào)原理框圖， 圖中經(jīng)過帶通濾波的信 號(hào)在相乘器與本地載波相乘， 在相干解調(diào)中， 如何得到與接收的 BPSK 信號(hào)同頻 同相的相干載波是關(guān)鍵， 然后用低通濾波器去除高頻分量， 再進(jìn)行積分采樣判決， 判決器是按極性進(jìn)行判決， 得到最終的二進(jìn)制信息。 假設(shè)相干載波的基準(zhǔn)相位于 BPSK 信號(hào)的調(diào)制載波的基準(zhǔn)相位一致。但是，由于在 BPSK 信號(hào)的載波恢復(fù)過 程中存在 180 o的相位迷糊( phase ambiguity)，即恢復(fù)的本地載波與所需的相干 載波可能同相， 也可能反相， 這種相

10、位關(guān)系的不確定性將會(huì)造成解調(diào)出數(shù)字基帶 信號(hào)與發(fā)送的數(shù)字基帶信號(hào)正好相反，即 1'變?yōu)?0'，0'變?yōu)?1'，判決 器輸出數(shù)字信號(hào)全部出錯(cuò)。這種現(xiàn)象稱為 BPSK 方式的倒 '現(xiàn)象。載波同步器從 BPSK 信號(hào)中提取的相干載波可能與接收信號(hào)的載波同相， 也可能反相，稱此為相干載波的相位模糊現(xiàn)象。如果收到的信號(hào)與載波信號(hào)同相， 則相乘為正值，積分采樣后必為一大于 0的值，即可判決為“ 1”。如果收到的信 號(hào)與參考信號(hào)相反，則相乘之后必為負(fù)值，積分采樣后判決為“ 0”，因此解調(diào)完2-6 所示。圖 2-6 BPSK 解調(diào)信號(hào)示意圖成。具體波形如圖4.BPSK的

11、調(diào)制代碼num=10; %碼元個(gè)數(shù) tnum=200; %碼元長度 N=num*tnum; %10 個(gè)碼元整體長度 a=randint(1,num,2);%產(chǎn)生 1 行 num 列的矩陣，矩陣內(nèi) 0 和 1 隨機(jī)出現(xiàn)fc=0.5;%載波頻率為 0.5t=0:0.05:9.99; %t 從 0 到 9.99 ，間隔為 0.05 s=;c=;for i=1:num%i 從 1 到 10 循環(huán)if (a(i)=0)A=zeros(1,tnum);else%i=0 時(shí)，產(chǎn)生一個(gè)碼元長度為tnum200 )0 碼元A=ones(1,tnum);end%i=1 時(shí)，產(chǎn)生一個(gè)碼元長度為tnum200 )1

12、碼元s=s A;%s 為隨機(jī)基帶信號(hào)cs=sin(2*pi*fc*t);c=c cs; %c 為載波信號(hào) end%采用模擬調(diào)制方法得到調(diào)制信號(hào) s_NRZ=;for i=1:num %i 從if （a（i）=0）到 num （ 10 ）循環(huán)A=ones(1,tnum);else%i=0 時(shí)，產(chǎn)生一個(gè)碼元長度為tnum200 )1 碼元A=-1*ones(1,tnum);end%i 非 0 時(shí)，產(chǎn)生一個(gè)碼元長度為tnum (200 )的 -1碼元s_NRZ=s_NRZ,A;end%s_NRZ 為雙極性非歸零碼e=s_NRZ.*c;%e 為 BPSK 調(diào)制信號(hào)figure(1); subplot(

13、3,2,1); plot(s); grid on;%圖 1%圖 1 為 3× 2 部分的第一部分 基帶信號(hào)）的波形圖%作 saxis(0 N -2 2);xlabel( ' 基帶信號(hào) s(t)' ylabel( ' 基帶信號(hào)幅值 subplot(323);plot(c);grid axis(0 N -2 2);xlabel( 'BPSK 載波信號(hào) ' ); ylabel( 'BPSK 載波信號(hào)幅值 subplot(325);plot(e);grid axis(0 N -2 2);xlabel( 'BPSK 調(diào)制信號(hào) '

