調(diào)幅檢波與混頻電路PPT課件

1、 脈沖調(diào)制是以高頻矩形脈沖為載波, 用低頻調(diào)制信號分別去控制矩形脈沖的幅度、寬度或位置三個參量, 分別稱為脈幅調(diào)制(PAM), 脈寬調(diào)制(PDM)和脈位調(diào)制(PPM)。 正弦波調(diào)制是以高頻正弦波為載波, 用低頻調(diào)制信號分別去控制正弦波的振幅、頻率或相位三個參量, 分別稱為調(diào)幅(AM)、 調(diào)頻(FM)和調(diào)相(PM)。 本書僅討論正弦波調(diào)制。 本章首先分別在時域和頻域討論振幅調(diào)制與解調(diào)的基本原理, 然后介紹有關(guān)電路組成。由于混頻電路、倍頻電路與調(diào)幅電路、 振幅解調(diào)電路(又稱為檢波電路)同屬于線性頻率變換電路, 所以也放在這一章介紹。 第2頁/共133頁第1頁/共133頁6.2 振幅調(diào)制與解調(diào)原理普

2、通調(diào)幅方式普通調(diào)幅方式 1. 普通調(diào)幅信號的表達式、普通調(diào)幅信號的表達式、 波形、波形、 頻譜和功率譜頻譜和功率譜 普通調(diào)幅方式是用低頻調(diào)制信號去控制高頻正弦波(載波)的振幅, 使其隨調(diào)制信號波形的變化而呈線性變化。 設(shè)載波為 uc(t)=Ucmcosct, 調(diào)制信號為單頻信號，即u(t)=Umcost(c), 則普通調(diào)幅信號為:uAM(t)= (Ucm+kUm cos t)cosct =Ucm(1+Macost)cosc第3頁/共133頁第2頁/共133頁 其中調(diào)幅指數(shù)Ma= , 0Ma1, k為比例系數(shù)。 圖給出了u(t), u c(t)和uAM(t)的波形圖。從圖中并結(jié)合式可以看出, 普

3、通調(diào)幅信號的振幅由直流分量Ucm和交流分量kUm cost迭加而成, 其中交流分量與調(diào)制信號成正比, 或者說, 普通調(diào)幅信號的包絡(luò)(信號振幅各峰值點的連線)完全反映了調(diào)制信號的變化。另外, 還可得到調(diào)幅指數(shù)Ma的表達式:cmcmcmaUUUUUUUUUUMminminmaxminmaxminmax第4頁/共133頁第3頁/共133頁第5頁/共133頁第4頁/共133頁 顯然, 當(dāng)Ma1時, 普通調(diào)幅波的包絡(luò)變化與調(diào)制信號不再相同, 產(chǎn)生了失真, 稱為過調(diào)制, 如圖所示。所以, 普通調(diào)幅要求Ma必須不大于1。 式又可以寫成uAM(t)=Ucmcosct+ cos (c+)t+cos (c-)t

4、可見, uAM(t)的頻譜包括了三個頻率分量：c(載波)、 c+(上邊頻)和c-(下邊頻)。原調(diào)制信號的頻帶寬度是 或（F= ） , 而普通調(diào)幅信號的頻帶寬度是2(或2F), 是原調(diào)制信號的兩倍。普通調(diào)幅將調(diào)制信號頻譜搬移到了載頻的左右兩旁, 如圖所示。 22MaUcm第6頁/共133頁第5頁/共133頁圖 過調(diào)制波形 第7頁/共133頁第6頁/共133頁 由式還可以看到, 若此單頻調(diào)幅信號加在負載R上, 則載頻分量產(chǎn)生的平均功率為: Pc兩個邊頻分量產(chǎn)生的平均功率相同, 均為: PSB= 調(diào)幅信號總平均功率為: Pav=Pc+2PSBRUcm221cacmapMUMR2241)2(21cnp

5、M )211 (2第8頁/共133頁第7頁/共133頁 由于被傳送的調(diào)制信息只存在于邊頻分量而不在載頻分量中, 所以從式可知, 攜帶信息的邊頻功率最多只占總功率的三分之一(因為Ma1)。 在實際系統(tǒng)中, 平均調(diào)幅指數(shù)很小, 所以邊頻功率占的比例更小, 功率利用率更低。 為了提高功率利用率, 可以只發(fā)送兩個邊頻分量而不發(fā)送載頻分量, 或者進一步僅發(fā)送其中一個邊頻分量, 同樣可以將調(diào)制信息包含在調(diào)幅信號中。 這兩種調(diào)幅方式分別稱為抑制載波的雙邊帶調(diào)幅(簡稱雙邊帶調(diào)幅)和抑制載波的單邊帶調(diào)幅(簡稱單邊帶調(diào)幅), 在以下兩小節(jié)將分別給予介紹。 第9頁/共133頁第8頁/共133頁 根據(jù)信號分析理論,

6、一般非周期調(diào)制信號u(t)的頻譜是一連續(xù)頻譜, 假設(shè)其頻率范圍是minmax, 如載頻仍是c, 則這時的普通調(diào)幅信號可看成是調(diào)制信號中所有頻率分量分別與載頻調(diào)制后的迭加, 各對上、下邊頻的迭加組成了上、 下邊帶, 相應(yīng)的波形和頻譜如圖所示?？梢? 這時普通調(diào)幅信號的包絡(luò)仍然反映了調(diào)制信號的變化, 上邊帶與下邊帶呈對稱狀分別置于載頻的兩旁, 且都是調(diào)制信號頻譜的線性搬移, 上、 下邊帶的寬度與調(diào)制信號頻譜寬度分別相同, 總頻帶寬度仍為調(diào)制信號帶寬的兩倍, 即BW=2max。 第10頁/共133頁第9頁/共133頁第11頁/共133頁第10頁/共133頁 2 普通調(diào)幅信號的產(chǎn)生和解調(diào)方法普通調(diào)幅信

7、號的產(chǎn)生和解調(diào)方法 式可以改寫如下： 由上式可見, 將調(diào)制信號與直流相加后, 再與載波信號相乘, 即可實現(xiàn)普通調(diào)幅。圖給出了相應(yīng)的原理方框圖。由于乘法器輸出信號電平不太高, 所以這種方法稱為低電平調(diào)幅 第3章曾經(jīng)討論過利用丙類諧振功放的調(diào)制特性也可以產(chǎn)生普通調(diào)幅信號。 由于功放的輸出電壓很高, 故這種方法稱為高電平調(diào)幅。 普通調(diào)幅信號的解調(diào)方法有兩種, 即包絡(luò)檢波和同步檢波。 twUtUUktuccmcmAMcos)1 ()(cmcukktutuk11),()(1 第12頁/共133頁第11頁/共133頁第13頁/共133頁第12頁/共133頁 (1) 包絡(luò)檢波。 利用普通調(diào)幅信號的包絡(luò)反映了

