基于qpsk調(diào)制的wdcma基帶處理

基于qpsk調(diào)制的wdcma基帶處理

0wcdmar-6中帶通系統(tǒng)函數(shù)的實現(xiàn)通常，通信號可以用相對應的日期信號表示。例如，如果使用sm表示當前帶的通信號，則可以表示如下：。其中Sl(t)為帶通信號S(t)相對應的基帶信號。一般情況下,信號Sl(t)是一個復值信號,由對應的實部與虛部構成,也即I路與Q路數(shù)據(jù)。并且我們也可以證明對于一個帶通系統(tǒng)函數(shù),我們也有與之相對應的基帶系統(tǒng)函數(shù)。因此,現(xiàn)代基帶處理器也采用類似的方法首先處理處于基帶的數(shù)字數(shù)據(jù),然后通過模擬基帶完成D/A轉化后,再發(fā)送給射頻器件完成上變頻與信號發(fā)射。圖1表示了WCDMAR-6協(xié)議中上下行方向上信號處理的過程。從圖中我們可以發(fā)現(xiàn)在數(shù)字基帶處理器首先接收上層單元傳送的bit數(shù)據(jù)流,然后對一組數(shù)據(jù)按某種規(guī)則進行映射,將bit流映射為符號。比如QPSK或者QAM等等。單獨的數(shù)字信號無法在帶通信道中傳輸,而且對于WCDMA而言,帶通信號大約占用5MHz的帶寬,不然就會對相鄰的工作頻點產(chǎn)生干擾,導致系統(tǒng)的總體性能下降。所以完成數(shù)據(jù)流到符號的轉換后,仍然需要通過成型濾波器降低信號的帶寬。按照WCDMA協(xié)議,首先采用QPSK調(diào)制方式形成符號,然后再通過根升余弦濾波器處理,形成協(xié)議規(guī)定的基帶信號。下文簡要介紹原理,然后給出相應的ASIC設計。1基帶編碼的/4qpskQPSK調(diào)制屬于相位調(diào)制的一種。因此由上文提到的帶通信號一般表達式可知:基帶信號調(diào)制就是將bit數(shù)據(jù)轉化成了符號坐標[cos2π(m-1)/M,sin2π(m-1/M)],其中g(t)為基帶脈沖成型后的信號,在成型濾波中介紹。按照WCDMA25.213R-6協(xié)議規(guī)定,上行方向上對于碼片采用π/4QPSK的調(diào)制方式,將二進制碼片轉換為符號。首先在高層傳送的二進制數(shù)據(jù)包經(jīng)過各種其它處理,如分段、打孔、交織、Turbo編碼、擴頻與加擾處理后,形成碼片,其速率達到3.84Mchip/s。一般對WCDMA基帶處理器而言,采用16倍的主時鐘對數(shù)字信號進行處理,即每16個clk對應一個碼片,每個碼片進行4個樣點的采樣,4個clk對應一個采樣。π/4QPSK星座圖如圖2所示。上圖中由于ASIC設計中定點化的需要,我們將1映射為1464即12’h5a8,而0映射為-1464即12’ha58。其ASIC設計如圖3所示。輸入信號為1bit數(shù)據(jù)流,每隔4個clk計數(shù)器產(chǎn)生使能信號,進行數(shù)據(jù)流與符號之間的轉換運算。如此便形成了調(diào)制后的基帶信號。數(shù)字信號無法在帶通行道中傳輸,所以還需要成型濾波器對減少信號的ISI與控制信號帶寬。即在上文中提到的g(t)。2根升余弦脈沖成型濾波器在帶限信道傳輸數(shù)據(jù)時,相鄰符號間會產(chǎn)生符號間干擾。采用合適的成型濾波器可以有效地減小符號間干擾。按3GPP協(xié)議中規(guī)定,對于QPSK調(diào)制,采用升余弦脈沖成型濾波器。RC濾波器可以有效減小符號間串擾ISI,有效地減少信息傳輸?shù)膸?。同時也是QPSK調(diào)制信號成形濾波器,滾降系數(shù)a=0.22,調(diào)制后信號帶寬為(1+a)/2T,其中T≈0.26042μs,計算后可得其基帶信號有效帶寬約為4.6847MHz,協(xié)議規(guī)定為5MHz。下面給出升余弦脈沖成型濾波器的頻率域函數(shù)。此函數(shù)是連續(xù)的,但是數(shù)字基帶濾波器輸出的是離散的數(shù)字信號,所以下面我們要將升余弦脈沖成型濾波器轉換為數(shù)字濾波器的形式。在進行轉換之前,考慮到匹配濾波的情況,我們還可以進一步將該升余弦脈沖成型濾波器變換為兩個根升余弦脈沖成型濾波器。并且將其放置于發(fā)射機與接收機。根升余弦脈沖成型濾波器的形式如下:通過軟件仿真我們可以發(fā)現(xiàn)其頻率幅度響應如圖6所示。由圖6我們可以發(fā)現(xiàn)離散信號在數(shù)字頻率域上的幅度響應范圍得到了一定的控制。再通過Fourier反變換,我們可以得其時域響應:該時域表達式對于時間軸對稱,所以物理無法實現(xiàn),故需要引入一定相位延遲,并且考慮到對于時時通訊而言,線性相位具有非常重要的意義,所以我們可以采用FIR結構實現(xiàn)根升余弦脈沖成型濾波器,采用沖擊響應不變法,我們可以獲得根升余弦脈沖成型濾波器的時域離散值:圖7根升余弦成型濾波器時間離散域幅度(參見右欄)上圖中為了保證濾波器性能,我們采用了65階濾波器設計,因此我們只需要引入32個clk的延遲,就可以形成FIR形式的濾波器。并且因為是低通濾波器,我們采用基數(shù)階的系數(shù)。所以可得下式:由上式我們發(fā)現(xiàn)FIR結構濾波器系數(shù),我們采用如下的結構實現(xiàn)根升余弦成型濾波器的ASIC設計:由于FIR濾波器特有的線性相位特性,使得其前后濾波系數(shù)對稱。所以可以節(jié)約乘法器資源,減小資源。所以我們可以先將乘法系數(shù)相同的信號先相加,然后再與乘法系數(shù)相乘。其輸入輸出時序圖如圖9所示。3asic電路的實現(xiàn)本文簡要分析了WCDMA協(xié)議上行調(diào)制方向的