14、); ylabel( 'BPSK 調(diào)制信號(hào)幅值%橫軸長度為 0 到 N，縱軸范圍為 -2 ）;' ）;%x 軸的注釋%y 軸的注釋on ;' );' );到+2%作 c （BPSK 載波信號(hào)）on ;%作 e （BPSK 調(diào)制信號(hào)）的波形圖的波形圖%修正頻率 f 的范圍 s 的快速傅里葉變換%信號(hào)的頻譜Fs=200;%采樣頻率n=length(s);%基帶信號(hào)長度f=0:Fs/n:Fs-Fs/n-Fs/2;S=fft(s);%基帶信號(hào)E=fft(e);%基帶信號(hào) e 的快速傅里葉變換C=fft(c);%基帶信號(hào) c 的快速傅里葉變換subplot(322); p

15、lot(f,abs(fftshift(S); title( ' 基帶信號(hào)頻譜 ' ); xlabel( 'f/hz' );ylabel( subplot(324); plot(f,abs(fftshift(C);title( ' 載波信號(hào)頻譜 ' ); xlabel( 'f/hz' );ylabel( subplot(326); plot(f,abs(fftshift(E);title( ' 調(diào)制信號(hào)頻譜 ' ); xlabel( 'f/hz' );ylabel(%基帶信號(hào)的頻譜'S(w)&

16、#39; ); gridon;%載波信號(hào)的頻譜'C(w)' ); gridon;%調(diào)制信號(hào)的頻譜'E(w)' );grid on ;%加高斯噪聲SNR=5; %輸入信噪比 snr=10(SNR/10);N0=(am*am)/2/snr;N0_db=10*log10(N0); ni=wgn(1,N,N0_db);am=0.7; %輸入信號(hào)經(jīng)信道后振幅由1 衰減為 0.7%計(jì)算噪聲功率%將噪聲功率轉(zhuǎn)換為 dBW% 產(chǎn)生 1 行 N 列功率為 N0_db 的高斯白噪聲yi=e+ni;%BSK 已調(diào)信號(hào)中加入白噪聲，輸入信噪比為SNR figure(2);subplot

17、(2,1,1);plot(yi);grid on;xlabel( ' 加入高斯白噪聲的已調(diào)信號(hào) yi(t)' );%帶通濾波器b1,a1 = butter(3,2*pi*0.0001,2*pi*0.01);%計(jì)算帶通濾波器的 H(z) 系數(shù)y=filter(b1,a1,yi);%對(duì)信號(hào) yi 進(jìn)行濾波，得到信號(hào) yfigure(2);subplot(2,1,2);plot(y);grid on;xlabel( ' 經(jīng)帶通濾波器后信號(hào) ' );%與恢復(fù)載波相乘 x1=2*c.*y; figure(3); subplot(2,1,1); plot(x1); grid

18、 on;xlabel( ' 與恢復(fù)載波相乘后的信號(hào) x1(t)' );%低通濾波器b2,a2=butter(2,0.005); x=filter(b2,a2,x1);figure(3); subplot(2,1,2);plot(x);grid on;axis(0 N -2 2);%計(jì)算 H(z) 系數(shù) ，頻率為 (1/200)%對(duì)信號(hào) x1 濾波，得到信號(hào) xxlabel( ' 經(jīng)低通濾波器后信號(hào)波形 ' )%抽樣判決 x=fun_panjue(x);%調(diào)用函數(shù)，進(jìn)行抽樣判決figure(4);subplot(2,1,1);plot(x);grid on ; x

19、label( ' 加噪后解調(diào)信號(hào) x(t)' );axis(0 N -2 2);%消除延遲x=fun_yanc(x);%調(diào)用函數(shù)，進(jìn)行消除延遲figure(4);subplot(2,1,2);plot(x);grid on ; xlabel( ' 加噪后去掉延遲的解調(diào)信號(hào) x(t)' );axis(0 N -2 2);%誤碼率計(jì)算Err1=length(find(x=s)%計(jì)算解調(diào)信號(hào)中錯(cuò)誤碼元個(gè)數(shù)Pe_test1=Err1/N%計(jì)算實(shí)際誤碼率Pe1=(1/2)*erfc(sqrt(snr)%計(jì)算系統(tǒng)理論誤碼率% 理論誤碼率曲線Pe=;for SNR=1:10a

20、m=0.7;%輸入信號(hào)經(jīng)信道后振幅由1 衰減為 0.7E=am*am/2;snr=10(SNR/10);N0=(am*am)/(2*snr);no=N0/(2*200);%計(jì)算噪聲功率N0_db=10*log10(N0);%將噪聲功率轉(zhuǎn)換為 dBWni=wgn(1,N,N0_db);% 產(chǎn)生 1 行 N 列的高斯噪聲yi=e+ni;%BSK 已調(diào)信號(hào)中加入白噪聲，輸入信噪比為SNRy=filter(b1,a1,yi);x1=2*c.*y;%對(duì) yi 進(jìn)行濾波 ( 帶通濾波器 ) ，得到信號(hào) y %與恢復(fù)載波相乘xx=filter(b2,a2,x1); xx=fun_panjue(xx); xx

