CMOS射頻集成電路設(shè)計(jì)-CMOS射頻混頻器

CMOS射頻混頻器7.1概述7.2混頻原理7.3混頻器指標(biāo)7.4CMOS混頻器結(jié)構(gòu)7.5線(xiàn)性化技術(shù)與噪聲分析7.6下變頻混頻器設(shè)計(jì)實(shí)例7.7

本章小結(jié)習(xí)題

7.1概述

混頻器起頻率變換的作用,如一個(gè)超外差接收機(jī)混頻器的任務(wù)就是將射頻信號(hào)轉(zhuǎn)換成中頻信號(hào)。在電路分析基礎(chǔ)課程中,我們學(xué)習(xí)了線(xiàn)性時(shí)不變系統(tǒng),而本章將利用線(xiàn)性時(shí)變系統(tǒng)分析方法來(lái)研究CMOS射頻混頻過(guò)程。

7.2混頻原理

7.2.1線(xiàn)性時(shí)變?cè)?.非線(xiàn)性器件分析非線(xiàn)性器件的伏安特性為令

其中,UQ表示靜態(tài)工作點(diǎn),u1和u2表示兩個(gè)輸入電壓。在UQ上進(jìn)行泰勒級(jí)數(shù)展開(kāi),可得

其中,

式(7.2.3)可以改寫(xiě)為

設(shè)u1=U1mcos(ω1t)和u2=U2mcos(ω2t),代入電流表達(dá)式并進(jìn)行三角函數(shù)變換,電流包含以下眾多組合頻率分量:

其中,p、q為包括零在內(nèi)的正整數(shù)。p=q=1對(duì)應(yīng)有用相乘項(xiàng)產(chǎn)生的頻率分量:

通常采取以下三個(gè)措施來(lái)減少無(wú)用高階相乘項(xiàng)以及它們所產(chǎn)生的組合頻率分量,實(shí)現(xiàn)較為理想的相乘運(yùn)算:

第一、在器件的特性方面,考慮選擇具有平方律特性的場(chǎng)效應(yīng)管,并選擇合適的靜態(tài)工作點(diǎn)使該器件的工作處于接近平方律狀態(tài)。

第二、在電路結(jié)構(gòu)方面,采用多個(gè)非線(xiàn)性器件組成平衡電路,目的是為了抵消一些無(wú)用組合頻率分量,還可以采用補(bǔ)償或負(fù)反饋技術(shù)實(shí)現(xiàn)較為理想的相乘運(yùn)算。

第三、在輸入電壓大小方面,減小u1或u2,目的是為了減少高階相乘項(xiàng)以及它們產(chǎn)生的組合頻率分量幅度。設(shè)u1為本振信號(hào),u2為輸入信號(hào),則限制u2幅度大小,使該器件工作在線(xiàn)性時(shí)變狀態(tài)就能得到較好的頻譜搬移特性。

2.線(xiàn)性時(shí)變?cè)?/p>

將非線(xiàn)性器件的伏安特性i=f(UQ+u1+u2)在(UQ+u1)上進(jìn)行泰勒級(jí)數(shù)展開(kāi),得到數(shù)學(xué)表達(dá)式如下:

若u2足夠小,可以忽略u(píng)2的二次方及其以上各次方項(xiàng),則式(7.2.6)可簡(jiǎn)化為

式中,f(UQ+u1)和f'(UQ+u1

)與u2無(wú)關(guān),它們都是u1的非線(xiàn)性函數(shù),且隨時(shí)間而變化,稱(chēng)為時(shí)變系數(shù)或時(shí)變參量。i可以表示為

其中,I0(u1)稱(chēng)為時(shí)變靜態(tài)電流;g(u1)稱(chēng)為時(shí)變?cè)隽侩妼?dǎo)。

i與u2之間的關(guān)系是線(xiàn)性的,但它們的系數(shù)是時(shí)變的,我們將這種器件的工作狀態(tài)稱(chēng)為線(xiàn)性時(shí)變狀態(tài)。

