分析和混合實施高功率因數(shù)三相單向整流器

1、分析和混合實施高功率因數(shù)三相單向整流器 摘要：本文介紹的概念和分析適合中等和高等功率應(yīng)用的單向混合三相整流器。該整流管由一在具有并行單開關(guān)二極管電橋升壓型的整流管脈沖寬度調(diào)制（PWM）的三相單向升壓整流器組成。其目的是獲得能夠提供一個結(jié)構(gòu)正弦輸入電流和低諧波失真和直流輸出電壓調(diào)節(jié)。二極管整流器工作在低頻率，并且具有較高的輸出功率。因此，該P(yáng)WM單向整流管被設(shè)計為具有小操作額定功率和在高的開關(guān)頻率?？傊C波所提出的結(jié)構(gòu)的變形為0變化32，僅在功率由處理的量根據(jù)PWM三相整流管單向的。整流拓?fù)涓拍?，工作原理，控制方案和仿真，并?0千瓦的實驗室樣機(jī)的實驗結(jié)果也在本文提出。I介紹 傳統(tǒng)上講，三相交流到

2、直流高功率轉(zhuǎn)換通過二極管或相控整流器進(jìn)行。由于這些結(jié)構(gòu)中的零的換向當(dāng)前的道口，它們也被稱為“線換向”整流器。這些整流器是穩(wěn)健和現(xiàn)在的成本低，但平局非正弦電流或從源無功功率，這惡化的電能質(zhì)量。為了補(bǔ)償?shù)闹C波由標(biāo)準(zhǔn)二極管整流器產(chǎn)生的失真，被動線性濾波器或功率因數(shù)校正的結(jié)構(gòu)，可以采用1 - 3。 在多脈沖三相整流器實現(xiàn)諧波取消通過特殊的三相方式引入的相移變壓器4，5。此外，二極管整流器的簡單性和RELI-能力被保留。然而，它們重，體積大，且價格昂貴。 三相脈寬調(diào)制（PWM）整流器廣泛應(yīng)用在低收入和中等功率驅(qū)動應(yīng)用在那里建立了國際標(biāo)準(zhǔn)的要求應(yīng)該滿足6 - 8。這些結(jié)構(gòu)是最有希望的從電能質(zhì)量的觀點1，因

3、為他們可以整流器目前來看，低諧波失真和功率因數(shù)。大功率整流器最近的趨勢已經(jīng)推出了類新的三相整流器，混合整流器2，13 - 15。術(shù)語“混合式整流器”表示串聯(lián)和/或一個線換向整流器和自身整流的并聯(lián) 轉(zhuǎn)換器2。該行換相整流管工作在低頻率，并且具有較高的輸出功率。該有源整流器被設(shè)計為具有小的額定功率操作和在高的開關(guān)頻率。在文獻(xiàn)中公開的數(shù)字顯示，整流管研究集中在自換和混合動力整流器。這一巨大挑戰(zhàn)是獲得一種整流器，其是作為健壯，重量輕，操作簡單，價格低廉的被動整流器并提出了有效的減少輸入電流諧波的PMW整流器的內(nèi)容。這一研究領(lǐng)域為未來的應(yīng)用具有很大的潛力。II混合整流器 三相二極管橋式整流器的并聯(lián)連接和

4、一個單向三相PWM整流管是基礎(chǔ)所提出的混合轉(zhuǎn)換器，它是在圖中所描繪圖。 1。混合轉(zhuǎn)換器的總輸出功率被處理主要是由在低頻不受控制整流管操作而PWM控制的整流管，在高頻率下操作，只處理約45的功率。通過這樣做，在整體該系統(tǒng)的效率會提高。A單開關(guān)三相升壓整流器 單開關(guān)三相升壓整流管，在呈現(xiàn)圖。 2，是依據(jù)所提出的混合轉(zhuǎn)換器。它提出一個相對高的功率因數(shù)，并且其特征在于，在一般情況下，由一個非常高的利用率的功率分量2的，10 - 13。然而，盡管它的簡單性和魯棒性，所述這種拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的電流波形不符合IEEE519和IEC61000-3-4標(biāo)準(zhǔn)。單開關(guān)升壓整流管施加矩形形狀，以輸入電流波形。電流控制環(huán)只能控