21、=fun_yanc(xx); snr=10(SNR/10);%經(jīng)低通濾波器濾波%抽樣判決%消除延遲Pe=Pe,(1/2)*erfc(sqrt(snr);%計(jì)算理論誤碼率end figure(5);5運(yùn)行 BPSK后出來的圖像文件(D 雋査看也猜入O) IMCD 寶面劭 (W)嵇助(W目I 口加入高斯白噪聲的已調(diào)信號(hào)yi(t)經(jīng)帶通濾波器后信號(hào)與恢復(fù)載波相乘后的信號(hào)x1(t)BPSK的GUI圖形:QPSK的仿真設(shè)計(jì)41. QPSK 原理四相相移調(diào)制是利用載波的四種不同相位差來表征輸入的數(shù)字信息，是四進(jìn)制移相鍵控。 QPSK是在 M=4時(shí)的調(diào)相技術(shù)，它規(guī)定了四種載波相位，分別為 45°，

22、135°， 225°， 315°，調(diào)制器輸入的數(shù)據(jù)是二進(jìn)制數(shù)字序列，為了能和四進(jìn)制 的載波相位配合起來， 則需要把二進(jìn)制數(shù)據(jù)變換為四進(jìn)制數(shù)據(jù)， 這就是說需要把二進(jìn) 制數(shù)字序列中每兩個(gè)比特分成一組，共有四種組合，即00， 01，10， 11，其中每一組稱為雙比特碼元。 每一個(gè)雙比特碼元是由兩位二進(jìn)制信息比特組成， 它們分別代表 四進(jìn)制四個(gè)符號(hào)中的一個(gè)符號(hào)。 QPSK中每次調(diào)制1000可傳輸 2 個(gè)信息比特， 這些信 息比特是通過載波的四種相 位來傳遞的。解調(diào)器根據(jù)星 座圖及接收到的載波信號(hào)的 相位來判斷發(fā)送端發(fā)送的信 息比特。圖012-1 QPSK 相位圖11以/4

23、 QPSK信號(hào)來分析當(dāng)輸入的數(shù)字信息為“ 10”碼元時(shí)，輸出已調(diào)載波A cos 2 f c t4(2-1)當(dāng)輸入的數(shù)字信息為“ 00”碼元時(shí)，輸出已調(diào)載波A cos 2 f c t34(2-2)當(dāng)輸入的數(shù)字信息為“ 01”碼元時(shí)，輸出已調(diào)載波A cos 2 f c t5(2-3)當(dāng)輸入的數(shù)字信息為“ 11”碼元時(shí)，輸出已調(diào)載波A cos 2 f c t74(2-4)圖 2-2 QPSK 調(diào)制框圖圖 2-3QPSK 調(diào)制規(guī)則接收機(jī)收到某一碼元的 QPSK信號(hào)可表示為： 3 5 74 , 4 , 4 , 4(2-5)yi(t)=a cos(2 fct+ n) 其中圖 2-4 QPSK 解調(diào)原理分析

24、由 QPSK的解調(diào)框圖得到：y(2A-(6t) yB(t) yi(t) acos(2fct n)zA(t) zB(t) xA(t)acos(2fctn ) cos 2f cta cos(2f c tn ) cos(2fcta2cos n,xB(t)asin2a2 coas(4fcta sin( 4fctan) 2cosn) a2sin(2-7)(2-8)(2-9)符號(hào)相位 ncos n 的極性sin n 的極性判決器輸出AB/4+113 /4-+015 /4-007 /4+-10QPSK調(diào)制代碼clear;N=8;bitstream=1 -1 -1 1 1 1 -1 1;figure(1)su

25、bplot(111)stem(bitstream);title(xlabel(ylabel(' 輸入的二進(jìn)制序列 ' ); ' 碼元間距 ' )' 碼元 ' )%載波頻率%采樣頻率%每符號(hào)持續(xù)時(shí)間%每符號(hào)內(nèi)的采樣點(diǎn)數(shù)fc=10; fs=1800; T=0.1;N_samples=T*fs;t=0:T/N_samples:(T-T/N_samples);%串并轉(zhuǎn)換figure(2)in1=zeros(1,N/2); in2=zeros(1,N/2);for i=1:N/2in1(i)=bitstream(2*(i-1)+1);in2(i)=bits