當(dāng)u1=U1mcos(ω1t)時(shí),g(u1)將是角頻率為ω1的周期性函數(shù),它的傅里葉級(jí)數(shù)展開(kāi)式為

7.2.2上、下變頻

在介紹上、下變頻原理之前,首先介紹一些信號(hào)的傅里葉變換。

實(shí)信號(hào)的傅里葉變換:正負(fù)頻率分量同時(shí)存在且互為共軛,即

正弦和余弦函數(shù)的傅里葉變換關(guān)系式為

復(fù)數(shù)信號(hào)可能只存在單邊頻率分量。復(fù)數(shù)信號(hào)的傅里葉變換關(guān)系式為

其中,

將式(7.2.14)、式(7.2.15)以及式(7.2.18)和式(7.2.19)用頻譜表示,如圖7-1所示。圖7-1幾種信號(hào)的傅里葉變換頻譜

混頻器是一個(gè)三端口器件,如圖7-2所示,它包含兩個(gè)射頻信號(hào)的輸入端(射頻輸入及本振端)和一個(gè)中頻輸出端。圖7-2混頻器模型

1.上變頻

上變頻(正弦載波幅度調(diào)制):實(shí)現(xiàn)從基帶信號(hào)到射頻信號(hào)的變換。上變頻的模型如圖7-3所示。圖7-3上變頻的模型

根據(jù)上述知識(shí),可得上變頻的頻譜如圖7-4所示。圖7-4上變頻的頻譜

2.下變頻

下變頻(正弦載波幅度調(diào)制信號(hào)的解調(diào)):實(shí)現(xiàn)從射頻信號(hào)到中頻或基帶信號(hào)的變換。下變頻的模型如圖7-5所示。圖7-5下變頻的模型

根據(jù)上述知識(shí),同樣可得下變頻的頻譜如圖7-6所示。

7.2.3鏡像頻率

假設(shè)混頻器的輸入信號(hào)中包含有射頻信號(hào)和干擾信號(hào)的復(fù)合信號(hào)yRF+IMG(t),則對(duì)應(yīng)的頻譜為YRF+IMG(ω)。設(shè)本振信號(hào)c(t)為余弦信號(hào),則混頻器的輸出信號(hào)為yIF+IMG(t),其對(duì)應(yīng)的頻譜為YIF+IMG(ω),此時(shí)的下變頻的模型如圖7-7所示。圖7-7-復(fù)數(shù)信號(hào)時(shí)的下變頻的模型

設(shè)

則根據(jù)卷積定理,可得

于是有

混頻器的輸入信號(hào)頻譜YRF+IMG(ω)如圖7-8(a)所示,干擾信號(hào)的中心頻率為(ωc-ωIF)和(-ωc+ωIF)。C(ω)本振信號(hào)的頻譜如圖7-8(b)所示;圖7-8(a)的頻譜被搬移到ωc處的頻譜如圖7-8(c)所示,被搬移到-ωc處的頻譜如圖7-8(d)所示。將圖7-8(c)和圖7-8(d)的頻譜疊加后得到混頻器輸出信號(hào)頻譜YIF+IMG(ω),如圖7-8(e)所示。圖7-8鏡像頻率干擾

7.2.4復(fù)數(shù)混頻

載波為復(fù)指數(shù)載波的混頻稱(chēng)為復(fù)數(shù)混頻。

1.基帶信號(hào)上變頻

復(fù)數(shù)混頻器的原理框圖如圖7-9所示。

設(shè)

則根據(jù)卷積定理,可得

于是有

根據(jù)上述知識(shí),可得上變頻的頻譜如圖7-10所示。

2.實(shí)信號(hào)下變頻(正交下變頻)