5、制這些電流的幅度，同時保持輸出電壓恒定根據(jù)負(fù)載變化。阿爾維斯BARBI：的混合高功率因數(shù)三相整流單向分析與實現(xiàn)圖1. 混合型三相高功率因數(shù)整流器。傳統(tǒng)的單開關(guān)三相升壓整流管和三相升壓整流管單向并聯(lián)連接。圖2. （a）單開關(guān)三相升壓整流電源的階段。（b）波形的輸入電壓和電流。 （c）該輸入電流的諧波含量。圖3. 單向PWM三相整流 組成的混合式整流器，一個小的修改應(yīng)進(jìn)行到圖呈現(xiàn)的電路,圖二此修改由分裂升壓二極管和升壓電感器，以避免不適當(dāng)?shù)碾娏髀窂皆谙到y(tǒng)中。這些分裂電感器的設(shè)計不要求任何特殊的流程。在實驗室樣機(jī)，相同的步驟，采用設(shè)計功率電感器，電力變壓器工作在60赫茲。BPWM單向整流器 從理論上

6、講，任何PWM三相整流可以撰寫混合整流器。該系統(tǒng)的要求是該整流管是單向的;因此，整流器在圖4中給出。 3被選擇。這種拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的優(yōu)點是，它提供了一個有源開關(guān)的數(shù)量減少的2，4。圖4. 該混合式整流器的預(yù)期電流波形。 （a）當(dāng)前波形由單開關(guān)升壓整流器施加。 （b）當(dāng)前波形應(yīng)該由有源整流器來產(chǎn)生。 （c）期望中的正弦波形。圖5. 簡化的混合式整流器功率級圖 所提出的混合式整流器的主要目的是獲得完美的正弦輸入電流和負(fù)載均衡特性通過采用圖呈現(xiàn)的結(jié)構(gòu)。圖2和3。的方式，其中，個人轉(zhuǎn)換器的電流被組合以產(chǎn)生所得諧波自由輸入當(dāng)前，提出了圖。 4。III數(shù)學(xué)分析 執(zhí)行從輸入電流的數(shù)學(xué)分析觀點考慮，輸出電壓被認(rèn)為是

7、恒定的。因此，該簡化電路示于圖。 5采用。該輸入電壓和輸入電流被認(rèn)為是完美的正弦并表示為v1 (t)= Vp sin(t)v2 (t)= V sin(t120)v3 (t)= Vp sin(t+120)andi1 (t)= Ip sin(t)i2 (t)= Ip sin(t120)i3 (t)= Ip sin(t+120).(1) 為了簡化分析，該系統(tǒng)被認(rèn)為是無損失。以這種方式，在輸入有源功率Pin可表示為 其中，VP為輸入電壓的峰值，葉是的高峰期輸入電流，Po是輸出功率，Vo是直流的輸出電壓，并且Io是直流輸出電流。圖6. 六脈沖二極管橋式整流管的相關(guān)電流波形級聯(lián)升壓轉(zhuǎn)換器。把（2）代入（1

8、）式的結(jié)果 該混合式整流器的輸入電流由得到添加無源整流器IP1（t），IP2（t）的輸入電流，和IP3（噸）和有源整流器IA1（t）的輸入電流，IA2（t）和IA3（噸）。此加法的結(jié)果把（3）代入（4）式的結(jié)果同樣地，在輸出時，負(fù)載電流是由該的電流IOP和IOA之和由下式給出通過分析階段1的無源整流器電流，這描繪在圖6，下面的表達(dá)式（7），得到： 其中IL（t）是在單開關(guān)升壓整流器電感電流和流行是由被動整流管處理的有功功率。由每個整流管處理的功率相關(guān)峰值其輸入電流的值。根據(jù)雜交體的概念整流管，該二極管橋式整流器處理的事實輸出功率的最大部分是更有趣。很明顯，獲得正弦輸入電流，最佳的功率分配存在，