8、調(diào)制信號波形變化這一特點, 如能將包絡(luò)提取出來, 就可以恢復(fù)原來的調(diào)制信號。這就是包絡(luò)檢波的原理。 圖給出了包絡(luò)檢波的原理圖。 設(shè)輸入普通調(diào)幅信號uAM(t)如式所示, 圖中非線性器件工作在開關(guān)狀態(tài), 其特性可用第5章第5.3節(jié)式那樣的單向開關(guān)函數(shù)來表示, 則非線性器件輸出電流為: io(t)=guAM(t)K1(ct) =gUcm(1+Macost)cosct) 12cos() 12(2) 1(2111twnncnn第14頁/共133頁第13頁/共133頁第15頁/共133頁第14頁/共133頁 g是非線性器件伏安特性曲線斜率。 可見io中含有直流, , c, c以及其它許多組合頻率分量,

9、其中的低頻分量是:用低通濾波器取出io中這一低頻分量, 濾除c-及其以上的高頻分量, 同時用隔直流電容濾除直流分量, 就可以恢復(fù)與原調(diào)制信號u(t)成正比的單頻信號了。 圖中的非線性器件可以用晶體二極管, 也可以用晶體三極管。 )cos1 (1tMgUscm第16頁/共133頁第15頁/共133頁 (2) 同步檢波。 同步檢波必須采用一個與發(fā)射端載波同頻同相(或固定相位差)的信號, 稱為同步信號。 同步檢波可由乘法器和低通濾波器實現(xiàn), 其原理見圖。 設(shè)輸入普通調(diào)幅信號uAM(t)仍如式所示, 乘法器另一輸入同步信號為: ur(t)=Urmcosct 則乘法器輸出為:twtMUUktutuktu

10、carmcmrAM2220cos)cos1 ()()()(2)2cos(2)2cos(2coscos1 22twMtwMtwtMUUkcacacarmcm第17頁/共133頁第16頁/共133頁第18頁/共133頁第17頁/共133頁其中k2是乘法器增益。 可見, 輸出信號中含有直流, , 2c, 2c幾個頻率分量。用低通濾波器取出直流和分量, 再去掉直流分量, 就可恢復(fù)原調(diào)制信號。 如果同步信號與發(fā)射端載波同頻不同相, 有一相位差, 即ur=Urmcos(ct+),則乘法器輸出中的分量為 k2UcmUrmMacoscost。 若是一常數(shù), 即同步信號與發(fā)射端載波的相位差始終保持恒定, 則解調(diào)

11、出來的分量仍與原調(diào)制信號成正比, 只不過振幅有所減小。當(dāng)然90, 否則cos=0, 分量也就為零了。若是隨時間變化的, 即同步信號與發(fā)射端載波之間的相位差不穩(wěn)定, 則解調(diào)出來的分量就不能正確反映調(diào)制信號了。 21第19頁/共133頁第18頁/共133頁 雙邊帶調(diào)幅方式雙邊帶調(diào)幅方式 1 雙邊帶調(diào)幅信號的特點雙邊帶調(diào)幅信號的特點 設(shè)載波為uc(t)=Ucmcosct, 單頻調(diào)制信號為u(t)=Um cost(c), 則雙邊帶調(diào)幅信號為:uDSB(t)=ku(t)uc(t)=kUm Ucmcostcosct = cos (c+)t+cos (c-)t 其中k為比例系數(shù)。 可見雙邊帶調(diào)幅信號中僅包含

12、兩個邊頻, 無載頻分量, 其頻帶寬度仍為調(diào)制信號帶寬的兩倍。 2cmmUkU第20頁/共133頁第19頁/共133頁 圖顯示了單頻調(diào)制雙邊帶調(diào)幅信號的有關(guān)波形與頻譜圖。 需要注意的是, 雙邊帶調(diào)幅信號不僅其包絡(luò)已不再反映調(diào)制信號波形的變化, 而且在調(diào)制信號波形過零點處的高頻相位有180的突變。由式可以看到, 在調(diào)制信號正半周, cost為正值, 雙邊帶調(diào)幅信號uDSB(t)與載波信號uc(t)同相；在調(diào)制信號負半周, cost為負值, uDSB(t)與uc(t)反相。 所以, 在正負半周交界處, uDSB(t)有180相位突變。 2 雙邊帶調(diào)幅信號的產(chǎn)生與解調(diào)方法雙邊帶調(diào)幅信號的產(chǎn)生與解調(diào)方法

13、 由式可以看出, 產(chǎn)生雙邊帶調(diào)幅信號的最直接法就是將調(diào)制信號與載波信號相乘。 第21頁/共133頁第20頁/共133頁第22頁/共133頁第21頁/共133頁 由于雙邊帶調(diào)幅信號的包絡(luò)不能反映調(diào)制信號, 所以包絡(luò)檢波法不適用, 而同步檢波是進行雙邊帶調(diào)幅信號解調(diào)的主要方法。與普通調(diào)幅信號同步檢波不同之處在于, 乘法器輸出頻率分量有所減少。 設(shè)雙邊帶調(diào)幅信號如式所示, 同步信號為ur(t)=Urmcosct, 則乘法器輸出為:uo(t)=k2uDSB(t)ur(t)=k2kUrmUm Ucmcostcos2tc )2cos(21)2cos(21cos21twtwtUUkUkcccmmrm第23頁

14、/共133頁第22頁/共133頁其中k2是乘法器增益。 用低通濾波器取出低頻分量, 即可實現(xiàn)解調(diào)。 將式所示雙邊帶信號取平方, 則可以得到頻率為2c的分量, 然后經(jīng)二分頻電路, 就可以得到c分量。 這是從雙邊帶調(diào)幅信號中提取同步信號的一種方法。 第24頁/共133頁第23頁/共133頁 單邊帶調(diào)幅方式單邊帶調(diào)幅方式 單邊帶調(diào)幅方式是指僅發(fā)送上、下邊帶中的一個。如以發(fā)送上邊帶為例, 則單頻調(diào)制單邊帶調(diào)幅信號為：uSSB(t)= cos(c 由上式可見, 單頻調(diào)制單邊帶調(diào)幅信號是一個角頻率為c+的單頻正弦波信號, 但是, 一般的單邊帶調(diào)幅信號波形卻比較復(fù)雜。不過有一點是相同的, 即單邊帶調(diào)幅信號的

15、包絡(luò)已不能反映調(diào)制信號的變化。單邊帶調(diào)幅信號的帶寬與調(diào)制信號帶寬相同, 是普通調(diào)幅和雙邊帶調(diào)幅信號帶寬的一半。 產(chǎn)生單邊帶調(diào)幅信號的方法主要有濾波法、 相移法以及兩者相結(jié)合的相移濾波法。 2cmmUkU第25頁/共133頁第24頁/共133頁 1 濾波法濾波法 這種方法是根據(jù)單邊帶調(diào)幅信號的頻譜特點, 先產(chǎn)生雙邊帶調(diào)幅信號, 再利用帶通濾波器取出其中一個邊帶信號。濾波法原理見圖。 由圖所示雙邊帶調(diào)幅信號頻譜圖可以推知, 對于頻譜范圍為minmax的一般調(diào)制信號, 如min很小, 則上、下兩個邊帶相隔很近, 用濾波器完全取出一個邊帶而濾除另一個邊帶是很困難的。 2 相移法相移法 這種方法是基于單