設(shè)混頻器的輸入信號(hào)x(t)為射頻信號(hào)與鏡像干擾信號(hào)的和,本振信號(hào)為

則實(shí)信號(hào)下變頻輸出信號(hào)可以表示為

其中,

實(shí)信號(hào)下變頻的模型如圖7-11所示。圖7-11實(shí)數(shù)信號(hào)下變頻的原理與實(shí)現(xiàn)框圖

輸入信號(hào)的頻譜X(ω)如圖7-12(a)所示,本振信號(hào)的頻譜如圖7-12(b)所示,下變頻輸出信號(hào)的頻譜如圖7-12(c)所示。圖7-12實(shí)數(shù)信號(hào)下變頻的頻譜搬移

3.復(fù)信號(hào)下變頻

設(shè)混頻器的輸入信號(hào)x(t)為射頻信號(hào)與鏡像干擾信號(hào)的和,本振信號(hào)為

則復(fù)信號(hào)下變頻輸出信號(hào)可以表示為

其中,

復(fù)信號(hào)下變頻的模型如圖7-13所示。圖7-13復(fù)數(shù)信號(hào)下變頻的原理及實(shí)現(xiàn)模型

輸入信號(hào)的頻譜X(ω)如圖7-14(a)所示,本振信號(hào)的頻譜如圖7-14(b)所示,下變頻輸出信號(hào)的頻譜如圖7-14(c)所示。

由圖7-14可知,對(duì)于復(fù)數(shù)形式的本振信號(hào),其輸出信號(hào)的頻譜在中頻沒(méi)有受到鏡像干擾信號(hào)的影響,即去除了鏡像干擾。但由圖7-14也能看出,混頻器的電路結(jié)構(gòu)變得比較復(fù)雜了。圖7-14復(fù)數(shù)信號(hào)下變頻的頻譜搬移

7.3混頻器指標(biāo)

1.變頻增益或損耗混頻器的一個(gè)重要特性是有一定的變頻增益或損耗。變頻增益(conversiongain)或損耗定義為輸出信號(hào)與輸入信號(hào)的比。有源混頻器有一定的變頻增益;無(wú)源混頻器有一定的損耗(loss)。讓混頻器具有適當(dāng)?shù)脑鲆嬗兄谝种坪罄m(xù)電路的噪聲。

2.噪聲系數(shù)

噪聲系數(shù)定義為輸入信噪比與輸出信噪比的比值。由于混頻器仍然處在系統(tǒng)的前端,因而其噪聲系數(shù)對(duì)系統(tǒng)噪聲有較大的影響?；祛l器的噪聲系數(shù)往往比低噪聲放大器的噪聲系數(shù)大,這是因?yàn)橛杏蒙漕l信號(hào)以外的噪聲也可能混合到了中頻信號(hào)中。

3.線(xiàn)性度

在現(xiàn)代高性能的通信系統(tǒng)中,動(dòng)態(tài)范圍要求是非常嚴(yán)格的,常常超過(guò)80dB甚至接近100dB。動(dòng)態(tài)范圍的下限是由噪聲系數(shù)決定的,它提供了有關(guān)能被處理的最小有用信號(hào),而上限是由大信號(hào)輸入引起的嚴(yán)重非線(xiàn)性來(lái)確定的,即由線(xiàn)性度決定。

4.隔離度

具有實(shí)際意義的另一個(gè)參數(shù)就是隔離度。端口隔離與電路設(shè)計(jì)、結(jié)構(gòu)、器件和信號(hào)電平有關(guān),一般要大于20dB。造成隔離度變差的原因如下:

(1)本振端口到中頻端口存在饋通:本振信號(hào)會(huì)泄漏到中頻端口,盡管可以通過(guò)濾波的方式抑制中頻端口的本振信號(hào),但如果本振的功率太大仍有可能對(duì)微弱的中頻信號(hào)形成阻塞,同時(shí)本振的噪聲也將提高整體噪聲系數(shù)。