9、并且應(yīng)該被發(fā)現(xiàn)。圖7. 所提出的混合式整流器的控制方案。（7）代入（5）和分析圖6的結(jié)果, 由于PWM整流器的單向特性，瞬時輸入功率應(yīng)提供唯一積極的值。判斷表達(dá)式（8），滿足該條件的溶液表示為因此，有源整流器的功率運(yùn)行極限給出如下式， 其中Poa是由PWM整流器處理的有功功率。表達(dá)式（9）和（10）限定的有源功率共享兩個轉(zhuǎn)換器。如果這些關(guān)系都不滿意，輸入電流將被扭曲。IV控制策略 該混合式整流器的控制環(huán)路方案示于圖. 7.四個電流控制環(huán)和一個電壓控制回路被使用。直流輸出電壓調(diào)節(jié)由電壓提供控制回路。在電壓調(diào)節(jié)器的輸出所獲得的信號用于調(diào)整的情況下的負(fù)載電流“的引用或輸入電壓的變化。單開關(guān)升壓整流，

10、電感電流采樣和比較，恒定的基準(zhǔn)。產(chǎn)生的誤差通過這種比較被施加到升壓電流補(bǔ)償器，并且在PWM調(diào)制器產(chǎn)生的柵極信號升壓開關(guān)。 電流IA1（t），IA2（t）和IA3（t）的間接控制感測輸入電流，并將它們與各自的比較正弦引用。這些參考信號必須與電源電壓同步。一個好的實際的解決方案獲得這些信號是通過同步變壓器連接到電源，以獲得各相的電壓的形狀。由采樣之間的比較產(chǎn)生的誤差信號和參考信號被施加到它們各自的補(bǔ)償器，并且在PWM調(diào)制器生成的柵極信號的有源整流器。（9）預(yù)先建立的負(fù)載分擔(dān)的由增益保證k1和k2，必須進(jìn)行選擇以滿足下式： 為獲得完美的正弦電流，重要的是（11）的收益率調(diào)整為接近0.552的可能，但

11、從來沒有比這更大的價值。如果該比值大于0.552，則施加線電流會被扭曲。經(jīng)處理的權(quán)力在PWM整流器增加為的值減小。在極限= 0時，PWM整流器處理總負(fù)載功率。 所提出的控制方案可以通過商業(yè)實現(xiàn)模擬集成電路，諸如UC3854或通過數(shù)字信號處理器。所呈現(xiàn)的結(jié)果是通過使用傳統(tǒng)的控制得到方法，以及原型實施用人四大商業(yè)UC3854B集成電路?？刂苹芈吩O(shè)計按照設(shè)計數(shù)據(jù)表程序。V 模擬結(jié)果 在模擬中使用的規(guī)格中呈現(xiàn)表I.首先，選擇的運(yùn)轉(zhuǎn)模式為= 0.55和正弦輸入電流被獲得。在第二仿真中，被選擇為0.68至例證的操作模式，其中由表達(dá)式（11）所建立的條件未被滿足。 線電壓和線電流為= 0.55呈現(xiàn)圖。 8.

12、功率因數(shù)校正，因為實現(xiàn)線電流是正弦與低總諧波失真（THD），并沒有呈現(xiàn)出排量因素。 電源電流和的相位1的輸入電流無源和有源整流器被描繪在圖9.電源當(dāng)前呈現(xiàn)出正弦波形，符合預(yù)期。需要注意的是功率由被動和主動整流器處理（比例到無源整流器的和活性的振幅整流器的輸入電流）為55，總輸出的45的功率，差異。圖8. 模擬輸入電壓和輸入電流（放大4倍）圖9. 模擬結(jié)果。 （a）當(dāng)前在無源整流器的輸入端。（b）當(dāng)前的有源整流器的輸入端。 （c）從所述吸入的總電流源。 輸入電流的THD大約為3.22。到驗證系統(tǒng)中，負(fù)載變化的動態(tài)響應(yīng)被執(zhí)行，并且結(jié)果在圖呈現(xiàn)。 10之間0和50毫秒，轉(zhuǎn)換器工作在一半的額定功率。這

