【基于5G通信的方向圖可重構(gòu)天線的設(shè)計16000字（論文）】

基于5G通信的方向圖可重構(gòu)天線的設(shè)計【摘要】本文基于國內(nèi)現(xiàn)行5G通信的3.4GHz~3.6GHz頻段，研制一種可重新配置的定向天線。主要的工作包括：第一，設(shè)計了一款工作頻率為3.4GHz~3.6GHz的雙極化天線。該天線具有結(jié)構(gòu)簡單、設(shè)計簡便、可以同時輻射或者接受兩種相互垂直方向的電磁波，常用做基站天線單元。本文分析了偶極子天線各個參數(shù)對天線性能的影響，選擇使性能最優(yōu)的尺寸，實驗表明，在3.4GHz至3.6GHz頻段范圍內(nèi)，其電壓駐波比在1.5以下，且兩個端口間的間隔距離超過30dB。第二，采用3.4GHz~3.6GHz工作頻率的反射型移相器及一分四功分器，經(jīng)實驗證明，在3.4GHz~3.6GHz下，移相器的相位連續(xù)變化為210度，插入損耗在1.5dB至3.5dB之間，當(dāng)電壓為0-20V時，其回聲損失值均低于-15dB；功分器的輸入端在3.4GHz至3.6GHz之間的回波損失在-15dB以下，插入損失在-6.2dB，在輸出端的回波損失都在-20dB以下，并且在20dB以上。第三，將前文設(shè)計好的雙極化天線作為陣列單元進(jìn)行組陣仿真，通過對移相器與功分器的級聯(lián)模擬，構(gòu)成了天線陣列的饋電部件，根據(jù)天線陣元的間距對饋電網(wǎng)絡(luò)的制版布局進(jìn)行調(diào)整，饋電網(wǎng)絡(luò)的輸出端口通過底饋方式對天線陣的各個單元進(jìn)行饋電，饋電網(wǎng)絡(luò)和天線陣共用一個接地板，將加工好的天線單元實物按陣列仿真排列與饋電網(wǎng)絡(luò)焊接組合了一個可重構(gòu)的天線，并對其進(jìn)行了測試。實驗結(jié)果顯示，在工作頻域內(nèi)的天線方向圖內(nèi)可實現(xiàn)空間±30°掃描。關(guān)鍵詞：方向圖可重構(gòu)；5G通信；反射式移相器；偶極子天線目錄215341緒論 緒論1.1研究背景及意義目前5G通訊由FR1和FR2兩大頻段組成。頻域FR1，也就是一般所說的5GSub-6GHz(450至6千兆赫）頻帶，而FR2(24.25至52.6GHz）為5G毫米波段。在第四代移動通信技術(shù)（4G）向5G過渡的今天，F(xiàn)R1依然是Sub-6GHz。由于無線通訊的功能、應(yīng)用場景的多樣性，新一代的移動通訊對頻譜資源提出了更高的要求，從二代到五代，所需的頻譜資源日益匱乏；為了達(dá)到最大限度的利用頻譜資源，必須采用MIMO技術(shù)來提高天線的數(shù)目，但是由于天線數(shù)目的增加，會使得系統(tǒng)的設(shè)計更加復(fù)雜，而且會產(chǎn)生大量的電磁干擾，從而阻礙了現(xiàn)代無線通訊技術(shù)的智能化、小型化和低成本的發(fā)展。為了解決以上問題，可重構(gòu)天線是一種有效的方法?？芍貥?gòu)天線按重構(gòu)參數(shù)可劃分為：可重構(gòu)天線、極化可重構(gòu)天線、方向圖可重構(gòu)天線、多重參數(shù)可重構(gòu)天線。在各種條件下，需要使用不同的通訊方法，并簡要介紹了一些較為成熟的無線通訊技術(shù)。可重組天線具有降低成本、提高信息傳輸效率、提高頻譜利用率、有效保障通信系統(tǒng)容量、降低信道衰落、提高接收端信噪比、提高系統(tǒng)性能、提高傳輸品質(zhì)、增加用戶通信業(yè)務(wù)等功能。所以，目前可重構(gòu)天線已成為當(dāng)今天線領(lǐng)域的一個熱點?？芍嘏渲玫亩ㄏ蛱炀€能夠?qū)崿F(xiàn)對天線波束的控制，使天線最大輻射方向指向特定位置，也可以抑制無用信號方向的輻射或者輻射出特殊形狀的方向圖等功能，方向圖可重構(gòu)天線可以提高通信質(zhì)量，節(jié)約系統(tǒng)能量和避開干擾源等優(yōu)勢，被廣泛應(yīng)用。通過改變天線輻射元件的結(jié)構(gòu)，可以實現(xiàn)定向圖的可重構(gòu)；利用切換元件，改變天線輻射元件表面的電流通路；通過對陣列進(jìn)行組合，通過改變天線的相位差異，可以實現(xiàn)方向圖的重構(gòu)。本文提出了一種利用組合天線的方式來實現(xiàn)方向圖的可重構(gòu)。移相網(wǎng)絡(luò)的設(shè)計是實現(xiàn)天線方向圖可重構(gòu)的重要因素，常用的移相網(wǎng)絡(luò)有巴特勒矩陣，反射移相器，等等。巴特勒矩陣的輸出是固定的，天線方向圖難以根據(jù)所需角度靈活調(diào)節(jié)；反射式移相器具有相位連續(xù)可調(diào)的優(yōu)點被廣泛應(yīng)用，使天線方向圖能夠靈活調(diào)節(jié)。相比于傳統(tǒng)的相控陣是通過復(fù)雜的FPGA算法來進(jìn)行中頻移相或射頻移相實現(xiàn)方向圖的波束控制，本文設(shè)計的天線陣采用反射式移相器作為天線陣的移相網(wǎng)絡(luò)實現(xiàn)方便，制作成本低，具有很大的發(fā)展前景。1.2本文的研究內(nèi)容和主要工作本文基于國內(nèi)現(xiàn)行5G通信的3.4GHz~3.6GHz頻段，設(shè)計了一款雙極化天線，對交叉偶極子天線進(jìn)行陣列仿真，通過改變電壓值實現(xiàn)方向圖可重構(gòu)天線，相比于傳統(tǒng)的相控陣是通過中頻移相或射頻移相，本論文所設(shè)計的陣列可以藉由改變電壓值而使之可重新配置。這種天線是由四個單元組成的，移相網(wǎng)絡(luò)、功分網(wǎng)絡(luò)組成；該移相電路采用的是反射型移相器，而反射型移相器則是將變?nèi)荻O管加到方向耦合器的聯(lián)接和直通端，通過改變其偏壓來改變相位；功分網(wǎng)絡(luò)是一分四Wilkinson功分器，Wilkinson功分器具有結(jié)構(gòu)簡單、易加工、高隔離度等優(yōu)點。