(2)本振端口到射頻端口存在饋通:本振信號(hào)會(huì)泄漏到射頻端口,可能造成本振泄漏、自混頻、靈敏度降低等問(wèn)題。

(3)射頻端口到本振端口存在饋通:射頻信號(hào)會(huì)泄漏到本振端口,這會(huì)引起自混頻現(xiàn)象,同時(shí)強(qiáng)干擾信號(hào)會(huì)影響本振的工作。

7.4CMOS混頻器結(jié)構(gòu)

7.4.1飽和區(qū)MOSFET混頻器由單個(gè)MOSFET構(gòu)成的混頻器如圖7-15所示。圖7-15由單個(gè)MOSFET構(gòu)成的混頻器

溝道MOS管工作在飽和區(qū)時(shí),MOS管的電流電壓接近平方律關(guān)系。令

MOS管V1的柵源電壓為

則MOS管V1的漏極電流為

其中有用的混頻項(xiàng)僅有一項(xiàng),表示為

所以該混頻器的效率不高。

混頻器的轉(zhuǎn)換增益(這里是跨導(dǎo))表示為

這一平方律電路的跨導(dǎo)gc與偏置無(wú)關(guān),但與本振的幅度以及溫度(考慮到遷移率的變化)有關(guān)。

漏極電流中有射頻和本振信號(hào),即射頻和本振信號(hào)都直接出現(xiàn)在中頻,因此,射頻端口到中頻端口和本振端口到中頻端口的隔離都很差。

7.4.2簡(jiǎn)單開(kāi)關(guān)混頻器

1.理想開(kāi)關(guān)混頻器

前面已經(jīng)介紹過(guò),本振信號(hào)為大信號(hào)。當(dāng)本振信號(hào)為理想方波信號(hào)時(shí),混頻器把本振信號(hào)作為開(kāi)關(guān),其具體工作原理如下:令uRF(t)=Acos(ωRFt),uc(t)為方波信號(hào),即uc(t)=sgn(uc),則輸出電壓可以表示為

由uout(t)的表達(dá)式可知,上式對(duì)uRF(t)來(lái)說(shuō)是線(xiàn)性時(shí)變的,對(duì)uc(t)來(lái)說(shuō)是非線(xiàn)性時(shí)變的。符號(hào)函數(shù)的傅里葉展開(kāi)式為

2.二極管環(huán)形混頻器

二極管環(huán)形混頻器是一個(gè)典型的開(kāi)關(guān)式混頻器,如圖7-16所示。圖7-16二極管環(huán)形混頻器

結(jié)論:二極管環(huán)形混頻電路在特性匹配條件下,各端口之間隔離良好,原因在于總電流中沒(méi)有出現(xiàn)射頻和本振信號(hào)。二極管環(huán)形混頻電路需要足夠大的本振信號(hào)克服二極管的非線(xiàn)性,使之接近開(kāi)關(guān)工作狀態(tài)。二極管存在非線(xiàn)性,導(dǎo)致各二極管特性的匹配比較困難,而且變壓器的中心抽頭也不容易做到對(duì)稱(chēng),因此各端口間無(wú)法做到理想隔離,即存在著信號(hào)饋通現(xiàn)象。

7.4.3MOS管電壓開(kāi)關(guān)型混頻器

1.單MOS管電壓開(kāi)關(guān)混頻器

由理想方波作為本振信號(hào)來(lái)開(kāi)關(guān)單個(gè)MOS管可以實(shí)現(xiàn)混頻,即構(gòu)成單MOS管電壓開(kāi)關(guān)混頻器,如圖7-17所示。圖7-17-單MOS管電壓開(kāi)關(guān)混頻器

結(jié)論:

