數(shù)字基帶傳輸課件

§6.0引言

數(shù)字基帶傳輸系統(tǒng)和數(shù)字頻帶傳輸系統(tǒng)1.在利用對(duì)稱電纜構(gòu)成的近程數(shù)據(jù)通信系統(tǒng)中廣泛采用了這種傳輸方式；2.頻帶傳輸系統(tǒng)中同樣存在著基帶信號(hào)傳輸問(wèn)題；3.如果把調(diào)制與解調(diào)過(guò)程看作是廣義信道的一部分，則任何數(shù)字傳輸系統(tǒng)均可等效為基帶傳輸系統(tǒng)。研究的意義：數(shù)字信號(hào)的傳輸方式：第六章數(shù)字信號(hào)的基帶傳輸信道信號(hào)形成器:

亦即發(fā)端濾波器，用于把發(fā)端的信號(hào)轉(zhuǎn)換為適合在信道中傳輸?shù)幕鶐盘?hào)。

信道：允許基帶信號(hào)通過(guò)的媒質(zhì)。信號(hào)的通道。接收濾波器：通過(guò)信號(hào)，盡可能地抑制噪聲和干擾。抽樣判決：在噪聲背景下判定與再生基帶信號(hào)。抽樣：用位同步信號(hào)對(duì)接收信號(hào)進(jìn)行逐個(gè)抽樣。判決：消除噪聲積累，根據(jù)門限電平再生基帶信號(hào)。信道信號(hào)形成器信道接收濾波器抽樣判決基帶信號(hào)輸入噪聲n(t)基帶信號(hào)輸出定時(shí)門限d一、基帶傳輸系統(tǒng)模型：§6.1數(shù)字基帶信號(hào)形式

數(shù)字基帶信號(hào)就是消息代碼的電壓或電流表示形式單極性不歸零碼雙極性不歸零碼單極性歸零碼雙極性歸零碼(5)差分波形(相對(duì)碼波形)

---利用相鄰碼元的電平變化傳遞信息。規(guī)則：

遇“1”相鄰碼元電平變化；

遇“0”相鄰碼元電平不變化。

－－（反之亦可）特點(diǎn)：波形在形式上與單極性或雙極性波形相同，但代表的信息符號(hào)與碼元本身電位或極性無(wú)關(guān)，而僅與相鄰碼元的電位變化有關(guān)。+E-E

1010011(6)多電平波形如：四電平波形(與兩個(gè)二進(jìn)制符號(hào)對(duì)應(yīng))

00→+3E 01→+E 10→-E 11→-3E

以上都是一個(gè)二進(jìn)制符號(hào)對(duì)應(yīng)一個(gè)脈沖。實(shí)際上還存在多于一個(gè)的二進(jìn)制符號(hào)對(duì)應(yīng)一個(gè)脈沖的情形，稱這種波形為多值波形或者多電平波形。01001110011100+3E+E-E-3E好處：？？ 代價(jià)：？？二、基帶傳輸?shù)某Ｓ么a型（1）能從其相應(yīng)的基帶信號(hào)中獲取定時(shí)信息；（2）其相應(yīng)的基帶波形無(wú)直流分量和只有很小的低頻分量；（3）能適應(yīng)信息源的變化---不受信息源統(tǒng)計(jì)特性的影響；（4）傳輸效率要高；（5）具有內(nèi)在的檢錯(cuò)能力。對(duì)傳輸碼型的要求：例：

信碼{an}：10100100000101

AMI:+10-100+100000-10+1

特點(diǎn)：

(1)無(wú)直流分量和僅有小的低頻分量；(2)二電平→三電平－－1B/1T碼(一個(gè)二進(jìn)制符號(hào)變換成一個(gè)三進(jìn)制符號(hào)所構(gòu)成的碼)；(3)易于檢錯(cuò)(極性交替否？)；(4)編、譯碼簡(jiǎn)單；(5)當(dāng)出現(xiàn)長(zhǎng)的連0串時(shí)，不利于定時(shí)信息的提取。1.AMI碼（傳號(hào)交替反轉(zhuǎn)碼)