主要工作有以下幾個方面：第一，確定了一款用于5G通信的雙極化天線。交叉偶極子天線結(jié)構(gòu)簡單設(shè)計方便，可以同時輻射或者接受兩種相互垂直方向的電磁波，常用做基站天線單元。本文就偶極天線的各項參數(shù)對其性能的影響進(jìn)行了分析。選擇使性能最優(yōu)的尺寸，實驗表明，在3.4GHz至3.6GHz頻段范圍內(nèi)，其電壓駐波比在1.5以下，且兩個端口間的間隔距離超過30dB。第二，設(shè)計制作了工作頻率在3.4GHz~3.6GHz內(nèi)的反射式移相器和一分四功分器，測試結(jié)果表明，移相器在頻率3.4GHz~3.6?GHz上，可獲得210°連續(xù)相位變化，插入損耗在1.5dB~3.5dB內(nèi)變化，電壓在0~20V內(nèi)變化時雙口回波損失在-15dB以下；功分器的輸入端在3.4GHz至3.6GHz之間的回波損失在-15dB以下，插入損失在-6.2dB，在輸出端的回波損失都在-20dB以下，并且在20dB以上。第三，將前文設(shè)計好的雙極化天線作為陣列單元進(jìn)行組陣仿真，通過對移相器與功分器的級聯(lián)模擬，構(gòu)成了天線陣列的饋電部件，根據(jù)天線陣元的間距對饋電網(wǎng)絡(luò)的制版布局進(jìn)行調(diào)整，饋電網(wǎng)絡(luò)的輸出端口通過底饋方式對天線陣的各單位進(jìn)行饋電，饋電網(wǎng)與天線陣共用一層接地，將加工后的天線單元按照陣列模擬的方式與饋電網(wǎng)焊接構(gòu)成并進(jìn)行了測試。實驗證明，該方法能在工作頻段上進(jìn)行空間30度的掃描。2天線單元的設(shè)計基地臺天線是采用±45度的雙極化天線，它可以同時發(fā)射或接收兩種垂直方向的電磁波，利用極化分集可以提高系統(tǒng)的通訊能力，并能很好地解決多徑衰落的問題。目前，使用最多的雙極化天線是以雙對偶極天線和饋電結(jié)構(gòu)和反射板構(gòu)成。本文針對5G室內(nèi)覆蓋方案中的室內(nèi)基站天線需求，設(shè)計了適合5G波段的雙極化方向天線，并給出了一種結(jié)構(gòu)簡單、工藝復(fù)雜、易于實現(xiàn)的雙極交叉偶極天線，其工作波段可以覆蓋目前5G商用5G波段（3.4~3.6GHz）。利用AnsysHFSS的高頻電磁模擬軟件對其進(jìn)行了模擬，得到了最佳的模擬結(jié)果。2.1偶極子天線偶極天線也被稱作對稱子天線［24］(SymmetricalCenter-FedDipoleAntenna)，其結(jié)構(gòu)如圖3.1所示，中間是天線的饋電部分，輻射部分為兩根等長的直導(dǎo)體，每根直導(dǎo)體可以看作天線的一個臂。偶極子天線作為一種常見的傳統(tǒng)的、實用的天線被廣泛地運用到了各種領(lǐng)域，并在此基礎(chǔ)上發(fā)展出了大量的實際應(yīng)用。對稱振動器可以水平放置，也可以垂直放置。圖2.1對稱振子的結(jié)構(gòu)及其電流和輻射場的原理圖可以將偶極子天線看成終端開路向兩邊張開的傳輸線，開路傳輸線的電流分布接近于正弦駐波分布。將偶極子天線的饋源看作原點，兩個輻射臂沿z軸排列，則偶極子天線上的電流分布可以表示為關(guān)于z的函數(shù) （2.1）式中為電流波腹點的復(fù)振幅，為相移常數(shù),是稱陣子天線單個臂的長度。半波對稱振子天線的振子臂長度為λ/2。在上述公式（2.1）中加入這些參數(shù)，半波振子的電流分布如下： （2.2）利用上述公式，利用迭加原理，對偶極天線輻射進(jìn)行了計算。將偶極子天線看成由長度dz的電基本振子天線連接而成，dz這一小段天線上的電流等幅同相，沿著z軸的電流振幅按上式（2.2）正弦分布。通過對電基振子輻射場的積分計算，得到了電基振子的輻射分布。 （2.3）偶極子天線的標(biāo)準(zhǔn)化電場強度曲線可以由公式（3.3）繪制，其中H平面（θ=90度）的極坐標(biāo)為圓形；在E面（φ是常量），輻射場強度隨角θ而改變，在θ=±90°時，電場強度最大，極坐標(biāo)曲線為“∞”。2.2饋電巴倫“巴倫(Balun)”是一種把不對稱的同軸變換成一種能使兩根線均衡的裝置。如果同軸與偶極天線直接連接，則在圖2.2中，天線的右臂上的電流與同軸內(nèi)的導(dǎo)線電流相同，而在同軸的外側(cè)導(dǎo)線上的電流則分別流向天線的左、同軸線。在這種情況下，天線兩端的電流不均勻，從而導(dǎo)致天線的方向圖發(fā)生畸變。最大輻射方向偏離軸線。不平衡饋電會造成半波偶極子相位中心側(cè)向偏移，使次級波束偏離軸線。在同軸線和偶極天線間增加一個平衡-非均衡變換器，以確保同軸線的均衡。常用的巴倫結(jié)構(gòu)如下：（a）一種扼流式巴倫，其在同軸線的外導(dǎo)體外側(cè)加上一根長度為的金屬圓柱，圓柱的下端與同軸線的外導(dǎo)體相連，上端開路；(b)為漸變微帶巴倫，上下導(dǎo)體分別印刷在介質(zhì)板兩面，其長度為，寬度按特定規(guī)律變化以改變各點特性阻抗；(c)為U型管巴倫，主要由彎成曲線像英文字母“U”的長同軸線組成，其工作原理為傳輸線理論中半波長的長線兩端電流或電壓等值反向；(d)為分支導(dǎo)體型巴倫，用長的等規(guī)格同軸線或等粗的金屬管，底端與同軸線外導(dǎo)體相連、頂端與同軸線內(nèi)導(dǎo)體相連；(e)為分支導(dǎo)體型巴倫等效電路；(f)為開槽巴倫，它是在以空氣為介質(zhì)的硬同軸線外導(dǎo)體上開兩條長度為的窄縫，對稱振子天線的左臂與窄縫外部導(dǎo)線連接在左邊同軸線上，而對稱振子天線的右臂連接在同軸線上的內(nèi)部導(dǎo)線和位于狹窄縫隙右側(cè)的同軸線上。