16、邊帶調(diào)幅信號的時域表達式。 式所示單頻單邊帶調(diào)幅信號可寫成:第26頁/共133頁第25頁/共133頁第27頁/共133頁第26頁/共133頁 uSSB(t)= )sinsincos(cos2ttwttwUkUcccmm 由上式可知, 只要用兩個90相移器分別將調(diào)制信號和載波信號相移90, 成為sint和sinct, 然后進行相乘和相減, 就可以實現(xiàn)單邊帶調(diào)幅, 如圖所示。 顯然, 對單頻信號進行90相移比較簡單, 但是對于一個包含許多頻率分量的一般調(diào)制信號進行90相移, 要保證其中每個頻率分量都準(zhǔn)確相移90是很困難的。 第28頁/共133頁第27頁/共133頁第29頁/共133頁第28頁/共1

17、33頁 3 相移濾波法相移濾波法 濾波法的缺點在于濾波器的設(shè)計困難。 若調(diào)制信號頻率范圍為FminFmax, 則上下邊帶間隔為2Fmin。如果要求濾波器取出一個邊帶而濾除另一個邊帶, 則過渡帶寬度就是2Fmin。 當(dāng)濾波器的過渡帶寬度固定, 則工作頻率越高, 要求衰減特性越陡峭, 實現(xiàn)越困難。舉個例子, 設(shè)過渡帶寬度2Fmin=1kHz, 要求在過渡帶內(nèi)衰減20 dB, 若工作頻率fc=1MHz,則濾波器邊沿的衰減特性必須為-46 000dB10倍頻程； 若工作頻率fc=10kHz, 則要求相應(yīng)的衰減特性為-500dB10倍頻程。 第30頁/共133頁第29頁/共133頁 相移法的困難在于寬帶

18、90相移器的設(shè)計, 而單頻90相移器的設(shè)計比較簡單。 結(jié)合兩種方法的優(yōu)缺點而提出的相移濾波法是一種比較可行的方法, 其原理圖見圖。 相移濾波法的關(guān)鍵在于將載頻c分成1和2兩部分, 其中1是略高于max的低頻, 2是高頻, 即c=1+2, 12。 現(xiàn)仍以單頻調(diào)制信號為例說明此法的原理。為簡化起見, 圖中各信號的振幅均表示為1。 第31頁/共133頁第30頁/共133頁第32頁/共133頁第31頁/共133頁 調(diào)制信號u(t)與兩個相位差為90的低載頻信號u1、 u1分別相乘, 產(chǎn)生兩個雙邊帶信號u3、u4, 然后分別用濾波器取出u3、 u4中的下邊帶信號u5和u6。 因為1是低頻, 所以用低通濾

19、波器也可以取出下邊帶u5和u6。 由于1c, 故濾波器邊沿的衰減特性不需那么陡峭, 比較容易實現(xiàn)。取出的兩個下邊帶信號分別再與兩個相位差為90的高載頻信號u2、u2相乘, 產(chǎn)生u7、u8兩個雙邊帶信號。將u7, u8相減, 則可以得到 uo(t)=u7-u8=cos2tcos(1-)t-sin2tsin(1-)t =cos (2+1-)t=cos (c-)t 第33頁/共133頁第32頁/共133頁其中uo(t)就是單邊帶調(diào)幅信號。 與雙邊帶調(diào)幅信號相同, 單邊帶調(diào)幅信號的解調(diào)也不能采用包絡(luò)檢波方式而只能采用同步檢波方式。與普通調(diào)幅與雙邊帶調(diào)幅方式不同之處在于, 從單邊帶調(diào)幅信號中無法提取同步

20、信號。 一般可在發(fā)送單邊帶調(diào)幅信號的同時, 也附帶發(fā)送一個功率較小的載波信號, 供接收端從中提取作為同步信號。 第34頁/共133頁第33頁/共133頁 殘留邊帶調(diào)幅方式殘留邊帶調(diào)幅方式 殘留邊帶調(diào)幅是指發(fā)送信號中包括一個完整邊帶、 載波及另一個邊帶的小部分(即殘留一小部分)。 這樣, 既比普通調(diào)幅方式節(jié)省了頻帶, 又避免了單邊帶調(diào)幅要求濾波器衰減特性陡峭的困難, 發(fā)送的載頻分量也便于接收端提取同步信號。 在電視廣播系統(tǒng)中, 由于圖像信號頻帶較寬, 為了節(jié)約頻帶, 同時又便于接收機進行檢波, 所以對圖像信號采用了殘留邊帶調(diào)幅方式, 而對于伴音信號則采用了調(diào)頻方式。現(xiàn)以電視圖像信號為例, 說明殘

21、留邊帶調(diào)幅方式的調(diào)制與解調(diào)原理。 第35頁/共133頁第34頁/共133頁 電視圖像信號帶寬為6MHz。在發(fā)射端先產(chǎn)生普通調(diào)幅信號, 然后利用圖所示特性的濾波器取出一個完整的上邊帶、 一部分下邊帶以及載頻分量, 組成殘留邊帶調(diào)幅信號發(fā)送出去。在接收端, 采用圖所示特性的濾波器從殘留邊帶調(diào)幅信號中取出所需頻率分量。 由于載頻兩旁的接收濾波器幅頻特性正好互補, 而上、下邊帶又對稱置于載頻兩邊, 所以實際上可等效為接收到一個完整的上邊帶和增益為上邊帶一半的載頻信號。于是,采用同步檢波方式可對此單邊帶信號進行解調(diào)。 第36頁/共133頁第35頁/共133頁第37頁/共133頁第36頁/共133頁 由圖

22、可見, 若采用普通調(diào)幅, 每一頻道電視圖像信號的帶寬需12 MHz, 而采用殘留邊帶調(diào)幅只需8 MHz。另外, 對于濾波器過渡帶的要求遠不如單邊帶調(diào)幅那樣嚴(yán)格, 故容易實現(xiàn)。 普通調(diào)幅功率利用率低, 但可采用簡單、低成本的包絡(luò)檢波方式, 故廣泛用于電臺廣播系統(tǒng), 給廣大接收者帶來便利。 雙邊帶調(diào)幅與單邊帶調(diào)幅功率利用率高, 可用于小型通信系統(tǒng), 其中單邊帶調(diào)幅可節(jié)省一半頻帶, 但需解決如何獲得同步信號的問題。殘留邊帶調(diào)幅廣泛用于電視廣播系統(tǒng)。 第38頁/共133頁第37頁/共133頁 例 6.1已知調(diào)制信號頻率范圍為300Hz4 kHz, 分別采用普通調(diào)幅(平均調(diào)幅指數(shù)Ma=0.3)、雙邊帶調(diào)