26、tream(2*(i-1)+2); endsubplot(211) stem(in1);title( 'I 支路分量 ' ) xlabel( ' 碼元間距 ' ) ylabel( ' 碼元 ' ) subplot(212) stem(in2);title( 'Q 支路分量 ' ) xlabel( ' 碼元間距 ' ) ylabel( ' 碼元 ' )carrier1=cos(2*pi*fc*t);carrier2=sin(2*pi*fc*t);n=length(bitstream)/2;x1=zer

27、os(1,length(carrier1)*n); y1=zeros(1,length(carrier1)*n);for i=1:length(in1)x1(N_samples*(i-1)+1):(N_samples*(i-1)+N_samples)=in1(i)*carrier1; end%載波調(diào)制figure(3) t1=0:T/N_samples:(length(x1)/N_samples)*T-T/N_samples); subplot(211)plot(t1,x1)axis(0 0.4 -3 3 );title('I 支路分量加載波信號(hào) ' )xlabel('

28、 時(shí)間 /s' )ylabel(' 幅值 ' )gridon;for i=1:length(in2)y1(N_samples*(i-1)+1):(N_samples*(i-1)+N_samples)=in2(i)*carrier2; endsubplot(212)plot(t1,y1)axis(0 0.4 -3 3 );title('Q 支路分量加載波信號(hào) ' )xlabel(' 時(shí)間 /s')ylabel(' 幅值 ' )gridon;figure(4)z1=x1+y1;subplot(111)plot(t1,z1)ax

29、is(0 0.4 -3 3 );title( 'QPSK 調(diào)制信號(hào) ' )xlabel( ' 時(shí)間 /s' )ylabel( ' 幅值 ' )grid on;k = 2;% 每個(gè)符號(hào)的比特?cái)?shù)EbNo = 5; % 解調(diào)門限 In dBnsamp = 1; % 采樣率snr = EbNo + 10*log10(k) - 10*log10(nsamp);z2 = awgn(z1,snr, 'measured' );figure(5)for i=1:length(z2)/N_samplesx2(N_samples*(i-1)+1):(N

30、_samples*(i-1)+N_samples)=carrier1;endx3=z2.*x2;subplot(211)plot(t1,x3)axis(0 0.4 -3 3 );title( 'I支路分量相干解調(diào)信號(hào)xlabel(' 時(shí)間 /s' )ylabel(' 幅值 ' )grid onfor i=1:length(z2)/N_samplesy2(N_samples*(i-1)+1):(N_samples*(i-1)+N_samples)=carrier2; endy3=z2.*y2;subplot(212)plot(t1,y3)axis(0 0.

31、4 -3 3 );title('Q 支路分量相干解調(diào)信號(hào) ' )xlabel(' 時(shí)間 /s')ylabel(' 幅值 ' )grid on;%加噪信號(hào)通過濾波器b,a=butter(3,0.1);x3=filter(b,a,x3);b,a=butter(2,0.1);y3=filter(b,a,y3);figure(6)subplot(211)plot(t1,x3);axis(0 0.2 -3 3 );title('I 支路分量相干解調(diào)信號(hào)通過濾波器')xlabel(' 時(shí)間 /s' )ylabel('

32、幅值 ' )gridon;subplot(212)plot(t1,y3);axis(0 0.2 -3 3 );title( 'Q 支路分量相干解調(diào)通過濾波器 ' )xlabel( ' 時(shí)間 /s' )ylabel( ' 幅值 ' )grid on;out1=zeros(1,length(x3)/(2*N_samples);for i=0:(N/2-1)if (x3(N_samples*i+N_samples/2)>0) out1(i+1)=1;else out1(i+1)=-1;endend out2=zeros(1,length(

33、y3)/(2*N_samples);for j=0:(N/2-1)if (y3(N_samples/4+N_samples*j)+y3(N_samples*3)/4+N_samples*j)/2)>0)out2(j+1)=1;elseout2(j+1)=-1;endendout=zeros(1,length(bitstream);for k=1:length(bitstream)/2 out(2*(k-1)+1)=out1(k); out(2*(k-1)+2)=out2(k);endfigure(7)subplot(211)stem(out);title( 'QPSK 輸出信號(hào)