圖2.2直接連接到偶極天線的同軸(a)扼流套型巴倫(b)漸變微帶巴倫(c)U型管巴倫(d)分支導(dǎo)體型巴倫(e)分支導(dǎo)體型巴倫等效電路(f)開槽巴倫圖2.3巴倫結(jié)構(gòu)示意圖2.3天線設(shè)計2.3.1天線結(jié)構(gòu)圖2.4天線結(jié)構(gòu)圖本章提出一種具有5Gn78波段工作頻率的±45度偏振型交叉偶極子天線，可用作室內(nèi)基地臺天線。天線的構(gòu)造類似于圖2.4，它是由兩塊印制的振蕩器介電片垂直嵌套構(gòu)成，其下部是一個圓形的金屬反射片；兩片介電板具有從上到下、從下到上的互補的縱向矩形凹槽，可以實現(xiàn)兩片介電片的垂直嵌套。該天線采用兩條50歐姆的同軸供電，1號為+45度，2號為-45度。以40毫米半徑的金屬片作反光片。采用FR4片，其介電系數(shù)為4.4，厚度0.6mm，損失角度為0.02。圖2.5給出了印刷振子的結(jié)構(gòu)圖，綠色為介質(zhì)板正面金屬，藍(lán)色為戒指吧那背面金屬，紅色為金屬通孔。該媒體板的前部是一種帶有波紋的微帶線，它利用微帶線的寬度來調(diào)整阻抗，從而使天線的帶寬變得更寬。Г形微帶線的末端通過金屬通孔與介質(zhì)背面的振子的一個臂直接相連，它的下端與一個50歐姆同軸的天線饋送相連；在介電板的背面，印有兩個長方形的微型饋電巴倫，巴倫上端與振子的兩個臂相連，下端接地。巴倫的高度通常是1/4的中央頻率。圖2.5印刷陣子在一個印刷振子上開有縫隙1，另外一片印制電路板上有一條縫2，兩條縫是互補的，用插頭使兩條電路板巴倫彼此垂直。3.3.2天線仿真使用ANSYSHFSS軟件對單個印刷振子天線進(jìn)行了仿真［26］，通過理論計算來設(shè)置振子臂長和高度的初始值。半波振子天線的單臂長度是以3.5GHz為基準(zhǔn)，如果它在自由空間內(nèi)傳播，它的工作波長大約是82毫米，如果它在FR4中傳播，它的工作波長大約是40毫米。由于振子天線中含有媒體和自由空間，因此振子天線的臂長度應(yīng)該在10毫米至21毫米之間，并將二者的平均值15.5毫米作為打印振子臂長度的初始值。在FR4介電板上，其具有4.4的相對介電常數(shù)和0.6mm的厚度，通過輔助軟件計算出四分之一波長微帶線對應(yīng)的導(dǎo)納波長約為11.8mm，設(shè)置振子距離反射板高度的初始值為11.8mm。圖2.6微帶線計算工具根據(jù)天線參數(shù)的初始值進(jìn)行建模如圖2.7，通過模擬和分析，得到了一種具有較低共振頻率的天線模型。圖2.7天線模型圖2.8天線初始仿真結(jié)果為了使得天線各方面的性能達(dá)到最佳，需要對天線的尺寸參數(shù)進(jìn)行優(yōu)化，對于對稱振子天線來說，天線的振子臂長影響其頻點的位置。如在圖2.9中所示，顯示出不同的天線臂長度L1對S11參數(shù)的影響。模擬計算表明，當(dāng)L1增加時，共振點會朝較低的頻率方向運動。通過調(diào)節(jié)天線臂長，使其諧振點在需要的頻點，根據(jù)仿真結(jié)果選擇天線臂長為14.9mm。圖2.9S11隨L1的變化接下來分析振子距離反射板的高度H1對天線回波損耗和增益的影響，如圖3.10。當(dāng)高度H1變化時饋電巴倫的長度會改變，會對天線產(chǎn)生影響，但從其仿真結(jié)果來看天線高度的這種改變對反射損失的影響很小。圖2.10(b)為天線增益隨高度變化的曲線，根據(jù)天線的回波損耗及增益的仿真結(jié)果，選取高度H1為11.9mm。(a)S11隨h1的變化(b)增益隨h1的變化圖2.10振子高度對天線性能的影響微帶線的線寬影響其特性阻抗，為了使天線能夠和50歐姆阻抗匹配，需要調(diào)節(jié)Г形微帶線的線寬，模擬結(jié)果顯示，微帶線寬度對電路的回波損失有很大的影響，采用最優(yōu)的方法選擇了最小的線性寬度。圖2.11S11隨微帶線寬的變化(a)S11隨反射板大小的變化(b)反射板對方向圖的影響圖2.12反射板對天線性能的影響圖2.12示出了反射器對天線的性能的影響，如圖2.12A所示，通過改變反射片的尺寸，可以使天線共振頻率發(fā)生變化，并調(diào)整其阻抗帶寬，如果天線反射片太小，則天線阻抗匹配不佳；天線的共振特性隨反射片的增加而提高，而當(dāng)反射片增加到一定程度后，其共振特性的影響會趨于穩(wěn)定。同時，反射器的主要功能是控制天線的方向輻射效應(yīng)，如圖2.12B所示，天線的反射片越小，天線后瓣的輻射越大，就越不能達(dá)到方向輻射；當(dāng)反射片增加時，天線的匹配會更好，而后瓣的輻射會降低，半功率波束寬度變窄，增益變大，天線定向輻射性能變好?？紤]到天線的性能及大小最終選取天線反射板的半徑為40mm。單個天線仿真完成后，將兩個印刷偶極子交叉放置如圖2.4，以實現(xiàn)±45°雙極化。對交叉偶極子進(jìn)行仿真，最后，在頻帶（3.4GHz至3.6GHz）范圍內(nèi)，兩個端口的電壓駐波比都小于1.65，并且兩個端口的電壓駐波（例如，圖2.13)，綜上結(jié)果可說明天線端口具有良好的匹配效果。圖2.13雙端電壓駐波比圖2.14的端口間隔在雙極化天線中，端口之間的隔離程度也是衡量其性能的一個關(guān)鍵因素。圖2.14是兩個端口間的間隔S21的頻率變化曲線，如上圖所示，在3.4GHz至3.6GHz的端口間間隔都小于-25dB，并且在帶寬范圍內(nèi)的波動幅度小于1dB，其具有良好的隔離效果，減小了兩個端口之間的電磁耦合。圖2.15的頻譜增益曲線圖2.15示出了該天線裝置的增益與頻率的關(guān)系曲線，如圖所示，它的增益在3.4GHz至3.6GHz之間都超過8dBi，并且具有良好的帶寬內(nèi)部增益一致性?？梢钥闯鎏炀€遠(yuǎn)場輻射的性能較為優(yōu)異。(a)天線E面和H面(b)天線3D方向圖圖2.16天線輻射場圖2.16是天線在最大輻射方向上具有8.3dB和60°半功率瓣寬的天線遠(yuǎn)區(qū)輻射場，天線前后比為13.8dB。2.4天線實物測試針對HFSS中的天線模擬參數(shù)，通過實際加工與試驗，對該天線的性能進(jìn)行了檢驗。