23、幅和單邊帶調(diào)幅三種方式, 如要求邊帶功率為10W, 分別求出每種調(diào)幅方式的頻帶寬度、發(fā)射總平均功率Pav及功率利用率 解： 普通調(diào)幅： 由式可得邊帶功率 ）總平均功率邊帶功率（第39頁/共133頁第38頁/共133頁kHzFBWWpPkHzFpBWWppkHZFBWWppPWPWpppSBavcsBavSBcavCceSB4%10010101082%10010101028max2%3 . 4232102322222045. 01010)3 . 0211 (2maxmax2故所以雙邊帶調(diào)幅：單邊帶調(diào)幅第40頁/共133頁第39頁/共133頁6.3 調(diào)幅電路 高電平調(diào)幅電路高電平調(diào)幅電路 丙類諧振

24、功放的調(diào)制特性分為基極調(diào)制特性和集電極調(diào)制特性兩種, 據(jù)此可以分別組成基極調(diào)幅電路和集電極調(diào)幅電路。 現(xiàn)以集電極調(diào)幅電路為例, 說明高電平調(diào)幅的原理。 集電極調(diào)制特性是指固定丙類諧振功放的VBB和R, 當(dāng)輸入一個等幅高頻正弦波時, 輸出高頻正弦波的振幅Ucm將隨集電極 電 源 電 壓 的 變 化 而 變 化 。 若 集 電 極 電 源 電 壓 為VCC(t)=VCC0+u(t), 即一個固定直流電壓與一個低頻交流調(diào)制信號之和, 則根據(jù)圖隨著VCC的變化, 使得靜態(tài)工作點左右平移, 從而使動態(tài)線左右平移。 第41頁/共133頁第40頁/共133頁 當(dāng)諧振功放工作在過壓狀態(tài)時, Ucm將發(fā)生變化,

25、 近似有UcmVCC(t)的關(guān)系。如輸入信號為高頻載波cosct, 輸出LC回路調(diào)諧在c上, 則輸出信號可寫成: uo(t)=Ucmcosct=kVCC0+u(t)cosct其中k為比例系數(shù)。 圖是集電極調(diào)幅電路原理圖。 可見, 集電極調(diào)幅電路可以產(chǎn)生且只能產(chǎn)生普通調(diào)幅波, 但必須工作在過壓狀態(tài)。 讀者可以自行分析圖所示基極調(diào)幅電路, 需要注意的是, 基極調(diào)幅電路必須工作在欠壓區(qū)。 第42頁/共133頁第41頁/共133頁第43頁/共133頁第42頁/共133頁第44頁/共133頁第43頁/共133頁 高電平調(diào)幅電路的優(yōu)點是調(diào)幅、 功放合一, 整機效率高, 可直接產(chǎn)生很大功率輸出的調(diào)幅信號,

26、但也有一些缺點和局限性。 一是只能產(chǎn)生普通調(diào)幅信號, 二是調(diào)制線性度差, 例如集電極調(diào)制特性中Ucm與VCC并非完全成線性關(guān)系。 第45頁/共133頁第44頁/共133頁 低電平調(diào)幅電路低電平調(diào)幅電路 模擬乘法器是低電平調(diào)幅電路的常用器件, 它不僅可以實現(xiàn)普通調(diào)幅, 也可以實現(xiàn)雙邊帶調(diào)幅與單邊帶調(diào)幅。 既可以用單片集成模擬乘法器來組成低電平調(diào)幅電路, 也可以直接采用含有模擬乘法器部分的專用集成調(diào)幅電路。 1 單片集成模擬乘法器單片集成模擬乘法器 模擬乘法器可實現(xiàn)輸出電壓為兩個輸入電壓的線性積, 典型應(yīng)用包括：乘、除、平方、均方、倍頻、調(diào)幅、檢波、混頻、 相位檢測等。 單片集成模擬乘法器種類較多

27、, 由于內(nèi)部電路結(jié)構(gòu)不同, 各項參數(shù)指標(biāo)也不同。在選擇時, 應(yīng)注意以下主要參數(shù)：工作頻率范圍、電源電壓、輸入電壓動態(tài)范圍、線性度等。 第46頁/共133頁第45頁/共133頁 現(xiàn)將常用的Motorola公司MC1496/1596(國內(nèi)同類型號是XFC-1596), MC1495/1595(國內(nèi)同類型號是BG314)和MC1494/1594單片模擬乘法器的參數(shù)指標(biāo)簡介如下。 MC14系列與MC15系列的主要區(qū)別在于工作溫度, 前者為070, 后者為-55125。 其余指標(biāo)大部分相同, 個別后者稍好一些。表給出了MC15系列三種型號模擬乘法器的參數(shù)典型值。 第47頁/共133頁第46頁/共133頁

28、第48頁/共133頁第47頁/共133頁 MC1596是以雙差分電路為基礎(chǔ), 在Y輸入通道加入了反饋電阻, 故Y通道輸入電壓動態(tài)范圍較大, X通道輸入電壓動態(tài)范圍很小。圖是MC1596內(nèi)部電路圖。MC1595是在MC1596中增加了X通道線性補償網(wǎng)絡(luò), 使X通道輸入動態(tài)范圍增大。 MC1594是以MC1595為基礎(chǔ), 增加了電壓調(diào)整器和輸出電流放大器。 MC1595和MC1594分別作為第一代和第二代模擬乘法器的典型產(chǎn)品, 線性度很好, 既可用于乘、除等模擬運算, 也可用于調(diào)制、 解調(diào)等頻率變換, 缺點是工作頻率不高。 MC1596工作頻率高, 常用作調(diào)制、 解調(diào)和混頻, 通常X通道作為載波或

29、本振的輸入端, 而調(diào)制信號或已調(diào)波信號從Y通道輸入。當(dāng)X通道輸入是小信號(小于26 mV)時, 輸出信號是X、 Y通道輸入信號的線性乘積。 第49頁/共133頁第48頁/共133頁第50頁/共133頁第49頁/共133頁 當(dāng)X通道輸入是頻率為c的單頻很大信號時(大于260 mV), 根據(jù)雙差分模擬乘法器原理(可參看例5.4), 輸出信號應(yīng)是Y通道輸入信號和雙向開關(guān)函數(shù)K2(ct)的乘積。兩種情況均可實現(xiàn)調(diào)幅。 例 6.2 已知調(diào)制信號u(t)的頻譜范圍為300Hz4000 Hz, 載頻為560kHz?，F(xiàn)采用MC1596進行普通調(diào)幅, 載波信號和調(diào)制信號分別從X、Y通道輸入。若X通道輸入是小信號