34、' )ylabel( ' 幅值 ' )axis(0 8 -1 1);spectrum=(real(fft(z1,10*length(z1).2; S_spectrum=spectrum(1:length(spectrum)/2);subplot(212)F=0:fs/(2*length(S_spectrum):fs/2-fs/(2*length(S_spectrum); plot(F,10*log10(S_spectrum) axis(0 50 0 60);title( 'QPSK 信號(hào)功率譜密度 ' )xlabel(' 頻率 /Hz'

35、)ylabel(' 功率 ' )snr=0:0.5:10;ber=1-(1-1/2*erfc(sqrt(0.4*snr).2;figure(8)semilogy(log(snr),ber, '-b*' ) title( 'QPSK 信號(hào)誤碼率分析 ' ) xlabel(' 信噪比 ' )ylabel(' 誤碼率 ' )clcclear allSNR_DB=0:1:12;sum=1000000;data= randsrc(sum,2,0 1); a1,b1=find(data(:,1)=0&data(:,2)

36、=0);message(a1)=-1-j; a2,b2=find(data(:,1)=0&data(:,2)=1);message(a2)=-1+j; a3,b3=find(data(:,1)=1&data(:,2)=0);message(a3)=1-j; a4,b4=find(data(:,1)=1&data(:,2)=1);message(a4)=1+j;scatterplot(message)三QPSK代碼運(yùn)行后的一些波形a 丸的要&層 oQPSK調(diào)制信號(hào)時(shí)間/sHiell VZVf W 砂 ¼ 必- * d ZI支路分量相干解調(diào)信號(hào)QPSK輸出

37、信號(hào)9«1fS>>-0-5-1 45四 QPSK的GUI圖四： 4QAM的仿真設(shè)計(jì)4.1 QAM 調(diào)制原理QAM(Quadrature Amplitude Modulation )：正交振幅調(diào)制。其映射過程為： 將輸入的比特信號(hào)按所需的 QAM 信號(hào)來進(jìn)行 M 階映射，分別映射為 IQ 兩路， 成為復(fù)數(shù)符號(hào)信息 4 。QAM 調(diào)制技術(shù)采用振幅和相位進(jìn)行聯(lián)合調(diào)制，因此單獨(dú)的使用其中的一種 調(diào)制，就會(huì)演變成其他的調(diào)制方式。對(duì)于振幅調(diào)制而言 5 ，其主要作用是控制載 波的振幅大小， 因此信號(hào)的矢量端點(diǎn)在一條軸線上分布； 對(duì)于相位調(diào)制而言， 其 主要作用是控制載波相位的變化，因此

38、其信號(hào)的矢量端點(diǎn)在圓上分布。 QAM 信 號(hào)階數(shù)不斷提高， 信號(hào)矢量點(diǎn)之間的距離就會(huì)變小， 因此噪聲容限也會(huì)變小， 在 判決的時(shí)候就很容易發(fā)生錯(cuò)誤。圖 4.1 正交振幅調(diào)制原理框圖4.2QAM 解調(diào)原理及方法利用正交相干解調(diào)器， 解調(diào)器輸入端的已調(diào)信號(hào)與本地恢復(fù)的兩個(gè)正交載波相乘，經(jīng)過低通濾波器輸出兩路多電平基帶信號(hào) X(t) 和 Y(t), 用門限電平為 (L-1) 的判決器判決后， 分別恢復(fù)出兩路速率為 Rb/2 的二進(jìn)制序列， 最后經(jīng)過并 / 串變 換器將兩路二進(jìn)制序列組合為一個(gè)速率為 Rb 的二進(jìn)制序列 6 。下圖為正交振幅調(diào)制解調(diào)原理框圖 :圖 2.2 正交振幅調(diào)制解調(diào)原理框圖4.3

39、 設(shè)計(jì)產(chǎn)生四進(jìn)制基帶信號(hào)x=randint(1,N,M);產(chǎn)生一個(gè)四進(jìn)制基帶信號(hào)，運(yùn)用 stairs 函數(shù)畫出該序列的時(shí)域波形圖 4.3 四進(jìn)制基帶信號(hào)圖如圖，繪制出橫軸 (020),縱軸 (-15)的四進(jìn)制基帶信號(hào)。由圖易知 ,四進(jìn)制基帶信 號(hào)取值為 0,1,2,3。4.4 編程實(shí)現(xiàn) 4QAM 調(diào)制調(diào)用函數(shù) :y=qammod(x,M);qammod函數(shù)實(shí)現(xiàn) QAM調(diào)制,M等于 4,其中 qammod 為matlab 的自帶函數(shù),對(duì) 輸入的數(shù)字基帶信號(hào)進(jìn)行 M 階的 QAM 調(diào)制，其輸出是一個(gè)復(fù)數(shù)， 其實(shí)部表示調(diào) 制后的同相分量( I 信號(hào))，虛部表示調(diào)制后的正交分量( Q 分量)。圖 4.