對兩個天線的印制諧振片和反射片進(jìn)行了加工，按照仿真模型放置，將反射板和印刷振子的接地進(jìn)行焊接；反射板上有兩個半徑1.5mm的通孔，同軸線由通孔穿過反射板，內(nèi)導(dǎo)體與Г形微帶線焊接，外導(dǎo)體與接地焊接，在圖2.17中顯示了最后的天線實體。圖2.17天線實物圖在天線實際加工完畢后，先用矢量網(wǎng)絡(luò)分析儀對天線的S參數(shù)進(jìn)行測量，在進(jìn)行測量之前，必須對矢量網(wǎng)絡(luò)分析儀進(jìn)行端口校準(zhǔn)，這次的矢量網(wǎng)絡(luò)分析儀采用了兩個端口，所以必須進(jìn)行兩個端口的校準(zhǔn)，第一個端口是開路校準(zhǔn)，短路校準(zhǔn)，負(fù)載校準(zhǔn)，校準(zhǔn)結(jié)束后，矢量網(wǎng)絡(luò)分析器的校準(zhǔn)就完成了。在完成校正之后，首先對矢量網(wǎng)絡(luò)分析器的兩個端口進(jìn)行了直接的檢測，在通道損失約為0.001左右時，利用矢量網(wǎng)絡(luò)分析器進(jìn)行試驗，并將矢量網(wǎng)絡(luò)分析器的兩個端口連接到天線的兩個饋源，以進(jìn)行S參數(shù)的測量。圖2.18是一個測試環(huán)境，用于天線S參數(shù)。圖2.18S參數(shù)測試環(huán)境試驗結(jié)果如下：在圖2.19A中，在3.5GHz的情況下，在-23.8dB的回聲損失，在3.4GHz到3.6GHz的帶寬中，在-15dB以下；圖2.19(b)是在3.5GHz頻率-25.2dB的天線2端口的試驗結(jié)果，在3.4GHz~3.6GHz帶寬內(nèi)回波損耗小于-15dB，電壓駐波比小于1.5；圖2.19(c)是經(jīng)試驗的間隔超過30dB的兩個端口間的隔離程度；通過對天線S參數(shù)的試驗，可以達(dá)到預(yù)期的效果。(a)端口回波損耗(b)端口回波損耗(c)端口隔離度圖2.19天線S參數(shù)測試結(jié)果矢量網(wǎng)絡(luò)分析儀測完天線的S參數(shù)后，測試天線的增益和方向圖。通常采用旋轉(zhuǎn)天線法測量方位圖，旋轉(zhuǎn)天線法測量儀器通常是由待測天線、輔助接受天線、轉(zhuǎn)臺、信號源和接收機組成；測量增益的方法包括：比較法、雙天線法、三同天線法、利用方向圖推算增益法。天線增益和方向圖的測試需要在遠(yuǎn)場條件下進(jìn)行，在天線遠(yuǎn)場試驗中，常用的是微波暗室；微波暗室是一個仿生的自由空間，周圍用吸波材料包裹，里面有兩種設(shè)備，一種是發(fā)射天線，一種是接收臺，放置被測天線，暗室控制系統(tǒng)放在暗室外，通過計算機操作測試轉(zhuǎn)臺的轉(zhuǎn)動，在圖2.20中顯示了測試環(huán)境。在遠(yuǎn)距離試驗中，選用與待測頻率相同的喇叭天線作為發(fā)射天線，將測試的天線的最大輻射方向與喇叭天線對齊，且收發(fā)極化方式相同，架設(shè)完成后開始測試，由計算機分析天線測試過程中接收機的信號幅值大小，用軟件對其進(jìn)行測試，得到了一種標(biāo)準(zhǔn)化的天線。將標(biāo)準(zhǔn)天線和被測天線的實測值進(jìn)行了對比，并將其與被測天線的實測值進(jìn)行了對比。 （2.4）在公式（3.4）中，對于被測量的天線增益和標(biāo)準(zhǔn)的擴音器增益，在所述揚聲器上印刷有一個標(biāo)準(zhǔn)的揚聲器的增益，用于接收被測量的天線的功率，而對于標(biāo)準(zhǔn)的揚聲器的接收功率。2.5本章小結(jié)本章介紹了偶極子天線的工作原理及特性，分析同軸線對偶極子天線進(jìn)行饋電時的電流不平衡，介紹了巴倫的作用及幾種常見的巴倫結(jié)構(gòu)；根據(jù)偶極子天線和巴倫的理論，設(shè)計出工作頻率為5G通信的3.4GHz~3.6GHz頻段的交叉偶極子天線，并進(jìn)行仿真優(yōu)化。3移相網(wǎng)絡(luò)和功分網(wǎng)絡(luò)的設(shè)計饋電網(wǎng)絡(luò)包括功率分頻器和移相器，信號經(jīng)功分器等分至各個移相器的輸入端口，由移相器調(diào)節(jié)各路信號的相位，最后的移相器輸出端向天線端口輸出信號。為了最大限度地減少系統(tǒng)的能量傳遞，各部分輸入輸出端口阻抗均為50歐姆。本文設(shè)計的移相器為反射式模擬移相器，功分器采用Wilkinson功分器，實現(xiàn)對天線單元的等幅饋電。以下是對移相器和功率分路器的詳細(xì)設(shè)計。3.1反射式移相器的設(shè)計一般來說，無源移相器與有源移相器相比具有零直流功率和高線性特性是相控陣系統(tǒng)中的關(guān)鍵。在毫米波段，切換式移相器和反射式移相器是目前應(yīng)用最廣的兩種被動移相器。相對于切換式移相器，反射式移相器有某些優(yōu)點，如連續(xù)相移、中等插入損耗和相對緊湊的芯片尺寸，使其對毫米波相控陣設(shè)計具有吸引力。本論文以美國SKYWORKS公司生產(chǎn)的SMV2020-079型變?nèi)荻O管為反射型移相器的反射端，研制出一種適用于5G通訊的3.4GHz至3.6GHz波段、最大相位偏移為210度的反射型模擬移相器。3.1.1反射式移相器工作原理首先，反射移相器的基礎(chǔ)元件是環(huán)形器，而變?nèi)荻O管是終端，其結(jié)構(gòu)類似于圖3.1A，通過環(huán)形器的1端口輸入向2端口發(fā)送信號，在2端口通過變?nèi)荻壒苓M(jìn)行反射，在3端口處將所述反射信號與原始輸入信號再次混合，由此產(chǎn)生相移。環(huán)是反射型移相器的基礎(chǔ)元件，其缺點主要有二：第一，環(huán)的能量衰減會增大移相器的損耗；二是由于環(huán)路器的隔離程度較低，導(dǎo)致移相器的相位差較大。Chien-SanLin等對環(huán)形器型反射移相器進(jìn)行了改進(jìn)，設(shè)計了一種具有圖3.1B所示的反射型模擬移相器。