編碼規(guī)則：傳號(hào)(“1”)極性交替，空號(hào)(“0”)不變（1）先把消息代碼變成AMI碼，當(dāng)無(wú)4個(gè)或4個(gè)以上連“0”碼時(shí)，則該AMI碼就是HDB3碼。

（2）當(dāng)出現(xiàn)4個(gè)或4個(gè)以上連0碼時(shí)，則將每4個(gè)連“0”小段的第4個(gè)“0”變換成“非0”碼的極性破壞符號(hào)V，當(dāng)信碼序列中加入破壞符號(hào)以后，非零符號(hào)和V符號(hào)各自極性交替；（3）若V符號(hào)不極性交替，則在四個(gè)連“0”碼的第一個(gè)“0”碼位置上加一個(gè)與前面非零碼極性相反的符號(hào)B

；（4）將B符號(hào)以后的非零符號(hào)的極性從V符號(hào)以后極性極性交替。

例(a)代碼：0100001100000101(b)AMI碼：0+10000-1+100000-10+1(c)加V：0+1000+V-1+1000+V0-10+1(d)插B符號(hào)0+1000+V-1+1–B

00-V0-10+1(e)調(diào)整0+1000+V-1+1-B00-V0+10-1(f)HDB3：0+1000+1-1+1-100-10

+10-12HDB3碼編碼規(guī)則：編碼規(guī)則：

先分組，再編碼。先將二進(jìn)制代碼劃分成2個(gè)碼元一組的碼組序列，再把每一碼組編成兩個(gè)三進(jìn)制數(shù)字（+-0）。因兩位三進(jìn)制數(shù)字共有9種狀態(tài)，故可靈活選擇其中的4種狀態(tài)。下表列出了其中使用最廣的格式。3.PST碼

---成對(duì)選擇三進(jìn)碼

編碼步驟：1）先分組；2）對(duì)01、10進(jìn)行“+”、“-”模式交替以避免直流漂移；3）編碼。例：{an}：00，10，11，01，10，11，00，10

+

-

+

-PST：-++0+-0-+0+--+-0特點(diǎn)：1）無(wú)直流分量； 2）連0不超過(guò)2個(gè)，能提供足夠的定時(shí)信息； 3）編碼簡(jiǎn)單，但在識(shí)別時(shí)需提供“分組”信息，即需要建立幀同步4）三電平。4.Manchester碼－－又稱雙相碼、分相碼。是對(duì)每個(gè)二進(jìn)制代碼分別利用兩個(gè)具有2個(gè)不同相位的二進(jìn)制新碼去取代的碼。1B2B編碼規(guī)則：1→10(π相位的一個(gè)周期方波) 0→01(0相位的一個(gè)周期方波)Ts/2Ts/2Ts/2Ts/2例:{an}：1011001

雙相碼：10011010010110特點(diǎn)：1）無(wú)直流分量；

2）連0串最多為2個(gè)；

3）只使用兩個(gè)電平；

4）編、解碼簡(jiǎn)單；

5）占用帶寬寬；

6）含足夠的定時(shí)信息。特點(diǎn):

(1)

無(wú)直流分量；

(2)

連0串最多為3個(gè)（1.5個(gè)Ts）；

(3)

二電平。躍變多，含豐富的定時(shí)信息。5.

CMI碼---傳號(hào)反轉(zhuǎn)碼的簡(jiǎn)稱。編碼規(guī)則：1→11或00，要交替0→01固定（一個(gè)周期的方波）不同于AMI（傳號(hào)交替反轉(zhuǎn)）:用雙碼表示“1”、“0”；二電平。

例：{an}：101101

CMI：1101001101006.5B6B碼：用6位2進(jìn)制碼表示5位2進(jìn)制碼。6位2進(jìn)制碼，平衡碼字（3個(gè)1，3個(gè)0）有20個(gè)，其余為非平衡碼5位2進(jìn)制碼，共32個(gè)，其中20個(gè)用平衡碼字表示，剩余的12個(gè)用非平衡碼字表示，交替用正負(fù)模式表示。輸入碼字正模式負(fù)模式

001011110100090100110100111601110110001031111010000101舉例：光纖傳輸碼型補(bǔ)充作業(yè)：

1、設(shè)二進(jìn)制序列為110010001110，試畫(huà)出單極性歸零碼，差分碼，八電平碼，和CMI碼波形；2、設(shè)二進(jìn)制序列為1000000000101寫(xiě)出AMI碼和HDB3碼。三、數(shù)字基帶信號(hào)的功率譜波形g1(t)→“0”；波形g2(t)→“1”;