13、個間隔之后，轉(zhuǎn)換器工作在滿負(fù)荷為50毫秒。在100毫秒，轉(zhuǎn)換器工作在低負(fù)荷了。該模擬中觀察到的輸出電壓瞬態(tài)呈現(xiàn)在圖11。正如前面所證明，大于0.55的數(shù)值引起的輸入電流失真。圖。 12，在失真線電流的相位1，= 0.68時發(fā)生，可以被觀察到。對于圖呈現(xiàn)的情況。圖12中，無源整流器流程大約75的額定功率，而有源整流器的處理的輸出功率的剩余的25（被選擇是0.68）。線電流不符合諧波含量限用標(biāo)準(zhǔn)IEC61000-3-4規(guī)定。圖.10.負(fù)載階躍響應(yīng)模擬生成圖.11.輸出電壓的瞬態(tài)響應(yīng)于負(fù)載變化。圖.12.仿真結(jié)果為k1和k2等于0.68的比率VI 實驗結(jié)果一個20千瓦的實驗室原型提出的結(jié)構(gòu)，呈現(xiàn)圖.

14、13，使用中所介紹的組件建表。圖.13.圖片的原型表二. 實驗室原型規(guī)格 控制電路板采用四大商業(yè)實現(xiàn)模擬集成電路中，UC3584B，被設(shè)想該用于功率因數(shù)校正的應(yīng)用程序。實驗結(jié)果由所產(chǎn)生的電流單開關(guān)升壓整流器（CH4），由所產(chǎn)生的電流在PWM單向整流器（CH 3），并且線電流（CH 2）示于圖。 14.這些結(jié)果是為獲得=0.55。正如預(yù)期的那樣，主電流呈現(xiàn)正弦塑造。 該系統(tǒng)的瞬態(tài)響應(yīng)中可以觀察到的圖.15和16，其中電流波形和輸出電壓波形被示出，分別。電源質(zhì)量分析示于表III中。該功率因數(shù)為0.989，在20.7千瓦和THDI為7.9。 在圖中所描繪的諧波分析。 17比較每個電流諧波標(biāo)準(zhǔn)IEC振

15、幅61000注意，第17和第23次諧波分量目前不符合標(biāo)準(zhǔn)。這可以歸因到該線路的電壓被用作基準(zhǔn)的事實電流控制回路。本在線路失真電壓產(chǎn)生的電流等效失真。這個問題可以通過使用與在控制環(huán)一些增益調(diào)整外部正弦引用來解決。這些修改是建議今后的工作。 對于K1的比例獲得延期值的THD和k2示于圖18如前面所提到的，如果比大于0.552時，總諧波失真會增加。在另一另一方面，在功率處理由PWM整流器隨的值減小。 探討半導(dǎo)體減輕壓力，20千瓦三相單向整流器和一個20千瓦的混合式整流器具有相同的設(shè)計參數(shù)來實現(xiàn)。該測定各功率半導(dǎo)體的電流應(yīng)力和相比，在表IV中的混合式整流器的。圖.14.實驗波形 （一）單開關(guān)升壓整流電

16、流。（二）線電流。 （三）PWM整流器單向電流圖.15.實驗波形，負(fù)載階躍（一）線的電流。 （二）單開關(guān)提高整流電流。 （三）PWM整流器單向電流。圖.16.實驗波形，以輸出電壓的瞬態(tài)響應(yīng)。表三.能量質(zhì)量分析圖.17.諧波分析。圖.18. THD與k1和k2的比例表四.當(dāng)前壓力分析 可以觀察到，對增加的元件數(shù)提出的混合整流不會極大地影響量，由于每個半導(dǎo)體處理少約50的電流。因此，半導(dǎo)體用更好的特性，例如二極管的最小恢復(fù)時間或絕緣柵雙極晶體管（IGBT）與小的存儲時間，都可以使用，這將導(dǎo)致減少損失和散熱片的體積。VII 結(jié)論 一種新型三相混合式整流器高功率應(yīng)用提出本文。該結(jié)構(gòu)由無源整流器并聯(lián)有源

