一種cs智能溫度傳感器的前端電路設計

一種cs智能溫度傳感器的前端電路設計

1溫度檢測電路溫度傳動器廣泛應用于各種測量和控制系統(tǒng)。傳統(tǒng)的溫度傳感器,例如熱敏電阻或鉑電阻,需要單獨的讀出電路,無法集成,成本高。集成溫度傳感器具有以下優(yōu)點:1)體積小,可以方便地集成在各種系統(tǒng)中;2)與標準CMOS工藝兼容,易于大規(guī)模制造、降低成本;3)功耗低。由于具有上述優(yōu)點,集成溫度傳感器的應用范圍非常廣泛,例如:集成在芯片上進行功耗控制;檢測晶振溫度,進行溫偏校正,以得到精確的振蕩頻率等。智能溫度傳感器前端電路由三部分組成,即溫度檢測電路基準電流源和自穩(wěn)零放大器如圖所示。溫度檢測電路用于檢測溫度,并轉換為電壓信號輸出;基準電流源提供基準電流;自穩(wěn)零放大器將檢測到的微弱電壓信號放大。本文所述電路基于上華0.6μmCMOS工藝實現,采用Hspice工具進行仿真。第2節(jié)分析了垂直襯底PNP晶體管非理想特性對溫度檢測的影響,提出相應的減小誤差的方法;第3節(jié)設計了對電源電壓和溫度變化不敏感的基準電流源;第4節(jié)設計了全差分自穩(wěn)零微弱電壓信號放大器;最后給出了總體電路的設計和性能指標。2pnp晶體的動態(tài)特性CMOS溫度傳感器的溫度檢測基于垂直襯底PNP晶體管的溫度特性。雙極型晶體管的基極-發(fā)射極電壓VBE可以表示為:由于晶體管飽和電流IS(T)隨溫度變化,因此,VBE與T的關系呈現出較大的非線性,不適合直接用于溫度檢測。偏置在不同集電極電流下的兩個晶體管的基極-發(fā)射極電壓之差ΔVBE可以表示為:假定集電極電流之比為常數,則ΔVBE的值與絕對溫度T成正比,并且它的值與工藝參數和集電極電流的絕對值無關,這些性質使得它適合用于溫度檢測。圖1中的溫度檢測電路采用單管檢測,兩個襯底PNP晶體管Q1和Q2通過開關依次接通兩路電流,產生的差分輸出電壓信號為2ΔVBE。Q1和Q2采用工藝庫中面積為400μm2(20μm×20μm)的PNP20晶體管。基于ΔVBE的溫度檢測精度受到晶體管本身許多非理想特性的影響,包括寄生串聯電阻、電流增益變化、大注入效應和Early效應。首先考慮寄生串聯電阻的影響,可以得到如下關系式:(3)式中,RS包括了基極和發(fā)射極總的寄生串聯電阻。采用三電流法,可以測量PNP晶體管寄生串聯電阻值,即分別選取三路發(fā)射極電流值,通過測量集電極電流和ΔVBE的值,計算得到寄生串聯電阻值。測量出晶體管的寄生串聯電阻以后,根據(3)式,可以進一步測量出由于寄生串聯電阻上的電壓降引起的溫度誤差如圖所示由測量結果可以看出,隨著集電極電流減小,由寄生串聯電阻引入的溫度誤差也減小,因此,應選擇盡可能小的集電極電流。其次,考慮電流增益變化的影響。由于襯底PNP晶體管的集電極是襯底,因而始終接地,只能偏置發(fā)射結。此時,ΔVBE可以表示為:(4)式中,βF1表示發(fā)射極電流為IE1時的電流增益,βF2表示發(fā)射極電流為IE2時的電流增益。由(4)式可看出,電流增益β的變化會引入誤差。同時,電流密度增大時,會發(fā)生大注入效應,導致電流增益β降低。因此,應選擇恰當的發(fā)射極電流密度,以確保不出現大注入效應。仿真得到的晶體管電流增益β隨發(fā)射極電流變化的曲線如圖3所示。從圖3中可以看出,電流增益隨溫度的升高而變大,隨著電流的增大先變大后變小,在電流約為1μA時達到最大,因此,兩路電流對稱地選在1μA左右時的增益誤差最小。電流超過10μA以后,由于出現大注入效應電流,增益減小得很快?？紤]反向Early效應的影響,引入有效發(fā)射系數n,ΔVBE表示為:假設n為與溫度變化無關的常數。在不考慮晶體管寄生串聯電阻影響的情況下,分別仿真了n=1和n=1.007303時的溫度誤差,如圖4所示?？梢钥闯?引入有效發(fā)射系數n后,溫度誤差顯著降低,誤差范圍在±0.2℃以內。在具體電路實現時,必須將晶體管寄生串聯電阻的影響考慮在內,由于寄生串聯電阻的存在導致輸出電壓增加,通過選取較小的n值,可以部分地抵消此影響。進一步的仿真結果表明,當選取n=1.005749時,可以保證此時的溫度誤差范圍在±0.2℃以內。3帶隙基準電壓的產生溫度檢測電路需要對溫度和電源電壓變化不敏感的偏置電流。文獻提出了一種對電阻阻值變化不敏感的基準電流源電路,其結構如圖5所示。在該電路中,M1管工作在三極管區(qū),M2管工作在飽和區(qū),M4～M7管構成Cascode電流鏡。