40、4 4QAM 信號(hào)的實(shí)部和虛部圖像由所畫的圖形可知 ,調(diào)制后的信號(hào)實(shí)部有兩個(gè)取值 ( -1 1 ),虛部兩個(gè)取值 (-1 1),此次設(shè)計(jì)是進(jìn)行 4QAM 調(diào)制,所以總共有 4種狀態(tài)4.5 繪制散點(diǎn)圖調(diào)用函數(shù) scatterplot(y)， 繪制信號(hào)的散點(diǎn)圖，也可稱星座圖圖 4.5 無噪聲下的 4QAM 散點(diǎn)圖4QAM 調(diào)制輸出的是一個(gè)復(fù)數(shù)， 該函數(shù)實(shí)現(xiàn)的調(diào)制輸出的星座圖是一個(gè)矩形， 輸 出有 4 種狀態(tài)。4.6 編程實(shí)現(xiàn) 4QAM 解調(diào)調(diào)用函數(shù) :z=qamdemod(y,M);與 qammod 用法格式相似，但功能是實(shí)現(xiàn) QAM解調(diào)。其中 y是QAM 信號(hào)，M 是與調(diào)制階數(shù)相同的解調(diào)階數(shù)，

41、z 為解調(diào)輸出的四進(jìn)制基帶信號(hào)。圖 4.6 4QAM 解調(diào)后四進(jìn)制基帶信號(hào)圖4.7疊加噪聲后 ，信號(hào)的解調(diào)實(shí)際生活中的傳輸信道不可能完全是理想信道，存在加性干擾，噪聲將疊加 在調(diào)制信號(hào)上， 通過對(duì)不同信噪比解調(diào)輸出信號(hào)的分析， 可比較不同調(diào)制方式的 性能。(2)編程實(shí)現(xiàn) >>y1=awgn(y,20;)%在已調(diào)信號(hào)中加入信噪比為 20 的高斯白噪聲 >>y2=awgn(y,-20);%在已調(diào)信號(hào)中加入信噪比為 -20 的高斯白噪聲 Awgn：y = awgn(x,SNR)在 信號(hào) x中加入高斯白噪聲。信噪比 SNR以 dB為單位。 x 的強(qiáng)度假定為 0dBW 。圖 4.

42、7 不同信噪比解調(diào)恢復(fù)后的四進(jìn)制基帶圖像 通過大信噪比解調(diào)后恢復(fù)的四進(jìn)制基帶信號(hào)和小信噪比解調(diào)后恢復(fù)的四進(jìn) 制基帶信號(hào)與原四進(jìn)制基帶信號(hào)相比較，可以得出 :大信噪比情況下能無差錯(cuò)的 恢復(fù)原信號(hào)，說明 4QAM 對(duì)該種信噪比下的信道具有較強(qiáng)的適應(yīng)能力，小信噪 比情況下已不能恢復(fù)原信號(hào)。從圖中可看出，出現(xiàn)了許多的誤判情況。圖 4.7-2 大信噪比下的散點(diǎn)圖圖 4.7-3 小信噪比下的散點(diǎn)圖由圖 3.6和圖 3.7對(duì)比不難看出，當(dāng)信噪比越小時(shí)，散點(diǎn)圖越混亂，混亂而模糊的圖形是由噪聲干擾而形成的。理想信道調(diào)制后信號(hào)的星座圖是一個(gè)矩形， 大信噪比下調(diào)制后輸出信號(hào)出現(xiàn)偏差， 但由大信噪比調(diào)制輸出的星座圖可