碼元間隔為Tb(或Ts)－－碼元寬度，實(shí)際上基帶信號(hào)通常都是一個(gè)隨機(jī)的脈沖序列式中an----第n個(gè)碼元（符號(hào)）的電平值，它是一個(gè)隨機(jī)量：或基帶信號(hào)可表示成：2.數(shù)字基帶信號(hào)的雙邊功率譜P

s(

ω)：其中：G1(

f

)

g1(t),G2(

f

)

g2(t)(1)

由g1(t)、g2(t)、p及Tb

就可確定隨機(jī)脈沖序列功率譜了；(2)

隨機(jī)脈沖序列功率譜包括兩部分：連續(xù)譜和離散譜。連續(xù)譜→確定帶寬；離散譜→確定是否能直接提取碼元同步信息;(3)

連續(xù)譜始終存在[g1(t)≠g2(t)]；離散譜不一定存在，例：雙極性、等概；(4)上述公式并未約束g1(t)、g2(t)波形。有、無(wú)某個(gè)波形；三角波、升余弦波；也可以不是基帶波形，而是數(shù)字調(diào)制波形。---上述分析方法同樣可確定調(diào)制波形的功率譜密度。以矩形脈沖構(gòu)成的基帶信號(hào)為例，例1單極性NRZ信號(hào)的功率譜，假定

p=1/2。

對(duì)于單極性NRZ信號(hào)，有:則：結(jié)論:（1）單極性NRZ信號(hào)的功率譜只有連續(xù)譜和直流分量。

（2）由離散譜僅含直流分量可知，單極性NRZ信號(hào)的功率譜不含可用于提取同步信息的

fb分量。（3）由連續(xù)分量可方便求出單極性NRZ信號(hào)的功率譜的帶寬近似為（Sa函數(shù)第一零點(diǎn)）：B＝1/Tb(4)p≠1/2時(shí)，上述結(jié)論依然成立。零點(diǎn)帶寬或主瓣帶寬:例2

求雙極性NRZ信號(hào)的功率譜，假定p=1/2。解：對(duì)于雙極性NRZ信號(hào)，有：則當(dāng)p=1/2，得雙極性NRZ信號(hào)的功率譜密度為結(jié)論：(1)雙極性NRZ信號(hào)的功率譜只有連續(xù)譜，不含任何離散分量。特別是不含可用于提取同步信息的

fb

分量。(3)p≠1/2時(shí)，雙極性NRZ信號(hào)的功率譜將含有直流分量，其特點(diǎn)與單極性NRZ信號(hào)的功率譜相似。Why？(2)雙極性NRZ信號(hào)的功率譜的帶寬同于單極性NRZ信號(hào)，為：零點(diǎn)帶寬或主瓣帶寬:例3

求單極性RZ信號(hào)的功率譜，假定p=1/2。

對(duì)于單極性RZ信號(hào)，有(2)由連續(xù)譜可求出單極性RZ信號(hào)的功率譜的帶寬近似為：結(jié)論:

(1)單極性RZ信號(hào)的功率譜不但有連續(xù)譜，而且在還存在離散譜。可直接可用于提取同步信息的分量。(3)p≠1/2時(shí)，上述結(jié)論依然成立。例4

求雙極性RZ信號(hào)的功率譜，假定p=1/2。

對(duì)于雙極性RZ信號(hào)，有則：結(jié)論：(1)雙極性RZ信號(hào)的功率譜只有連續(xù)譜，不含任何離散分量。特別是不含可用于提取同步信息的

fb分量。(2)雙極性NRZ信號(hào)的功率譜的帶寬同于單極性RZ信號(hào)，為：(3)p≠1/2時(shí)，雙極性RZ信號(hào)的功率譜將含有離散分量，其特點(diǎn)與單極性RZ信號(hào)的功率譜相似。零點(diǎn)帶寬或主瓣帶寬:作業(yè)：6－4、6－6§6.2基帶脈沖傳輸與碼間干擾一、基帶傳輸系統(tǒng)模型接收波形限幅門限t(a)t(c)圖基帶信號(hào)識(shí)別過(guò)程抽樣脈沖(b)二碼間干擾及其抑制碼間干擾產(chǎn)生的原因