(1)輸出信號(hào)uout中存在uRF的成分,即存在射頻(RF)端口到中頻(IF)端口的饋通,導(dǎo)致RF端與IF端之間的隔離不好。

(2)上述分析中的開(kāi)關(guān)是理想開(kāi)關(guān),因此uout的表達(dá)式?jīng)]有出現(xiàn)本振(LO)成分,而實(shí)際情況下的MOS開(kāi)關(guān)是非理想的,當(dāng)本振信號(hào)加在MOS管的柵極時(shí),其源極和漏極都會(huì)出現(xiàn)本振信號(hào),從而導(dǎo)致本振信號(hào)可能同時(shí)耦合到輸入端和輸出端。

2.單平衡MOS管電壓開(kāi)關(guān)混頻器

由兩個(gè)單MOS管混頻器可以構(gòu)成單平衡MOS管電壓開(kāi)關(guān)混頻器,如圖7-18所示。圖7-18單平衡MOS管電壓開(kāi)關(guān)混頻器

MOS開(kāi)關(guān)的柵極受差分本振信號(hào)的控制,輸出電壓可以表示為

轉(zhuǎn)換增益為

結(jié)論:

(1)與單個(gè)開(kāi)關(guān)混頻電路相比,單平衡開(kāi)關(guān)混頻電路的輸出電壓中不存在RF成分。

(2)LO的差分特性改善了LO到RF的饋通狀況。

(3)LO到IF的饋通仍然存在。

3.雙平衡MOS管電壓開(kāi)關(guān)混頻器

在單平衡MOS管電壓開(kāi)關(guān)混頻器基礎(chǔ)上可以構(gòu)建一個(gè)雙平衡MOS管電壓開(kāi)關(guān)混頻器,如圖7-19所示。圖7-19雙平衡MOS管電壓開(kāi)關(guān)混頻器

雙平衡MOS管電壓開(kāi)關(guān)混頻電路由四個(gè)MOS管開(kāi)關(guān)組成,MOS管開(kāi)關(guān)的柵極受差分本振信號(hào)的控制。輸出電壓可以表示為

轉(zhuǎn)換增益為

結(jié)論:

(1)輸出電壓的表達(dá)式與單平衡MOS管電壓開(kāi)關(guān)混頻電路的完全相同。

(2)優(yōu)點(diǎn)是解決了單平衡MOS管電壓開(kāi)關(guān)混頻電路存在的本振端口到中頻端口的饋通問(wèn)題。注:前面論述的開(kāi)關(guān)混頻電路均是在電壓域內(nèi)執(zhí)行乘法的。

7.4.4電流開(kāi)關(guān)型混頻器

與電壓開(kāi)關(guān)型混頻器不同,電流開(kāi)關(guān)型混頻器是先將射頻電壓信號(hào)轉(zhuǎn)換為射頻電流信號(hào),然后用開(kāi)關(guān)控制射頻電流連接到輸出端,在電流域內(nèi)執(zhí)行乘法。電流開(kāi)關(guān)型混頻器的主要優(yōu)點(diǎn)包括:

(1)端接適當(dāng)?shù)呢?fù)載,可以獲得一定的增益。

(2)對(duì)本振幅度的要求降低。

(3)可獲得更好的端口隔離性能。

(4)更適于低電壓工作。

電流開(kāi)關(guān)型混頻器的主要缺點(diǎn)包括:

(1)電路需要一定的偏置電流,因而會(huì)產(chǎn)生直流功耗。

(2)電路使用了電壓電流轉(zhuǎn)換電路(跨導(dǎo)放大器),因此線(xiàn)性度受到了限制。

1.單平衡MOS管電流開(kāi)關(guān)混頻器

單平衡MOS管電流開(kāi)關(guān)混頻器如圖7-20所示。假設(shè)MOS管處于飽和區(qū)并以平方律工作,于是有

得

因此圖7-20單平衡MOS管電流開(kāi)關(guān)混頻器

2.雙平衡MOS管電流開(kāi)關(guān)混頻器(Gilbert混頻器)