43、以看出 其偏差還在噪聲容限范圍內(nèi)， 所以大信噪比下能夠無差錯(cuò)得到恢復(fù)原信號(hào)； 小信 噪比的調(diào)制輸出信號(hào)的散點(diǎn)圖已經(jīng)不在噪聲容限范圍內(nèi)，故不能恢復(fù)原信號(hào)。4.8 繪制頻譜圖，進(jìn)行分析調(diào)用函數(shù) :xw=fft(x,100000);用fft() 函數(shù)來求序列的傅里葉變換。 fs=1000HZ,為采樣頻 率數(shù)據(jù)點(diǎn)數(shù) N=100000。通過 plot 函數(shù)繪制四進(jìn)制基帶信號(hào)頻域波形。圖 4.8 基帶信號(hào)和無噪聲解調(diào)后的基帶信號(hào)頻譜圖圖 4.8-1 不同信噪比解調(diào)后恢復(fù)四進(jìn)制的基帶信號(hào)頻譜圖由圖 4.8 可知，在無噪聲下，解調(diào)后信號(hào)與調(diào)制信號(hào)頻域波形一致，輸入的 為四進(jìn)制基帶信號(hào)，由理論知識(shí)可知頻率集中在

44、 0(低頻 )處。由圖 4.8-1 可知，大信噪比下的解調(diào)信號(hào)頻譜與原基帶信號(hào)頻譜基本一致， 而小信噪比下的解調(diào)信號(hào)頻譜與原基帶信號(hào)頻譜波形上有較大的區(qū)別。 這也印證 了之前的結(jié)論：大信噪比情況下能無差錯(cuò)的恢復(fù)原信號(hào)，說明 4QAM 對(duì)該種信噪比下的信道具 有較強(qiáng)的適應(yīng)能力， 小信噪比的情況下已不能恢復(fù)原信號(hào)。 故小信噪比下的頻譜 圖已與原頻譜圖和大信噪比下的頻譜圖，波形有了很大差別。4.9 誤碼率分析調(diào)用函數(shù) ：br, Pe(i)=symerr(x,z3)得; 到信噪比與誤碼率之間的關(guān)系semilogy（SNR,Pe調(diào)）; 用 semilogy 函數(shù)繪制信噪比與誤碼率的關(guān)系曲線。下圖為信噪比

45、與誤碼率的關(guān)系曲線圖：4.10 ：4QAM的程序代碼N=100000; %定義基本參數(shù)M=4;fs=1000;x=randint(1,N,M);y=qammod(x,M) z=qamdemod(y,M);%yl=awgn(y,SNR-10*log10(0.5)-10*log10y1=awgn(y,20);z1=qamdemod(y1,M);(N),'measured','dB'); y2=awgn(y,-20);z2=qamdemod(y2,M);%畫實(shí)域頻域頻譜xw=fft(x,100000);mag_xw=abs(xw);zw=fft(z,100000);m

46、ag_zw=abs(zw);z1w=fft(z1,100000); mag_z1w=abs(z1w); z2w=fft(z2,100000); mag_z2w=abs(z2w); fs=1000;N=100000; n=0:N-1; f=n*fs/N;%疊加噪聲和誤碼分析 SNR=-10:10 for i=1:length(SNR);%加入高斯小噪聲，信噪比從 -10dB 到 10dB%調(diào)用數(shù)字帶通解調(diào)函數(shù) ddemod 對(duì)加噪聲信號(hào)進(jìn)行解調(diào)%對(duì)解調(diào)后加大噪聲信號(hào)誤碼分析，br 為符號(hào)誤差數(shù)， Pe(i)y3=awgn(y,SNR(i); z3=qamdemod(y3,M); br, Pe(i

47、)=symerr(x,z3) 為符號(hào)誤差率 endfigure(1)stairs(x);title( ' 四進(jìn)制基帶信號(hào)' );xlabel( ' 時(shí)間 t');ylabel(' 序列值' );axis(1 20 -1 5);gridonfigure(2)subplot(211);stairs(real(y);title('QAM 信號(hào)實(shí)部' );axis(120 -33);gridonsubplot(212);stairs(imag(y);title('QAM 信號(hào)虛部' );axis(120 -33);grid

48、onfigure(3);stairs(z);title( 'QAM 解調(diào)后四進(jìn)制基帶信號(hào) ' );xlabel(' 時(shí)間 t');ylabel(' 序列值' );axis(1 20 -1 5);gridonfigure(4);subplot(3,1,1);stairs(x);title(' 四進(jìn)制基帶信號(hào) ' );xlabel(' 時(shí)間t' );ylabel( ' 序列值 ' );axis(1 20 -1 4);grid onsubplot(3,1,2);stairs(z1);title('

49、 大信噪比解調(diào)恢復(fù)四進(jìn)制基帶信號(hào) ' );xlabel(時(shí)間 t' );ylabel(' 序列值 ' );axis(1 20 -1 4);gridonsubplot(3,1,3);stairs(z2);title(' 小信噪比解調(diào)恢復(fù)四進(jìn)制基帶信號(hào) ' );xlabel(時(shí)間 t' );ylabel(' 序列值 ' );axis(1 20 -1 4);gridonfigure(5);subplot(211);plot(f,mag_xw);title( ' 四進(jìn)制基帶信號(hào)頻譜 ' );xlabel( '