它是以分支線定向耦合器為基礎(chǔ)，變?nèi)荻O管為反射終端與方向耦合器相連接的直接和耦合端口。(a)環(huán)形器結(jié)構(gòu)(b)耦合器結(jié)構(gòu)圖3.1移相器結(jié)構(gòu)示意圖反射式移相器(reflective-typephaseshifter,RTPS)的基本原理是，兩個輸出端通過耦合器的輸入信號形成兩個幅度相等相位相差90°的信號，將一個具有電抗變化的負(fù)荷網(wǎng)絡(luò)連接到該傳輸線路的末端，該信號通過該反射終端負(fù)荷被反射，兩路反射信號經(jīng)定向耦合器后在輸入端口形成等幅反向的信號相互抵消，在輸入端有很好的匹配；在輸出端構(gòu)成等幅同向信號，兩個信號相加構(gòu)成一個輸出信號。由于改變了它的電抗性質(zhì)，使來自負(fù)載網(wǎng)的反射信號的相位變化與入射波的相位變化不能與入射波相位相等，從而在移相器上形成相位差，從而引起輸出移相器的微波信號相位變化。通過調(diào)節(jié)變?nèi)荻O管兩端的電壓，可以實現(xiàn)相移量連續(xù)可調(diào)。圖3.2反射式移相器模型圖圖3.2是一種反射相位變換器的模型，其包括由兩個相同反射負(fù)載連接的分支線定向耦合器，對于移相器的基本網(wǎng)絡(luò)，第一、第二個端口的阻抗是，第三個和第四個端口的阻抗是，為支路阻抗比。各支路的特性阻抗如式（3.1）所示 （3.1）當(dāng)阻抗比等于1時，可獲得傳統(tǒng)的分支線定向耦合器。一般情況下，耦合器的特性阻抗設(shè)定在50歐姆左右，但是可以用來調(diào)整輸入和輸出的阻抗轉(zhuǎn)換來增加相位的變化。通過一個可調(diào)節(jié)的被動反射負(fù)荷來實現(xiàn)反射移相器的相移，相移量由反射負(fù)載的調(diào)諧范圍決定，為了進(jìn)一步提高移相器的相位差，可以采用1/4波長傳輸線路將兩套變?nèi)荻O管電路串聯(lián)起來，但是由于其結(jié)構(gòu)的復(fù)雜性，使得移相器的體積增大。反射式移相器的技術(shù)指標(biāo)主要有：相移量、插損波動、線性度、帶寬，這四個指標(biāo)通常是互相矛盾的。下面簡單介紹反射式移相器的各部分：（1）分支線定向耦合器分支線定向耦合器是微波通信中常用的四端口器件，其結(jié)構(gòu)如圖4.3，當(dāng)信號由1端口輸入時，2端口為直通端口，3端口為耦合端口，4個端口是隔離的。用于輸入/輸出端的特征阻抗，兩條主線和兩條支線的長度為，其理想無耗的S參數(shù)矩陣為： （3.2）圖4.3分支線定向耦合器由式（3.2）得到理想的耦合器具有以下特性：1），理想狀態(tài)下四個端口完全匹配；2），，理想狀態(tài)下1-2端口的傳送系數(shù)與1-3端口的傳送因子幅度相同，3-端口的信號延遲90°；3），沒有信號在直通和耦合端口之間傳送，輸入端口和隔離端口之間無信號輸出。（2）反射終端網(wǎng)絡(luò)反射式移相器性能的好壞取決于反射終端，該反射端包括一個并聯(lián)電阻器和一個串聯(lián)的共振電路，它與一個外電感器串聯(lián)，構(gòu)成一個串聯(lián)的共振電路。和寄生電感的壓控電容。反射式移相器的反射終端的電抗變化范圍決定了移相器的相移度，電抗與端口的匹配程度決定了移相器的損耗。在微帶傳輸線路理論中，終端的反射率是： （3.3）將在代數(shù)（3.3）中，得出了在移相器的反射率為： （3.4）在（3.4）式中，該變?nèi)荻O管與該外電感的寄生電阻，以及該變?nèi)荻O管的一個寄生電感及一個外部串聯(lián)電感，為 （3.5）因此移相器的為 （3.6） （3.7）式（3.6）中，α為定向耦合器的固有損耗，理想的定向耦合器中α=1。由負(fù)載反射系數(shù)可以推算出移相器輸入輸出端口的插入損耗IL為 （3.8）由公式（3.5）可以得到當(dāng)變?nèi)荻O管的電容值隨電壓變化時，也隨之變化。當(dāng)反射終端各部分器件選定，在式（3.7）和（3.8）中為變量，、、為固定值；由式（3.7）可以看出移相器相移的變化是由于的變化，即變?nèi)荻O管容值的不同引起的；在式（3.8）中的變化會引起移相器插入損耗的波動。在微波通信中，器件的信噪比會影響其通信質(zhì)量，因此希望移相器在工作時帶內(nèi)插損為固定值，要求變化時，為保持不變。由式（3.8）可知，只有當(dāng) （3.9）時，變化時插入損耗為固定值。對式（3.9）進(jìn)行求解得到滿足方程的電阻 （3.10）將式（3.10）代入（3.8）中可以得到新的插入損耗公式，此時插入損耗與無關(guān)，固定的插入損耗為: （3.11）選擇合適的偏置電阻能夠使移相器的插入損耗為固定值；在實際變?nèi)荻O管中，二極管的寄生電阻會隨電壓變化有較小的變化，導(dǎo)致移相器的插入損耗有一定的波動變化。將式（3.10）代入（3.7）得出在最小插入損耗下的相移度: （3.12）由式（4.12）可以看出移相器相位變化的范圍取決于的變化范圍，移相器的最大相移量為 （3.13）式中、，可以看出最大相移量與電感有關(guān)，對式（3.13）求最大值得電感值為 （3.14）此時移相器取得最大相移量，最大相移量為 （3.15）從上述理論分析可知，選用適當(dāng)?shù)碾姼衅髋c變?nèi)荻O管串聯(lián)，能提高相位的變化，并聯(lián)一組偏壓電阻，能有效地降低插入損耗的波動。3.1.2反射式移相器的設(shè)計與仿真本文設(shè)計的移相器工作頻率為3.4GHz~3.6?GHz，介質(zhì)板選用板厚1mm，介電常數(shù)為2.2，損耗角正切值為0.001的F4B進(jìn)行移相器的仿真和實物加工。首先對分支線定向耦合器進(jìn)行仿真，根據(jù)分支方向耦合器的特征阻抗，微帶線線寬、微帶線線長度、特征阻抗微帶線線寬3.0mm、微帶線長度15.6mm、特征阻抗微帶線線寬4.9mm、微帶線長度15.3mm。