雙平衡MOS管電流開(kāi)關(guān)混頻器如圖7-21所示。圖7-21雙平衡MOS管電流開(kāi)關(guān)混頻器

對(duì)于跨導(dǎo)級(jí)來(lái)說(shuō),其輸出為

則雙平衡混頻器的輸出電流為

其轉(zhuǎn)換增益為

雙平衡混頻器的電流經(jīng)過(guò)負(fù)載轉(zhuǎn)換為功率信號(hào)。對(duì)于一般的線(xiàn)性負(fù)載,雙平衡混頻器的輸出是由各個(gè)奇次諧波與輸入射頻信號(hào)的和頻和差頻組成的,如圖7-22所示。圖7-22雙平衡混頻器的輸出頻譜

7.5線(xiàn)性化技術(shù)與噪聲分析

7.5.1MOSFET的非線(xiàn)性對(duì)于電流開(kāi)關(guān)型混頻器,如果本振有足夠的驅(qū)動(dòng)能力以保證晶體管處于良好的開(kāi)關(guān)狀態(tài),那么非線(xiàn)性將由RF部分的跨導(dǎo)電路決定,混頻器的線(xiàn)性化也就主要針對(duì)這部分電路。

長(zhǎng)溝道MOSFET工作于飽和區(qū)時(shí)的漏極電流與柵極和源極之間的電壓關(guān)系為平方律關(guān)系,可表示為

除了跨導(dǎo)級(jí)的影響外,MOS管V2和V3的工作狀態(tài)也影響著混頻器的線(xiàn)性度,當(dāng)V2和V3各自導(dǎo)通處于三極管區(qū)時(shí),混頻器的線(xiàn)性度會(huì)急劇下降,如圖7-23所示。若開(kāi)關(guān)級(jí)中的一個(gè)MOS管處于三極管區(qū),而另一個(gè)處于飽和區(qū),則處于飽和區(qū)的MOS管的源極電阻不變,而處于三極管區(qū)的MOS管的源極電阻會(huì)受到輸出電壓的影響,從而使得混頻器的線(xiàn)性度下降。圖7-23

考慮MOSFET雙平衡混頻器,設(shè)偏置電流為I0,注意到

差分工作抵消了所有的偶次失真,但是輸出電流中仍然有奇次項(xiàng)。

當(dāng)(x/2)2?1,即|x|?2,也即|uRF|?2Uod時(shí),iout與uRF近似為線(xiàn)性關(guān)系。

為了提高線(xiàn)性度,需要使x盡量小,即減小uRF或增大Uod:

(1)減小uRF意味著減小增益;

(2)增大Uod意味著增大功耗或減小增益。

7.5.2線(xiàn)性化技術(shù)

1.負(fù)反饋技術(shù)

提高跨導(dǎo)電路的線(xiàn)性度是設(shè)計(jì)混頻器的一個(gè)重要挑戰(zhàn)。圖7-24給出了采用負(fù)反饋技術(shù)的MOSFET混頻器電路圖。圖7-24采用負(fù)反饋技術(shù)的MOSFET混頻器電路

電感負(fù)反饋比電阻負(fù)反饋具有更多的優(yōu)點(diǎn)(但占用更大面積):

(1)電感沒(méi)有熱噪聲,不會(huì)惡化噪聲系數(shù);

(2)電感不存在直流電壓降,有利于低電壓和低功耗設(shè)計(jì);