50、; 頻率 f' );ylabel( ' 幅度值 ' );axis(0 1 0 4500);grid onsubplot(212);plot(f,mag_zw);title( ' );xlabel( ' 頻率 f' );ylabel( figure(6) subplot(211);plot(f,mag_z1w);title( ' );xlabel( ' 頻率 f' );ylabel( subplot(212);plot(f,mag_z2w);title( ' );xlabel( ' 頻率 f' );y

51、label(' 無噪聲下 QAM 解調(diào)后四進(jìn)制基帶信號(hào)頻譜 幅度值 ' );axis(0 1 0 4500);grid on' 大信噪比 QAM 解調(diào)恢復(fù)四進(jìn)制基帶信號(hào)頻譜 幅度值 ' );axis(0 1 0 4500);grid on' 小信噪比 QAM 解調(diào)恢復(fù)四進(jìn)制基帶信號(hào)頻譜 幅度值 ' );axis(0 1 0 4500);grid onfigure(7)semilogy(SNR,Pe);% 調(diào)用 semilogy 函數(shù)繪制信噪比與誤碼率的關(guān)系曲線xlabel(' 信噪比 SNR(r/dB)');ylabel('

52、; 誤碼率 Pe' );title(' 信噪比與誤碼率的關(guān)系' );axis(-10 10 0 1)grid onscatterplot(y)%理想調(diào)制輸出scatterplot(y1)%大信噪比調(diào)制輸出scatterplot(y2)%小信噪比調(diào)制輸出4.11 ：4QAM的 GUI圖五： 16QAM的仿真設(shè)計(jì)5.1.1 信號(hào)源基于MATLA的B 16QAM調(diào)制與解調(diào)，這里采取的是 random_binary() 函數(shù)，該 函數(shù)不是 MATLA中B的內(nèi)置的子函數(shù)， 不是通過直接調(diào)用得到一連串比特流， 而是通過輸進(jìn)代碼來實(shí) 現(xiàn) ，每次 仿 真所產(chǎn) 生的比特流 一般是 不一樣

53、的。 通過 random_binary() ，首先是判斷有沒有輸入?yún)?shù)，在沒有輸入?yún)?shù)的情況下，就 指定信息序列為 10000個(gè)碼元，在這 10000個(gè)碼元中以各百分之五十的機(jī)會(huì)在 1,0 之間隨機(jī)選擇 0,1的取值，因此在這 10000個(gè)碼元中將會(huì)由 0,1 元素隨機(jī)組成的。 如圖 4-1所示，可以看出該比特序列是由一連串的 0,1比特構(gòu)成的。圖 4-1 二進(jìn)制隨機(jī)比特流5-1 二進(jìn)制隨機(jī)比特流5.1.2 電平轉(zhuǎn)換在通信系統(tǒng)中為了提高系統(tǒng)信息的傳輸速率，采用二進(jìn)制的調(diào)制是遠(yuǎn)遠(yuǎn)不 夠的，所以在通信系統(tǒng)的信號(hào)發(fā)送端一般會(huì)對(duì)信號(hào)進(jìn)行多進(jìn)制調(diào)制， 這樣就能使 一個(gè)碼元帶有多個(gè)比特。由上圖可知信號(hào)源所產(chǎn)生的信號(hào)是二進(jìn)制的隨機(jī)序列， reshape(t,n,m )函數(shù)是指通過該函數(shù)生成 n*m矩陣， 將t 中的數(shù)據(jù)依次填充到第 一列，第二列，依次類推直到第 m列。這里通過 reshpe() 將原始的二進(jìn)制比特序 列每四個(gè)分成一組 (2的4次冪等于 16)并將這一組一組的數(shù)據(jù)排列成矩陣， 再者 利用 bi2de() 函數(shù)將矩陣轉(zhuǎn)化成相應(yīng)的 16進(jìn)制序列。Bi2de() 函數(shù)中的數(shù)組是從左 往右看，由上 reshape函數(shù)可知數(shù)組是由每 4個(gè)比特構(gòu)成一個(gè)分組， 所以取值范圍 是由 0000-1111由這樣的二進(jìn)制構(gòu)成的取值范圍轉(zhuǎn)換成十進(jìn)