耦合器的參數(shù)被確定后，通過ADS的模擬，并在ADS上建立了一個模擬的模型，見圖3.4。圖3.4耦合器仿真模型調(diào)節(jié)分支線的線長和線寬，使耦合器性能最佳，最后的模擬顯示在圖3.5中。該耦合器4個端口的回聲損失在-25dB以下，而耦合器的傳輸系數(shù)和耦合系數(shù)都在-3.1dB以下（理想-3dB）以下。(a)端口回波損耗(b)傳輸系數(shù)和耦合系數(shù)圖3.5耦合器仿真結(jié)果完成耦合器仿真后，在耦合器直通端和耦合端加載理想電容，分析電容容值對耦合器相移的影響，經(jīng)仿真發(fā)現(xiàn)容值小時對相位變化影響大。選擇合適的變?nèi)荻O管，使得相移量滿足要求、插入損耗小且波動小。本發(fā)明采用美國SKYWORKS公司SMV2020-079型變?nèi)荻O管，其寄生電阻=2.5歐姆，寄生電感0.7nH，圖4.6是SMV2020-079變?nèi)荻O管電容器的電壓變化情況。圖3.6變?nèi)荻O管電容隨電壓變化特性圖使用ADS軟件對移相器模型進(jìn)行仿真，由于電容、寄生電感、寄生電阻等因素的存在，會對模擬結(jié)果造成一定的影響。無法用理想二極管代替，由于電容、寄生電感、寄生電阻等因素的存在，會對模擬結(jié)果造成一定的影響。減小變?nèi)荻O管寄生參數(shù)對仿真結(jié)果的影響。圖3.7給出了變?nèi)荻O管SMV2020-079的等價模式。圖3.7變?nèi)荻O管模型變?nèi)荻O管選定后，對反射終端的參數(shù)進(jìn)行計算，通過公式（3.10）（3.14）可以得到反射終端最佳補償電感和偏置電阻值，計算得=?3.2nH，=1002?Ω。變?nèi)荻O管兩端加控制電壓時，需要防止經(jīng)過變?nèi)荻O管的電流過大和扼制射頻信號流入直流電源，因此在變?nèi)荻O管和直流電源之間加入限流電阻和扼流電感，移相器中心頻率為3.5GHz，限流電阻大小為1000Ω、扼流電感為36nH。在ADS中，對移相器進(jìn)行了模擬，并給出了相應(yīng)的模擬模型。圖3.8移相器仿真模型在移相器模擬模型中，二極管調(diào)用了SMV2020-079的模型庫，其中C1、C2為隔離電容，防止DC信號進(jìn)入RF端口；L1及L2為相位補償電感器；L3、L4為扼流電感，將RF信號阻擋在DC電源中；R1、R2為偏壓電阻器，使插入損耗波動范圍最??；R3和R4是限流電阻，防止電流過大燒壞變?nèi)荻O管；在ADS中用直流電源可在0-20V之間提供兩個變電容二次管的逆壓。根據(jù)以上數(shù)據(jù)進(jìn)行仿真，最終仿真結(jié)果最大相移量只有120°，由于使用自建的二極管模型庫，二極管的封裝會產(chǎn)生分布式電容、導(dǎo)線電感和寄生電阻，因此會對仿真結(jié)果產(chǎn)生影響，采用ADS的VAR插件對補償電感和偏置電阻進(jìn)行調(diào)試，當(dāng)=?1.4nH，=3KΩ此時最大相移量為180°，在頻帶中，插入損失在-2dB以下，而回聲損失在-15dB以下。為了更大程度獲取相移量，此時可以調(diào)節(jié)分支線定向耦合器各支路的線寬來增加移相器的相移量，但當(dāng)調(diào)節(jié)耦合器各支路線寬時，阻抗比不再為1，此時需要重新調(diào)試反射終端電阻和電感值。最終各枝節(jié)線寬為w1()=5.5mm,w2()=3.1mm,w3()=3.9mm，反射終端補償電感=?1.5nH、偏置電阻=4.2?KΩ，仿真結(jié)果如下：(a)1端口回波損耗(b)2端口回波損耗(c)插入損耗(d)相位隨電壓變化圖3.9移相器隨電壓變化仿真結(jié)果為了方便觀察選取3.4?GHz、3.6?GHz、3.6?GHz三個頻點，移相器在3.4?GHz、3.6?GHz、3.6?GHz三個頻率點在二極管反向電壓下的回波損耗、插入損耗和相移度的模擬結(jié)果見圖4.9；在0~20V的偏壓范圍內(nèi)，三頻移相器的相位變動可達(dá)210°，而超過12V的偏壓則減小。當(dāng)改變二極管的反向偏置電壓時，移相器兩個端口的回波損耗在整個帶寬范圍內(nèi)小于-15?dB；一端口到二端口的插入損耗小于-1.8?dB，且波動范圍在1?dB內(nèi)；該移相器仿真結(jié)果良好。4.1.2反射式移相器的實物測試根據(jù)移相器的仿真參數(shù)，對移相器進(jìn)行了實物加工和測試以驗證所設(shè)計移相器的性能。在實際應(yīng)用中，電容、電阻、電感和變?nèi)荻O管間的傳輸線都會產(chǎn)生寄生電感，而模擬模式中，各器件通過電線直接相連，所以在布圖時要盡可能地貼近，以減少由線路引起的寄生電感；仿真時隔直電容用的理想器件，實際測試中發(fā)現(xiàn)，選擇不同的隔直電容會影響移相器的相移量，這是由于隔直電容的容值會增大反射終端的電容值，根據(jù)實物測試結(jié)果調(diào)試隔直電容值，最終選取隔直電容為0.5pF。圖3.10為加工并焊接好的移相器實物。圖3.10移相器實物圖用矢量網(wǎng)絡(luò)分析儀測量移相器的性能時，需要一個穩(wěn)壓直流電源對變?nèi)荻O管提供電壓。在測量之前，必須對矢量網(wǎng)絡(luò)分析器進(jìn)行端口標(biāo)定，并確保移相器兩個端口無直流輸出以防燒壞矢量網(wǎng)絡(luò)分析儀，校準(zhǔn)完之后矢量網(wǎng)絡(luò)分析的兩個端口分別和移相器的兩個端口相連，對各種下壓相電路進(jìn)行了性能測試，得到了以下結(jié)果：實驗結(jié)果顯示，其工作頻率在3.4~3.6GHz之間，當(dāng)電壓在0-20V范圍內(nèi)變化時，其回波損失均在-15dB以下；當(dāng)電壓發(fā)生變化時，插入損失在1.5dB到3.5dB之間，與模擬結(jié)果比較，插入損失下降的原因如下：仿真中為理想導(dǎo)電材料，實際微帶線采用鍍鋁導(dǎo)線，導(dǎo)電率不同、反射終端的器件之間增加了一部分微帶線，在仿真中是用導(dǎo)線直接相連的、介質(zhì)板的損耗不均勻；電壓從0V變化到20V時，相位變化范圍達(dá)到210°，相位變化與仿真結(jié)果基本一致。