17、整流器。事實每個整流器負(fù)責(zé)處理約輸出功率的50，提高了功率的魯棒性轉(zhuǎn)換器和保證了高效率。所采用的控制策略調(diào)節(jié)輸出電壓并控制輸入電流以實現(xiàn)高功率因數(shù)。由于使用的增加，元件數(shù)量2整流器的拓?fù)洳粯O大地影響了體積，由于部件設(shè)計為輸出的半電源。從20千瓦原型顯示獲得的實驗結(jié)果該混合式整流器呈現(xiàn)高功率因數(shù)和直流電壓調(diào)節(jié)。此外，混合式整流器呈現(xiàn)50以下電流應(yīng)力比傳統(tǒng)三相整流操作在相同的額定功率。這種混合系統(tǒng)的優(yōu)點是其處理能力高功率電平由于在并聯(lián)連接整流器。在效率的增加是另一個預(yù)期優(yōu)勢。該系統(tǒng)的缺點出現(xiàn)在該控制方案中，由于額外的電流傳感器和一個額外的電流控制環(huán)中的單開關(guān)升壓整流器是必需的。一些模擬結(jié)果show

18、that的混合式整流器還可以帶有兩相電力系統(tǒng)操作;然而，功率因數(shù)被降低。新的研究正處于發(fā)展重點等控制和調(diào)制策略，例如，輸出的調(diào)制單開關(guān)整流器的電流6倍的電源頻率16，旨在改善之間的功率分配單開關(guān)整流器和單向的PWM整流器。資料索引1 A. Siebert, A. Troedson, and S. Ebner, “AC to DC power conversion nowand in the future,” IEEE Trans. Ind. Appl., vol. 38, no. 4, pp. 934940,Jul./Aug. 2002.2 J. W. Kolar and H. Ertl, “

19、Status of the techniques of three-phase rectifiersystems with low effects on the mains,” in Proc. Int. Telecommun. EnergyConf., Copenhagen, Denmark, 1999, 16 pp.3 J. C. Salmon, “Operating a three-phase diode rectifier with a lowinputcurrent distortion using a series-connected dual boost converter,”I

20、EEE Trans. Power Electron., vol. 11, no. 4, pp. 592603, Jul.1996.4 M. E. Villablanca, J. I. Nadal, and M. A. Bravo, “A 12-pulse ACDCrectifier with high-quality input/output waveforms,” IEEE Trans. PowerElectron., vol. 22, no. 5, pp. 18751881, Sep. 2007.5 B. Singh, S. Gairola, B. N. Singh, A. Chandra

21、, and K. Al-Haddad,“Multipulse ACDC converters for improving power quality: A review,”IEEE Trans. Power Electron., vol. 23, no. 1, pp. 260281, Jan.2008.6 R. Ghosh and G. Narayanan, “Control of three-phase, four-wire PWMrectifier,” IEEE Trans. Power Electron., vol. 23, no. 1, pp. 96106, Jan.2008.7 F.

22、 A. B. Batista and I. Barbi, “Space vector modulation appliedto three-phase three-switch two-level unidirectional PWM rectifier,”IEEE Trans. Power Electron., vol. 22, no. 6, pp. 22452252, Nov.2007.8 H. Yoo, J. Kim, and S. Sul, “Sensorless operation of a PWM rectifier fora distributed generation,” IE

23、EE Trans. Power Electron., vol. 22, no. 3,pp. 10141018, May 2007.9 Y. W. Li, B. Wu, N. R. Zargari, J. C. Wiseman, and D. Xu, “Dampingof PWM current-source rectifier using a hybrid combination approach,”IEEE Trans. Power Electron., vol. 22, no. 4, pp. 13831393, Jul.2007.10 E. H. Ismail and R. W. Eric

24、kson, “Single switch 3 low harmonic rectifiers,”IEEE Trans. Power Electron., vol. 11, no. 2, pp. 338346, Mar.1996.11 J. C. Salmon, “Operating a three-phase diode rectifier with a low-inputcurrent distortion using a series-connected dual boost converter,” IEEETrans. Power Electron., vol. 11, no. 4, p

25、p. 592603, Jul. 1996.12 M. Tou, K. Al-Haddad, G. Olivier, and V. Rajagopalan, “Analysis anddesign of single-controlled switch three-phase rectifier with unity powerfactor and sinusoidal input current,” IEEE Trans. Power Electron., vol. 12,no. 4, pp. 608614, Jul. 1997.13 Y. Jang and R.W. Erickson, “New single-switch