(3)電感的電抗隨頻率增加,有助于抑制諧波和互調(diào)分量。

2.分段線(xiàn)性化

任何系統(tǒng)在一個(gè)足夠小的范圍內(nèi)都是線(xiàn)性的,因此分段線(xiàn)性近似利用了這一原理。分段線(xiàn)性化近似技術(shù)采用的電路使用3個(gè)差分對(duì),分別在以UB,0,-UB為中心的一定輸入電壓范圍上具有線(xiàn)性跨導(dǎo),如圖7-25所示。如果輸入電壓接近0,則中心的跨導(dǎo)級(jí)提供絕大多數(shù)電流,總跨導(dǎo)近似為一個(gè)常數(shù);當(dāng)輸入電壓增加到一定程度后,圖左邊的跨導(dǎo)級(jí)開(kāi)始起主導(dǎo)作用,在以UB為中心的一小段輸入電壓范圍內(nèi),其跨導(dǎo)級(jí)的跨導(dǎo)近似為一個(gè)常數(shù);同理,當(dāng)輸入電壓增加到一定程度后,圖右邊的跨導(dǎo)級(jí)開(kāi)始起主導(dǎo)作用,在以-UB為中心的一小段輸入電壓范圍內(nèi),其跨導(dǎo)級(jí)的跨導(dǎo)近似為一個(gè)常數(shù)。圖7-25分段線(xiàn)性化

7.5.3混頻器的噪聲分析

根據(jù)有關(guān)噪聲的計(jì)算方法可知,混頻器的噪聲需要先求解混頻器的轉(zhuǎn)換增益,其次將電路所有噪聲等效為輸出噪聲,最后利用等效的輸出噪聲與轉(zhuǎn)換增益求出輸入噪聲。

為了便于分析,令混頻器的本振輸入為理想方波。當(dāng)輸入處于正半周期時(shí),電路狀態(tài)如圖7-26所示,跨導(dǎo)級(jí)晶體管V1產(chǎn)生的噪聲電流會(huì)隨著射頻信號(hào)流入開(kāi)關(guān)級(jí)的差分對(duì)管V2和V3,最終中頻信號(hào)中包含了噪聲電流與理想方波混頻后的成分。根據(jù)信號(hào)與系統(tǒng)中的卷積理論可知,噪聲電流幅度降低了1/2。圖7-26V2導(dǎo)通時(shí)的噪聲模型圖7-27-實(shí)際的本振信號(hào)與電流圖7-28本振噪聲對(duì)Gilbert混頻器的影響

從上述推導(dǎo)的表達(dá)式中可知,若要提高噪聲性能,可以減少晶體管的同時(shí)導(dǎo)通時(shí)間,增大本振信號(hào)的幅度以及降低晶體管的過(guò)驅(qū)動(dòng)電壓。

然而上述的分析只考慮了熱噪聲,并未考慮閃爍噪聲的影響。V1的閃爍噪聲通過(guò)開(kāi)關(guān)級(jí)后被本振信號(hào)調(diào)制到較高頻率,并未對(duì)輸出產(chǎn)生影響。開(kāi)關(guān)級(jí)的差分管在同時(shí)導(dǎo)通狀態(tài)時(shí)會(huì)影響輸出信號(hào)的純凈度。

與單平衡混頻器類(lèi)似,Gilbert混頻器的噪聲也會(huì)受到上述因素的影響,通常情況下,電路參數(shù)相同的Gilbert混頻器的噪聲系數(shù)是單平衡混頻器的2倍。但是在Gilbert混頻器的設(shè)計(jì)中并不需要考慮提供本振信號(hào)的鎖相環(huán)帶來(lái)的影響。雙平衡混頻器的差分對(duì)稱(chēng)結(jié)構(gòu)使得本振信號(hào)產(chǎn)生的噪聲在輸出端以電流的形式相互抵消。

7.6下變頻混頻器設(shè)計(jì)實(shí)例

7.6.1設(shè)計(jì)指標(biāo)本設(shè)計(jì)的混頻器需兼容GPS的L1和L2頻段,Galileo的E1和E5b頻段,北斗的B1和B2頻段。為了降低設(shè)計(jì)復(fù)雜度,將這些頻點(diǎn)分為兩個(gè)頻段綜合考慮。當(dāng)混頻器的射頻輸入頻段在1.57GHz或者1.2GHz附近時(shí),此時(shí)根據(jù)射頻信號(hào)的帶寬調(diào)整本振信號(hào)的頻率來(lái)完成下變頻。詳細(xì)指標(biāo)如表7.1所示。