3.2功分器的設(shè)計3.2.1功分器基本理論功分器是一種把一個信號分成兩個或多個信號的裝置，它還可以作為一個合路器，把兩個或多個信號合并成一個信號［42］。功分器的性能指標(biāo)有功分比、端口回?fù)軗p耗、輸出端口間隔離度、傳輸損耗。在射頻微波電路中，常用的功分器有T型節(jié)功率分配器和Wilkinson功分器。T型節(jié)功率分配器具有結(jié)構(gòu)簡單、易于加工設(shè)計等優(yōu)點常用于射頻電路中，但T型節(jié)功率分配器輸出端口之間隔離度較差（理論值-6dB），輸出端口之間信號互相串?dāng)_，導(dǎo)致輸出端口不匹配（理論值-6dB）。由于T型節(jié)功率分配器存在的缺點，Wilkinson提出了一種在功分器輸出端口之間加載電阻來提高輸出端口的隔離度，這種功分器被命名為Wilkinson功分器。圖3.12是一分二次Wilkinson功率分路器的工作原理，其輸入/輸出端的特征阻抗為，輸入端具有兩個特征阻抗，并聯(lián)長度為微帶線，并且在輸出端間負(fù)載阻抗為絕緣電阻。圖3.12Wilkinson功分器原理圖本文所用到的是一分二等分Wilkinson功分器，此三端口網(wǎng)絡(luò)理想無耗的S參數(shù)矩陣為： （3.16）由功分器S參數(shù)矩陣可以得到理想的Wilkinson功分器具有以下特性：（1），理想狀態(tài)下輸入端口和輸出端口完全匹配；（2），1端口到2端口的傳輸系數(shù)和1端口到3端口的傳輸系數(shù)等輻同相，且比輸入信號相位滯后90°；（3），兩個輸出端口之間無信號傳輸。3.2.2功分器的仿真本文設(shè)計的Wilkinson在3.4GHz~3.6GHz范圍內(nèi)，采用了與移相器同樣的電路板進(jìn)行模擬和實際處理。在選擇了介質(zhì)板之后，對功率分配器進(jìn)行了參數(shù)的計算，微帶線的特性阻抗是3.0毫米，微帶線的特性阻抗是1.76毫米。電長度對應(yīng)的線長為15.3mm。功分器參數(shù)計算完成后，在ADS中建立功分器仿真模型，仿真模型如圖3.13所示，1端口為功分器輸入端口，2、3端口為功分器輸出端口，2、3端口之間隔離電阻為100Ω。圖3.13Wilkinson功分器仿真模型在功分器仿真中，微帶線拐角時會產(chǎn)生一定的反射，影響功分器的性能，通過采用切角彎曲的微帶線來減小轉(zhuǎn)角對功率分路器的影響，提高功分器的性能。但拐角對微帶線電長度有影響，因此設(shè)置三個變量L1,L2,L3，調(diào)節(jié)三個變量使其與拐角之和電長度為。最終功分器仿真結(jié)果如下：(a)輸入端口回波損耗(b)傳輸系數(shù)(c)輸出端口回波損耗(d)隔離度圖3.14功分器仿真結(jié)果圖3.14(a)表示在3.4GHz至3.6GHz頻段范圍內(nèi)的輸入端回波損失小于-30dB，輸入端口匹配良好；圖3.14(b)為功分器輸入端口到兩個輸出端口的傳輸系數(shù)，工作帶寬內(nèi)傳輸系數(shù)在-3.02dB~-3.01dB范圍，理想傳輸系數(shù)為-3dB，傳輸損耗小于0.02dB；圖3.14(c)為功分器兩個輸出端口的回波損耗，在整個帶寬內(nèi)小于-40dB，輸出端口匹配良好；圖4.14(d)是在工作頻帶內(nèi)部隔離程度低于-30dB的功率分配器的兩個輸出端的隔離程度。根據(jù)一分二功分器的模擬，將一分二功分器與一分二功分器的兩個輸出端相連，并串聯(lián)成一分四分功分器。一分四功分機的模擬模型見圖3.15。圖3.15一分四功分器仿真模型一分四功分器的模擬顯示在圖3.16中，其中，圖3.16A是功率分配器的輸入端的回波損失，在3.4GHz~3.6GHz頻率范圍內(nèi)均小于-20dB，輸入端口匹配良好；圖3.16(b)示出了功率分路器的各輸入端至四個輸出端的傳送系數(shù)，其中四個端口在工作頻段中的傳送系數(shù)介于-6.06dB至-6.08dB，理想傳輸系數(shù)為-6dB，傳輸損耗小于0.1dB；圖3.16(c)為功分器四個輸出端口的回波損耗，帶寬內(nèi)均小于-30dB，輸出端口匹配良好；圖3.16(d)示出了功率分配裝置4個輸出口的間隔，工作帶寬內(nèi)隔離度均小于-20dB，仿真結(jié)果能夠滿足性能要求。(a)輸入端口回波損耗(b)傳輸系數(shù)(c)輸出端口回波損耗(d)隔離度圖3.16一分四功分器仿真結(jié)果3.2.3功分器的實物測試基于一分四功分器的模擬參數(shù)，對其進(jìn)行了實際加工。介質(zhì)板需要焊接三個100Ω隔離電阻，圖3.17為焊接好的功分器實物，通過對功分器的測試，檢驗其工作效率。圖3.17功分器實物圖利用矢量網(wǎng)絡(luò)分析儀對功率分配器進(jìn)行了測試，結(jié)果表明，矢量網(wǎng)絡(luò)分析儀僅有2個端口，而四分功分器有5個端口，當(dāng)采用矢量網(wǎng)絡(luò)分析儀對功率分配器進(jìn)行檢測時，為了避免功分器其他三個端口全反射導(dǎo)致測試結(jié)果不準(zhǔn)確，應(yīng)當(dāng)將其他端口連接50Ω負(fù)載。測試結(jié)果如圖3.18。(a)輸入端口回波損耗(b)輸出端口回波損耗(c)傳輸系數(shù)圖3.18功分器測試結(jié)果通過一分四功分器的實驗表明：在3.4GHz至3.6GHz的頻段，其回波損失在-15dB以下，在頻帶內(nèi)部的傳輸系數(shù)約為-6.2dB，傳輸損失為0.2dB,4個輸出端的回波損失都在-20dB以下，各輸出端間的隔離程度超過20dB，其性能達(dá)到了應(yīng)用的需要。3.3本章小結(jié)本文主要研究了功率分頻器和移相器在天線饋電網(wǎng)絡(luò)中的應(yīng)用。