30、, 輸出uo(t)=k1uxuy；若X通道輸入是很大信號, uo(t)=k2uyK2(ct)。分析這兩種情況的輸出頻譜。 第51頁/共133頁第50頁/共133頁 解：由于是普通調(diào)幅, 故輸入調(diào)制信號應(yīng)迭加在一直流電壓UY上, 即uy(t)=UY+u(t),顯然, 為使調(diào)制指數(shù)不大于1, UY應(yīng)不小于u(t)的最大振幅。令ux(t)=cosct, 則當(dāng)ux(t)是小信號時, uo(t)=k1(UY+u)cosct=k1UY+當(dāng)ux(t)是很大信號時, uo(t)=k2(UY+u)K2(ct) 根據(jù)第5.3節(jié)的分析, 在前一種情況, uo的頻譜應(yīng)為c和c , 其中是u的全部頻譜, 如圖例6.2(

31、a)所示, 顯然這是普通調(diào)幅信號頻譜。 twuUcYcos)11 (第52頁/共133頁第51頁/共133頁第53頁/共133頁第52頁/共133頁 由于fc=560 kHz, Fmax=4kHz, fcFmax, 所以用帶通濾波器很容易取出其中的普通調(diào)幅信號頻譜而濾除fc的三次及其以上奇次諧波周圍的無用頻譜。 由上面的分析可知, 雖然兩種情況下的輸出頻譜不一樣, 但經(jīng)過帶通濾波后的頻譜就一樣了。但是, 在有些情況下就很難甚至不可能完全濾除無用頻率分量。例如在此例中, 若uo的頻譜為cn, n=1, 2, , 就是如此。讀者可自行分析這種情況。 2 模擬乘法器調(diào)幅電路模擬乘法器調(diào)幅電路 圖是用

32、MC1596組成的普通調(diào)幅電路。由圖可知, X通道兩輸入端、10腳直流電位均為6.V, 可作為載波輸入通道； 第54頁/共133頁第53頁/共133頁第55頁/共133頁第54頁/共133頁 Y通道兩輸入端、腳之間外接有調(diào)零電路, 可通過調(diào)節(jié)50k電位器使腳電位比腳高UY, 調(diào)制信號u(t)與直流電壓UY迭加后輸入Y通道。調(diào)節(jié)電位器可改變調(diào)制指數(shù)Ma。輸出端、12腳外應(yīng)接調(diào)諧于載頻的帶通濾波器。、腳之間外接Y通道負反饋電阻。 采用圖的電路也可以組成雙邊帶調(diào)幅電路, 區(qū)別在于調(diào)節(jié)電位器的目的是為了使Y通道、 腳之間的直流電位差為零, 即Y通道輸入信號僅為交流調(diào)制信號。為了減小流經(jīng)電位器的電流,

33、便于調(diào)零準(zhǔn)確, 可加大兩個750 電阻的阻值, 比如各增大10k。 第56頁/共133頁第55頁/共133頁6.4 檢波電路包絡(luò)檢波電路包絡(luò)檢波電路 包絡(luò)檢波原理如圖所示。其中的非線性器件可以是二極管, 也可以是三極管或場效應(yīng)管, 電路種類也較多。 現(xiàn)以圖所示二極管峰值包絡(luò)檢波器為例進行討論, 其中RC元件組成了低通濾波器。 1. 工作原理工作原理 我們以時域上的波形變化來說明二極管峰值包絡(luò)檢波器的工作原理。 由圖可見, 加在二極管上的正向電壓為u=ui-uo。假定二極管導(dǎo)通電壓為零, 且伏安特性為:第57頁/共133頁第56頁/共133頁第58頁/共133頁第57頁/共133頁 2 性能指標(biāo)

34、性能指標(biāo) 二極管峰值包絡(luò)檢波器的性能指標(biāo)主要有檢波效率、輸入電阻、 惰性失真和底部切割失真幾項。 1) 檢波效率d。由式可知, gD或R越大, 則越小, d越大。如果考慮到二極管的實際導(dǎo)通電壓不為零, 以及充電電流在二極管微變等效電阻上的電壓降等因素, 實際檢波效率比以上公式計算值要小。 2) 等效輸入電阻Ri。 由于二極管在大部分時間處于截止?fàn)顟B(tài), 僅在輸入高頻信號的峰值附近才導(dǎo)通, 所以檢波器的瞬時輸入電阻是變化的。 第59頁/共133頁第58頁/共133頁 檢波器的前級通常是一個調(diào)諧在載頻的高Q值諧振回路, 檢波器相當(dāng)于此諧振回路的負載。 為了研究檢波器對前級諧振回路的影響, 故定義檢波

35、器等效輸入電阻 其中Uim是輸入等幅高頻載波的振幅。 根據(jù)圖若ui是等幅高頻載波, 則流經(jīng)二極管電流應(yīng)是高頻窄尖頂余弦脈沖序列, I1m即為其中基波分量的振幅, 而輸出uo應(yīng)是電平為Uo的直流電壓。 顯然, 檢波器對前級諧振回路等效電阻的影響是并聯(lián)了一個阻值為Ri的電阻。 mimiIUR1第60頁/共133頁第59頁/共133頁第61頁/共133頁第60頁/共133頁 按照第3章尖頂余弦脈沖序列的分析方法, 可以求得I1m與Uim的關(guān)系式, 從而可得到: 上式也可以利用功率守恒的原理求出。 因檢波器輸入功率為, 輸出功率為 , 若忽略二極管上的功率損耗, 則輸入功率應(yīng)與輸出功率相等, 考慮到d

36、1, 由此也可得到式。 R21iimRU221RURUimd220)(第62頁/共133頁第61頁/共133頁 3) 惰性失真。 在調(diào)幅波包絡(luò)線下降部分, 若電容放電速度過慢, 導(dǎo)致uo的下降速率比包絡(luò)線的下降速率慢, 則在緊接其后的一個或幾個高頻周期內(nèi)二極管上為負電壓, 二極管不能導(dǎo)通, 造成uo波形與包絡(luò)線的失真。由于這種失真來源于電容來不及放電的惰性, 故稱為惰性失真。圖給出了惰性失真的波形圖, 在t1t2時間段內(nèi)出現(xiàn)了惰性失真。 要避免惰性失真, 就要保證電容電壓的減小速率在任何一個高頻周期內(nèi)都要大于或等于包絡(luò)線的下降速率。 第63頁/共133頁第62頁/共133頁第64頁/共133頁

37、第63頁/共133頁 單頻調(diào)幅波的包絡(luò)線表達式為： us(t)=Uim(1+Macost) 其下降速率為： 因為電容通過R放電時, 電容電流與電阻電流相同, 即: -ic=iR= ic= 所以電容電壓的減小速率tMUdttdusSimsin)(RudtducccccuRCdtduc1第65頁/共133頁第64頁/共133頁ccuRCdtdu1 在開始放電時刻, 電容電壓uc可近似視為包絡(luò)電壓us, 故避免惰性失真的不等式可寫為: dtduuRCdtdussc1即tMUtMURCaimaimsin)cos1 (1上式又可寫成:tMtRCMtfaScos1sin)(第66頁/共133頁第65頁/共