通過選擇流過M1和M2管的電流比以及M1和M2管的尺寸比,可以得到如下關系式:式中,k為常數,β1=μnCOXW1/L1。本文選擇電流比值為1,W1/W2=1.2,L1=L2。為了使產生的基準電流與溫度無關,由(6)式可以得到:β1中只有遷移率μn隨溫度變化,將μn=μ0(T/T0)-3/2代入(7)式,得到:通過電壓VP的正溫度系數補償遷移率μn的負溫度系數,可得到與溫度變化無關的基準電流源。采用圖6所示電路產生具有正溫度系數的電壓VP,電壓Vref是與溫度變化無關的帶隙基準電壓,電壓VB為帶隙基準電壓本身提供偏置電壓,電壓Vbias1和Vbias2為運算放大器提供偏置電壓。圖6中,電流Ip滿足如下關系式:先只考慮電阻R3,則電壓VP可以表示為:此時可以計算出:比較(8)式與(11)式,可以看出,此時電壓VP的溫度系數大于所需的溫度系數?，F在考慮電阻R4。該電阻采用工藝庫中的hr(ploy2)resistor(1kΩ)電阻,其溫度系數為-3.04e-03。通過該電阻,可以部分地抵消正溫度系數,從而獲得滿足(8)式的電壓VP。電壓Vref是一個通常采用的與溫度變化無關的帶隙基準電壓源,其值等于:通過選擇合適的電阻比值(R2/R1),即可獲得所需的帶隙基準電壓。值得注意的是,電壓VP的選擇必須使圖5中的M1管工作在線性區(qū)。因此,運算放大器OP1具有較低的輸入電平。該運算放大器采用PMOS輸入折疊Cascode結構。為了增加輸出電壓擺幅,電流鏡負載采用低壓共源共柵結構。采用該結構,可以使輸出共模電平范圍增加一個閾值電壓。運算放大器OP2和OP3具有較高的輸入電平,因此采用NMOS輸入折疊Cascode結構,其他部分與OP1類似。表1給出了在電源電壓2.5V,溫度變化范圍從-55℃到+125℃,電阻阻值變化±30%的直流仿真結果。I表示溫度為+35℃時的值,ΔI表示溫度從-55℃變化到+125℃時電流變化的最大值。從表1可以看出,在最壞情況下(FF,ΔR/R=-30%),從-55℃到+125℃,電流的變化值小于250nA。因此,該電流源對溫度和電阻阻值的變化不敏感。4運算放大器電路當選取典型值N=10時,ΔVBE的檢測靈敏度大約為200μV/K。因此,檢測到的電壓信號是一個非常微弱的信號,需要通過運算放大器放大。為了消除運算放大器的失調電壓和1/f噪聲的影響,采用圖7所示的開關電容自穩(wěn)零放大器。其中,OPA采用全差分兩級PMOS輸入折疊Cascode運算放大器。兩級運算放大器的每一級都需要一個共模反饋電路本文采用開關電容共模反饋采用Miller補償獲得合適的相位裕度。仿真得到的運算放大器性能指標如表2所示。圖7所示自穩(wěn)零放大器的工作過程如下:首先,電容C3和C4的一端連接到共模電平Vref,OPA連接成單位增益模式,其輸入失調電壓被反饋電容C3、C4采樣;然后,開關S1、S2斷開,被采樣的失調電壓繼續(xù)保持在電容C3和C4上;當開關S5、S6斷開,S3、S4閉合后,電容C3、C4的一端連接到運算放大器的輸出端,得到的輸出差分電壓Vdiff消除了失調電壓的影響。5a/d轉換電路溫度誤差的仿真及結果分析總體電路框圖如圖1所示。智能溫度傳感器前端電路的最終輸出信號為電壓信號,在后級接上A/D轉換器,可以將該電壓信號轉換為數字信號。考慮檢測的溫度范圍為-55℃到125℃,檢測精度為1℃,則(125-(-55))/1=180<256=28。因此,后級A/D轉換器的精度只需要8位就足夠了。假設A/D轉換器的檢測電壓范圍為0.6V,則圖7自穩(wěn)零放大器中的電容比值C1/C3(C2/C4)可以通過下式確定:第2節(jié)中指出,選擇有效發(fā)射系數n=1.005749時,可以保證溫度檢測電路的溫度誤差范圍在±0.2℃以內。根據(13)式,當N=12時,電容比值C1/C3=5.5?？紤]第2節(jié)中所述電流增益變化和大注入效應的影響,最終選擇兩路檢測電流分別為0.5μA和6μA。對總體電路在溫度分別為-55℃、35℃、125℃時進行瞬態(tài)仿真,得到的輸出電壓信號如圖8所示。理想情況下的輸出電壓信號為(0.6/256)V/K,將實際輸出電壓信號與理想信號相比較,可以得到總體電路的溫度誤差,如表3所示。其中,ΔV表示電壓差值,ΔT表示溫度誤差值?？紤]到后級A/D轉換器工作時需要一定的保持時間,因此實際電壓在輸出電壓達到穩(wěn)定后再保持300μs時測得。由仿真結果可以看出,最終輸出電壓信號的溫度誤差范圍為-0.55℃到0.17℃,滿足檢測精度在1℃以內的設計指標要求。6基于自穩(wěn)零放大器的溫度誤差檢測本文基于上華0.6μmCMOS工藝,完成了CMOS智能溫度傳感器前