由反射式移相器的基本原理，該器件的工作頻率為3.4~3.6GHz，經(jīng)實際加工試驗，發(fā)現(xiàn)在0~20V的頻率范圍內(nèi)，在0~20V的范圍內(nèi)，其回聲損失在-15dB以下，插入損失在1.5dB~3.5dB之間，相位變化可達(dá)210°；設(shè)計仿真出工作頻率為3.4GHz~3.6?GHz的一分二等分的Wilkinson功分器，在一分二功分器的基礎(chǔ)上再次等分為一分四等分功分器，實際測量結(jié)果顯示，輸入端在工作頻段的回波損失在-15dB以下，在工作頻段內(nèi)的傳輸系數(shù)約為-6.2dB，在輸出端的回聲損失都在-20dB以下，插入損失在0.2dB以下，實際加工的移相器和功分器滿足使用要求。4方向圖可重構(gòu)天線的設(shè)計前兩章分別介紹了天線單元、移相器、功分器的仿真設(shè)計，本章對天線單元進(jìn)行陣列仿真，分析天線陣方向圖的輻射特性；將移相器和功分器綜合在一起，組成一套完整的饋電網(wǎng)，合理地布置饋電網(wǎng)，使得天線與饋電網(wǎng)絡(luò)之間可以用底饋相聯(lián)，繪制饋電網(wǎng)絡(luò)加工圖進(jìn)行實物加工，加工完成后焊接各個器件并進(jìn)行測試；將測試好的饋電網(wǎng)絡(luò)與天線陣組成一個方向圖可重構(gòu)天線，對天線輻射特性進(jìn)行測試。4.1天線陣列仿真在此基礎(chǔ)上，采用本文提出的一種組合方式，在天線陣列中，各陣元素間的間隔對其性能有很大的影響，如果陣元間距太小，則會引起耦合，從而引起輻射干擾；如果陣元間隔太大，天線單元會趨向于單天線輻射，天線所占用的空間體積變大，同時會產(chǎn)生多個柵瓣，為了消除陣列方向圖上的柵瓣，最終設(shè)計天線陣元間距為51mm約為0.6λ。天線反射板的大小影響其諧振頻率及方向圖，因此需要選擇與饋電網(wǎng)絡(luò)相同大小的接地板進(jìn)行仿真，結(jié)合第四章加工的移相器和功分器實物大小，選定大小為150mm*150mm的反射板進(jìn)行仿真。天線陣結(jié)構(gòu)如圖4.1所示，天線陣元為第三章設(shè)計的交叉偶極子天線，將其斜45°放置組成2x2天線陣列，四個陣元之間等間距排布，饋電方式采用底部饋電，方便與饋電網(wǎng)絡(luò)連接。圖4.1天線陣模型天線陣的端口仿真結(jié)果如下，在頻帶范圍（3.4GHz至3.6GHz）中，各端口的駐波比都小于1.65，且各端口間的隔離程度都超過17dB。圖4.2電壓駐波比圖4.3端口隔離度圖4.4端口控制圖4.4是天線端口激發(fā)的幅度和相位，當(dāng)端口1,3,5,7執(zhí)行相同幅度和相位的激勵饋送，其它端口無激發(fā)，并獲得圖4.5中所示的天線方向，其增益可達(dá)13.3dB；通過改變兩個端口的相位差，可以使一個方向圖發(fā)生變化。天線最大輻射方向偏移30°，增益為12.8dB，如圖4.6所示。（a）3D方向圖（b）E面和H面圖4.5零相位差方向圖（a）3D方向圖（b）E面和H面圖4.6相位差為105°的方向圖4.2天線饋電網(wǎng)絡(luò)級聯(lián)仿真上一章對移相器和功分器進(jìn)行了仿真，通過對所設(shè)計的移相器與功分器進(jìn)行級聯(lián)模擬，形成完整的天線饋電網(wǎng)絡(luò)。將移相器與功分器的四個輸出端連接起來，建立了一個電路模型，并對其進(jìn)行了串聯(lián)模擬，并給出了圖4.7中的模擬結(jié)果。圖4.7饋電網(wǎng)絡(luò)級聯(lián)仿真模型天線饋電網(wǎng)絡(luò)的仿真結(jié)果如下，分別表示了以頻率為橫坐標(biāo)和電壓為橫坐標(biāo)下的仿真結(jié)果。（a）輸入端口回?fù)軗p耗（b）插入損耗（c）隔離度（d）輸出端口回波損耗圖4.8不同電壓下，隨頻率的仿真結(jié)果圖4.8是在橫軸上的頻率，并且具有0V、5V、10V、15V、20V，饋電網(wǎng)絡(luò)隨頻率變化仿真結(jié)果，在3.4GHz~3.6GHz頻率內(nèi)不同電壓下輸入端的回波損失都在-20dB以下，插入損失在-6.7dB到-7.7dB，插損波動在1dB以下，在輸出端的回波損失都在-20dB以下，每個輸出端的隔離程度都在30dB以上。（a）輸入端口回波損耗（b）插入損耗（c）相位隨電壓變化（d）輸出端口回波損耗圖4.93.5GHz頻率下，隨電壓的仿真結(jié)果圖4.9是在3.5GHz頻率下，以電壓作為橫坐標(biāo)，在0-20V范圍內(nèi)改變電壓的模擬結(jié)果，其輸入端的回聲損失小于-20dB；在-6.7dB到-7.7dB之間的插入損失范圍；在0~20V之間，相位在-165~45度之間，偏移范圍為210度；在輸入端，其回波損失在-30dB以下。4.3天線饋電網(wǎng)絡(luò)實物測試饋電網(wǎng)絡(luò)和天線共用一個地平面/反射板，采用底饋進(jìn)行饋電。根據(jù)天線陣元的間距來對饋電網(wǎng)絡(luò)的制版布局進(jìn)行調(diào)整，最終饋電網(wǎng)絡(luò)版圖如圖4.10所示，紅色部分為金屬通孔，通過該通孔與天線相連接；兩個十字處分別為天線兩個正交極化的饋電輸入口；為了防止走線干擾，藍(lán)色微帶線布線在饋電網(wǎng)絡(luò)反面，同時對其電長度進(jìn)行了仿真，使得從輸入端口到四個輸出端口的相位相等。圖4.10饋電網(wǎng)絡(luò)版圖通過仿真軟件對設(shè)計的四元天線陣的模擬和分析了輻射特性；對饋電網(wǎng)絡(luò)進(jìn)行級聯(lián)仿真，并結(jié)合天線的饋電位置繪制出饋電網(wǎng)絡(luò)的版圖和處理試驗，測試結(jié)果在3.4GHz~3.6?GHz當(dāng)頻率范圍從0-20V改變時，其回聲損失低于-15dB，而插入損失在7.5dB到9.5dB之間，相位變化范圍達(dá)到210°；最后將天線單元按陣列仿真