38、133頁 式即為避免惰性失真應(yīng)該滿足的條件?？梢? 調(diào)幅指數(shù)越大, 調(diào)制信號的頻率越高, 時間常數(shù)RC的允許值越小。 4) 底部切割失真。檢波器輸出uo是在一個直流電壓上迭加了一個交流調(diào)制信號, 故需要用隔直流電容將解調(diào)后的交流調(diào)制信號耦合到下一級進行放大或其它處理。下一級電路的輸入電阻即作為檢波器的實際負載RL, 如圖所示。 為了有效地將檢波后的低頻信號耦合到下一級電路, 要求耦合電容Cc的容抗遠遠小于RL, 所以Cc的值很大。這樣, uo中的直流分量幾乎都落在Cc上, 這個直流分量的大小近似為輸入載波的振幅Uim。所以Cc可等效為一個電壓為Uim的直流電壓源。 此電壓源在R上的分壓為：第6

39、7頁/共133頁第66頁/共133頁 UR= 這意味著檢波器處于穩(wěn)定工作時, 其輸出端R上將存在一個固定電壓UR。當(dāng)輸入調(diào)幅波ui(t)的值小于UR時, 二極管將會截止。 也就是說, 電平小于UR的包絡(luò)線不能被提取出來, 出現(xiàn)了失真, 如圖、(c)所示。由于這種失真出現(xiàn)在調(diào)制信號的底部, 故稱為底部切割失真。 由圖可以看出, 調(diào)幅信號的最小振幅或包絡(luò)線的最小電平為Uim(1-Ma), 所以, 要避免底部切割失真, 必須使包絡(luò)線的最小電平大于或等于UR, 即:imLURRR第68頁/共133頁第67頁/共133頁第69頁/共133頁第68頁/共133頁 其中R指RL與R的并聯(lián)值, 即檢波器的交流

40、負載。式即為避免底部切割失真應(yīng)該滿足的要求。由此式可以看出, 交流負載R與直流負載R越接近, 可允許的調(diào)幅指數(shù)越大。在實際電路中, 有兩種措施可減小交直流負載之間的差別。 一是在檢波器與下一級電路之間插入一級射隨器, 即增大RL的值。二是采用圖所示的改進電路, 將檢波器直流負載R分成R1和R2兩部分。顯然,在直流負載不變的情況下, 改進電路的交流負載 比原電路增大。通常以免分壓過大使輸出到后級的信號減小過多。 LLLRRRRR22, 2 . 01 . 021RR第70頁/共133頁第69頁/共133頁 3 參數(shù)設(shè)計參數(shù)設(shè)計 為了使二極管峰值包絡(luò)檢波器能正常工作, 避免失真, 必須根據(jù)輸入調(diào)幅信

41、號的工作頻率與調(diào)幅指數(shù)以及實際負載RL, 正確選擇二極管和R、C、 Cc的值。 例6.3給出了一個設(shè)計范例。 例 6.3已知普通調(diào)幅信號載頻fc=465kHz, 調(diào)制信號頻率范圍為300 Hz3400 Hz, Ma=0.3, RL=10 k, 如何確定圖所示二極管峰值包絡(luò)檢波器有關(guān)元器件參數(shù)? 解： 一般可按以下步驟進行: 第71頁/共133頁第70頁/共133頁第72頁/共133頁第71頁/共133頁 1) 檢波二極管通常選正向電阻小(500 以下)、 反向電阻大(500k以上)、結(jié)電容小的點接觸型鍺二極管, 注意最高工作頻率應(yīng)滿足要求。 2) RC時間常數(shù)應(yīng)同時滿足以下兩個條件: 電容C對

42、載頻信號應(yīng)近似短路, 故應(yīng)有 , 通常取 ; 為避免惰性失真,應(yīng)有RC 。代入已知條件, 可得(1734)10-6RC0.1510-3 ,1,1ccwRCRcwcwRC105max21aaMM第73頁/共133頁第72頁/共133頁 3) 設(shè) =0.2, 則R1= , R2= 。 為避免底部切割失真, 應(yīng)有Ma , 其中R=R1+ 。 代入已知條件, 可得R63 k。因為檢波器的輸入電阻Ri不應(yīng)太小, 而Ri= , 所以R不能太小。 取R=6k, 另取C=0.01 F, 這樣, RC=0.0610-3, 滿足上一步對時間常數(shù)的要求。 因此, R1=1k, R2=5k。 4) Cc的取值應(yīng)使低頻

43、調(diào)制信號能有效地耦合到RL上, 即滿足:21RR6R65RRRLLRRRR22R21LCRCmin1或CCCCmin1第74頁/共133頁第73頁/共133頁 取 Cc=47F 在集成電路里常采用由三極管包絡(luò)檢波器組成的差分電路, 如圖所示。其工作原理與二極管峰值包絡(luò)檢波器相似, 讀者可自行分析, 注意它的輸入電阻很大。 第75頁/共133頁第74頁/共133頁第76頁/共133頁第75頁/共133頁 同步檢波電路同步檢波電路 圖是用MC1596組成的同步檢波電路。普通調(diào)幅信號或雙邊帶調(diào)幅信號經(jīng)耦合電容后從Y通道、腳輸入,同步信號ur從X通道、10腳輸入。12腳單端輸出后經(jīng)RC的型低通濾波器取

44、出調(diào)制信號uo。 此電路的輸入同步信號可以是小信號, 也可以是很大信號, 分析方法與用作調(diào)幅電路時一樣。 同步檢波電路比包絡(luò)檢波電路復(fù)雜, 而且需要一個同步信號, 但檢波線性性好, 不存在惰性失真和底部切割失真問題。 第77頁/共133頁第76頁/共133頁第78頁/共133頁第77頁/共133頁6.5 混 頻 在通信接收機中, 混頻電路的作用在于將不同載頻的高頻已調(diào)波信號變換為同一個固定載頻(一般稱為中頻)的高頻已調(diào)波信號, 而保持其調(diào)制規(guī)律不變。 例如, 在超外差式廣播接收機中, 把載頻位于535 kHz1605kHz中波波段各電臺的普通調(diào)幅信號變換為中頻為465kHz的普通調(diào)幅信號, 把

45、載頻位于88 MHz10.8MHz的各調(diào)頻臺信號變換為中頻為10.7MHz的調(diào)頻信號, 把載頻位于四十幾兆赫至近千兆赫頻段內(nèi)各電視臺信號變換為中頻為38 MHz的視頻信號。 由于設(shè)計和制作增益高, 選擇性好, 工作頻率較原載頻低的固定中頻放大器比較容易, 所以采用混頻方式可大大提高接收機的性能。 第79頁/共133頁第78頁/共133頁 混頻原理及特點混頻原理及特點 圖是混頻電路組成原理圖?；祛l電路的輸入是載頻為fc的高頻已調(diào)波信號us(t)和頻率為fL的本地正弦波信號(稱為本振信號)uL(t), 輸出是中頻為fI的已調(diào)波信號uI(t)。通常取fI=fL-fc。以輸入是普通調(diào)幅信號為例,若us