7.6.2設(shè)計(jì)

1.負(fù)載電路設(shè)計(jì)

信號(hào)的泄漏對(duì)某些電路來(lái)說(shuō)是致命的,如射頻前端、功率放大器、具有反饋環(huán)路的系統(tǒng)等。射頻信號(hào)的泄漏會(huì)給前級(jí)電路造成干擾也會(huì)使后級(jí)電路飽和,從而降低系統(tǒng)的性能,甚至使系統(tǒng)喪失最基本的功能。在射頻前端的每個(gè)模塊設(shè)計(jì)中,必須考慮信號(hào)泄漏問(wèn)題。本設(shè)計(jì)用低通RC網(wǎng)絡(luò)替換Gilbert混頻器的電阻負(fù)載,方案如圖7-29所示。RC網(wǎng)絡(luò)具有濾除高頻信號(hào)的作用,因此混頻器輸出端的高頻奇次諧波分量以及混頻中的毛刺均可得到濾除。圖7-29負(fù)載為RC網(wǎng)絡(luò)的Gilbert混頻器

中頻輸出端并聯(lián)電容C0可等效到RC網(wǎng)絡(luò)中,如圖7-30所示。圖7-30橋接電容的等效電路

聯(lián)立式(7.6.3)和式(7.6.4)得

令高頻奇次諧波頻率為ω1,則

由式(7.6.7)可知,RC網(wǎng)絡(luò)可以實(shí)現(xiàn)高次諧波的濾除。

2.電流復(fù)用技術(shù)

為了改善有源混頻器的噪聲性能和線(xiàn)性度,可以在保持總電流不變的前提下,降低開(kāi)關(guān)管的電流的同時(shí)額外注入電流,這種方法稱(chēng)為電流復(fù)用技術(shù),如圖7-31所示。根據(jù)單平衡混頻器的分析可知,當(dāng)電路參數(shù)相同時(shí),Gilbert混頻器的增益為單平衡混頻器的兩倍,令R1=R2=RD,可得變頻增益為圖7-31電流注入技術(shù)

混頻器的跨導(dǎo)級(jí)決定了線(xiàn)性度:

根據(jù)上式可知,在總電流不變的條件下,旁路電流的注入降低了差分管的電流,從而提高了電路的線(xiàn)性度。

雙平衡混頻器的最終結(jié)構(gòu)如圖7-32所示,電路基于Gilbert混頻器結(jié)構(gòu),采用RC負(fù)載網(wǎng)絡(luò)以濾除高頻諧波分量,利用電流注入技術(shù)提高了電路的線(xiàn)性度,同時(shí)降低了噪聲系數(shù)。圖7-32下變頻混頻器的主體電路

7.6.3仿真

1.仿真環(huán)境

考慮到混頻器具有三個(gè)差分輸入/輸出端口。為了便于仿真,射頻端口和本振端口均使用單端轉(zhuǎn)差分的巴倫處理,仿真環(huán)境如圖7-33所示。圖7-33下變頻混頻器仿真環(huán)境

2.仿真結(jié)果

混頻器的仿真結(jié)果如圖7-34~7-36所示,混頻器在1.2~1.6GHz頻段內(nèi),變頻增益為13.5~14dB,噪聲為12~12.4dB,三階截點(diǎn)為-4.8~-4.4dBm。所有指標(biāo)均滿(mǎn)足設(shè)計(jì)要求。圖7-34下變頻混頻器的變頻增益曲線(xiàn)圖7-35下變頻混頻器的噪聲系數(shù)曲線(xiàn)圖7-36下變頻混頻器的線(xiàn)性度曲線(xiàn)

7.7

本章小結(jié)

混頻器作為非線(xiàn)性器件起著頻率變換的作用。理想的混頻器應(yīng)該是一個(gè)乘法器,而實(shí)