46、(t)=Ucm1+ku(t)cos2fct, 本振信號為uL(t)=ULmcos 2fLt, 則輸出中頻調(diào)幅信號為uI(t)=UIm1+ku(t)cos 2fIt?？梢? 調(diào)幅信號頻譜從中心頻率為fc處平移到中心頻率為fI處, 頻譜寬度不變, 包絡(luò)形狀不變。 圖是相應(yīng)的頻譜圖。 第80頁/共133頁第79頁/共133頁第81頁/共133頁第80頁/共133頁 第82頁/共133頁第81頁/共133頁 雖然混頻電路與調(diào)幅電路、檢波電路同屬于線性頻率變換電路, 但它卻有兩個明顯不同的特點: 混頻電路的輸入輸出均為高頻已調(diào)波信號。 由前幾節(jié)的討論可知, 調(diào)幅電路是將低頻調(diào)制信號搬移到高頻段, 檢波電

47、路是將高頻已調(diào)波信號搬移到低頻段, 而混頻電路則是將已調(diào)波信號從一個高頻段搬移到另一個高頻段。 混頻電路通常位于接收機前端, 不但輸入已調(diào)波信號很小, 而且若外來高頻干擾信號能夠通過混頻電路之前的選頻網(wǎng)絡(luò), 則也可能進入混頻電路。選頻網(wǎng)絡(luò)的中心頻率通常是輸入已調(diào)波信號的載頻。 第83頁/共133頁第82頁/共133頁 混頻電路中的非線性器件對于實現(xiàn)頻譜搬移這一功能是必不可少的。 但是另一方面, 其非線性特性不但會產(chǎn)生許多無用的組合頻率分量, 給接收機帶來干擾, 而且會使中頻分量的振幅受到干擾, 這兩類干擾統(tǒng)稱為混頻干擾。它們都會使有用信號產(chǎn)生失真。 由于以上兩個特點, 混頻電路的干擾來源比其它

48、非線性電路要多一些。 分析這些干擾產(chǎn)生的具體原因, 提出減小或避免干擾的措施, 是混頻電路討論中的一個關(guān)鍵問題。 第84頁/共133頁第83頁/共133頁 混頻干擾混頻干擾 混頻電路的輸入除了載頻為fc的已調(diào)波信號us和頻率為fL的本振信號uL之外, 還可能有從天線進來的外來干擾信號。 外來干擾信號包括其它發(fā)射機發(fā)出的已調(diào)波信號和各種噪聲。 假定有兩個外來干擾信號un1和un2, 設(shè)其頻率分別為fn1和fn2。 us、uL和un1、un2以下分別簡稱為信號、本振和外來干擾。 假定混頻電路中的非線性器件為晶體管, 其轉(zhuǎn)移特性為:i=a0+a1u+a2u2+a3u3+a4u4+ 其 中 u = u

49、s+ uL+ un 1+ un 2= Usc o s2 fc t+ ULc o s 2fLt+Un1cos2fn1t+Un2cos 2fn2t第85頁/共133頁第84頁/共133頁 參照第5章第5.2節(jié)例53的分析, 晶體管輸出的所有組合頻率分量為: f=|pfLqfcrfn1sfn2|, p、 q、 r、 s=0, 1, 2, 在這些組合頻率分量中, 只有p=q=1, r=s=0對應(yīng)的頻率分量fI=fL-fc才是有用的中頻, 其余均是無用分量。若其中某些無用組合頻率分量剛好位于中頻附近, 能夠順利通過混頻器內(nèi)中心頻率為fI的帶通濾波器, 就可以經(jīng)中放、檢波后對有用解調(diào)信號進行干擾, 產(chǎn)生失

50、真。另外, 由冪級數(shù)分析法可知, p、q、r、 s值越小所對應(yīng)的組合頻率分量的振幅越大, 相應(yīng)的無用組合頻率分量產(chǎn)生的干擾就越大。 第86頁/共133頁第85頁/共133頁 p、q、 r、 s值較大所對應(yīng)的組合頻率分量的干擾可忽略。 那么, 滿足這兩個條件的無用組合頻率分量有哪些呢?它們的來源又是什么呢? 下面以音頻調(diào)幅信號為例, 對混頻干擾的幾種不同形式和來源進行討論, 最后給出了解決措施。 1. 信號和本振產(chǎn)生的組合頻率干擾信號和本振產(chǎn)生的組合頻率干擾 先不考慮外來干擾的影響。 若信號和本振產(chǎn)生的組合頻率分量滿足 |pfLqfc|=fI 式中F為音頻, 則此組合頻率分量能夠產(chǎn)生干擾。 第8

51、7頁/共133頁第86頁/共133頁 例如, 當(dāng)fc=931 kHz, fL=1396 kHz, fI=465kHz時, 對應(yīng)于p=1, q=2的組合頻率分量為: |1396-2931|=466(kHz)=465(kHz)+1(kHz) 466 kHz的無用頻率分量在通過中放后, 與中頻為465 kHz的調(diào)幅信號一起進入檢波器中的非線性器件, 會產(chǎn)生1kHz的差拍干擾, 經(jīng)揚聲器輸出后類似于哨聲, 故稱這種干擾為干擾哨聲。 2 一個外來干擾和本振產(chǎn)生的組合頻率干擾一個外來干擾和本振產(chǎn)生的組合頻率干擾 若外來干擾和本振產(chǎn)生的無用組合頻率分量滿足第88頁/共133頁第87頁/共133頁 |pfLr

52、fn1|=fI, p、 r=0, 1, 2, 則也會產(chǎn)生干擾作用。通常將這類組合頻率干擾稱為寄生通道干擾, 其中中頻干擾和鏡頻干擾兩種寄生通道干擾由于對應(yīng)的p、 r值很小, 故造成的影響很大, 需要特別引起重視。 1) 中頻干擾。 當(dāng)p=0, r=1時, fn1=fI, 即外來干擾頻率與中頻相同。例如中頻為465kHz, 則同樣頻率的外來干擾即為中頻干擾的來源。 2) 鏡頻干擾。 當(dāng)p=r=1時, fn1=fL+fI。因為fc=fL-fI, 所以fn1與fc在頻率軸上對稱分列于fL的兩旁, 互為鏡像, 故稱fn1為鏡像頻率(簡稱鏡頻)。 第89頁/共133頁第88頁/共133頁 例如fI=46

53、5 kHz, fc=1MHz,則鏡頻為1930kHz。若外來干擾中含有1930kHz的鏡頻, 就會產(chǎn)生鏡頻干擾。 3 兩個外來干擾和本振產(chǎn)生的組合頻率干擾兩個外來干擾和本振產(chǎn)生的組合頻率干擾 若兩個外來干擾能夠進入混頻電路, 并且和本振共同產(chǎn)生的組合頻率分量滿足 |fLrfn1sfn2|=fI 則也會產(chǎn)生干擾作用, 通常稱為互相調(diào)制干擾(簡稱互調(diào)干擾)。 其中r=1, s=2和r=2, s=1 兩個組合頻率分量影響最大, 由于r+s=3, 故稱為三階互調(diào)干擾。顯然, 其中兩個外來干擾頻率與載頻的關(guān)系分別為: 第90頁/共133頁第89頁/共133頁 -fn1+2fn2=fc 2fn1-fn2=

54、fc令式中Us=0, 經(jīng)分析可知, 這兩個組合頻率分量均是從四次方項a4u4中產(chǎn)生, 振幅分別是 a4Un1U2n2UL和 a4U2n1Un2UL。 例如fI=465kHz, 若在接收fc=16 MHz的調(diào)幅信號時, 如果有兩個頻率分別為159MHz和158MHz的外來干擾也能通過選頻網(wǎng)絡(luò)進入混頻電路, 就會產(chǎn)生三階互調(diào)干擾。實際上, 互調(diào)干擾的產(chǎn)生與有沒有信號無關(guān), 只取決于滿足式的外來干擾能否進入混頻電路。 2323第91頁/共133頁第90頁/共133頁 4 外來干擾和信號、外來干擾和信號、 本振產(chǎn)生的交叉調(diào)制干擾本振產(chǎn)生的交叉調(diào)制干擾 在式中, 若設(shè)u=us+uL+un, 在輸出電流表

55、達式中, 偶次方項均會產(chǎn)生中頻分量, 其中四次方項a4u4產(chǎn)生的中頻分量為3a4UsU2nULcos 2(fL-fc)t。顯然, 這個中頻分量與二次方項a2u2產(chǎn)生的有用中頻分量a2UsULcos2(fL-fc)t不同, 因為它的振幅是受外來干擾un的振幅Un控制的。若Un是交變信號, 則此中頻分量就會如同一個干擾迭加在有用中頻分量上。通常稱這種干擾為交叉調(diào)制干擾(簡稱交調(diào)干擾)。 其中由四次方項產(chǎn)生的稱為三階交調(diào)干擾。雖然四次以上偶次方項也會產(chǎn)生交調(diào)干擾, 但影響較弱。 第92頁/共133頁第91頁/共133頁 交調(diào)干擾有兩個特點: 一是當(dāng)信號消失, 即us=0, 則它也消失；二是能否產(chǎn)生交

56、調(diào)干擾與外來干擾的頻率無關(guān), 只取決于此外來干擾能否順利通過混頻電路之前的選頻網(wǎng)絡(luò)。顯然, 能產(chǎn)生交調(diào)干擾和互調(diào)干擾的外來干擾頻率都靠近信號載頻。 例如, 混頻電路之前的選頻網(wǎng)絡(luò)帶寬為10 kHz, 若fc=560 kHz, 則位于555 kHz565kHz范圍內(nèi)的外來干擾都可能產(chǎn)生三階交調(diào)干擾。 5 包絡(luò)失真和強信號阻塞干擾包絡(luò)失真和強信號阻塞干擾 在式中, 若設(shè)u=us+uL, 則在輸出電流表達式中, 電壓偶次方項均會產(chǎn)生中頻分量。 其中二次方項產(chǎn)生的振幅為a2UsUL, 四次方項產(chǎn)生的振幅為 a4(U3LUs+ULU3s)。 第93頁/共133頁第92頁/共133頁 可見, 實際中頻分量

57、振幅并非與信號振幅Us成正比。Us越大, 失真越嚴(yán)重。因為Us就是已調(diào)波的包絡(luò), 所以稱此為包絡(luò)失真。若Us太大, 包絡(luò)失真太嚴(yán)重, 使晶體管進入飽和區(qū)或截止區(qū), 則無法將調(diào)制信號解調(diào)出來, 通常稱這種現(xiàn)象為強信號阻塞干擾。 第94頁/共133頁第93頁/共133頁 6 減小或避免混頻干擾的措施減小或避免混頻干擾的措施 從以上分析可知, 產(chǎn)生混頻干擾的根本原因是器件的非線性特性。 混頻干擾又可分成兩類, 一類是由于非線性特性產(chǎn)生了眾多無用組合頻率分量而引起的, 另一類是由于非線性特性產(chǎn)生了一些受外來干擾控制或與調(diào)制信號不成線性關(guān)系的有用頻率分量而引起的。 針對混頻干擾產(chǎn)生的具體原因, 可以采取

58、以下三個方面的措施來減小或避免。 (1) 選擇合適的中頻。如果將中頻選在接收信號頻段之外, 可以避免中頻干擾和最強的干擾哨聲。比如對于535kHz1605kHz的中波波段, 中頻選為465kHz, 則產(chǎn)生中頻干擾的465 kHz外來干擾無法通過混頻電路之前的選頻網(wǎng)絡(luò)。 第95頁/共133頁第94頁/共133頁 另外, 從式可看出, 來源于p=0, q=1分量最強的干擾哨聲要求fc與fI的差值在音頻范圍內(nèi), 這個條件在整個中波波段都不會滿足。尤其是采用高中頻(中頻高于接收信號頻段), 還可以避免鏡頻干擾和其它一些寄生通道干擾。 (2) 提高混頻電路之前選頻網(wǎng)絡(luò)的選擇性, 減少進入混頻電路的外來干

59、擾, 這樣可減小交調(diào)干擾和互調(diào)干擾。對于鏡頻可采用陷波電路將它濾掉。 (3) 采用具有平方律特性的場效應(yīng)管、 模擬乘法器或利用平衡抵消原理組成的平衡混頻電路或環(huán)形混頻電路, 可以大大減少無用組合頻率分量的數(shù)目, 尤其是靠近有用頻譜的無用組合頻率分量, 從而降低了各種組合頻率干擾產(chǎn)生的可能性。 第96頁/共133頁第95頁/共133頁 混頻電路混頻電路 晶體管混頻電路具有增益高、噪聲低的優(yōu)點, 但混頻干擾大。場效應(yīng)管混頻電路由于其平方律特性, 受混頻干擾小。 二極管平衡和環(huán)行混頻電路結(jié)構(gòu)簡單, 噪聲低, 受混頻干擾小, 工作頻率高(可達近千兆赫)。采用模擬乘法器組成的集成混頻電路, 不但受混頻干

60、擾小, 而且調(diào)整容易, 輸入信號動態(tài)范圍較大。 1 晶體管混頻電路晶體管混頻電路 圖6.53是晶體管混頻電路原理圖。 圖中L1C1調(diào)諧于輸入信號us的載頻fc, L2C2調(diào)諧于中頻fI, 本振uL與VBB0迭加后作為偏置電壓。 第97頁/共133頁第96頁/共133頁第98頁/共133頁第97頁/共133頁 由于us振幅很小, uL振幅較大, 所以可視為線性時變工作狀態(tài)。采用5.3節(jié)的分析方法, 參照式可以看到, iC中含有的組合頻率分量為: |nfLfc|, n=0, 1, 2 其中中頻電流分量為: iI= g1Uscos 2fIt, fI=fL-fc 上式中Us是us的振幅, g1是晶體管