數(shù)字信號(hào)是一個(gè)時(shí)間的受限的信號(hào)，當(dāng)它通過(guò)一個(gè)帶寬有限的系統(tǒng)后，其時(shí)間變得無(wú)限－時(shí)間彌散效應(yīng)，從而對(duì)其它碼元的判決產(chǎn)生影響。

1、系統(tǒng)的帶寬有限2、多徑效應(yīng)3、傳輸速率的增加分析---碼間干擾設(shè)與輸入碼元序列{an}對(duì)應(yīng)的基帶信號(hào)為d(t)，則H

(ω)=GT(ω)

C

(ω)

GR

(ω)為做原理分析，將其視作沖激序列。其中符號(hào)an取值為0、1或-1、+1?？偟膫鬏敽瘮?shù)---基帶傳輸系統(tǒng)的傳輸總特性：GT(ω)、C(ω)、GR(ω)是發(fā)送濾波器、信道、接收濾波器的傳輸函數(shù)。沖激響應(yīng)：則接收濾波器的輸出(識(shí)別點(diǎn)的波形)：式中n

R

(t)為加性噪聲n(t)通過(guò)接收濾波器后的波形。對(duì)r

(t)的第k個(gè)碼元進(jìn)行抽樣[抽樣時(shí)刻tk=kTs]：第一項(xiàng)第K個(gè)接收波形在抽樣時(shí)刻t

k上的取值，是確定碼元a

k信息的依據(jù);

第二項(xiàng)為第k個(gè)之外的所有其它的基本波形在第k個(gè)抽樣時(shí)刻上的總合（代數(shù)和），由于an是以某種概率出現(xiàn)的，故該值通常是一個(gè)隨機(jī)變量---其表征除a

k之外其它碼元的干擾---碼間干擾；第三項(xiàng)為因噪聲引起的干擾--隨機(jī)干擾。顯然，后兩項(xiàng)---碼間干擾、隨機(jī)干擾將影響第k個(gè)碼元的判決。1fchf－fchH

(f)

h(t)

1-4T

-3T

-2T

-T

0

Tb

2Tb

3Tb

4Tt(抽樣脈沖)bbbbb當(dāng)傳碼率為f

b，即碼元間隔T

b，可實(shí)現(xiàn)判決時(shí)刻的無(wú)碼間干擾傳輸無(wú)碼間干擾的奈奎斯特準(zhǔn)則1、理想低通系統(tǒng)在理想低通條件下實(shí)現(xiàn)無(wú)碼間干擾的最大傳輸速率：或者說(shuō)當(dāng)信號(hào)的傳輸速率一定時(shí)，它在信道中的最小傳輸帶寬為最小理論傳輸帶寬：先看兩個(gè)例子理想低通系統(tǒng)的特點(diǎn)：4、頻帶利用率：1、具有理想低通傳輸特性的系統(tǒng)能夠?qū)崿F(xiàn)無(wú)碼間干擾，且能夠達(dá)到性能極限；2、理想低通物理是不可實(shí)現(xiàn)；3、系統(tǒng)響應(yīng)h(t)有“拖尾”，衰減慢，定時(shí)稍有偏差即會(huì)產(chǎn)生嚴(yán)重的碼間干擾。波特/Hzbit/s/Hz為二進(jìn)制基帶傳輸?shù)淖罡哳l帶利用率！注意帶寬的定義：最小傳輸帶寬（奈奎斯特帶寬）：2.主瓣帶寬（零點(diǎn)帶寬）：2升余弦滾降低通特性頻域特性時(shí)域特性1.升余弦波形在抽樣點(diǎn)處碼間干擾為0，可實(shí)現(xiàn)無(wú)碼間干擾的傳輸2.波形的拖尾振蕩起伏減小，因定時(shí)引起的碼間干擾降低；3.頻帶利用率下降。傳輸帶寬：W

c

h＝W2＝W1＝f

b/2w1w2fH

(f)升余弦理想低通升余弦滾降特性頻帶利用率：抽樣點(diǎn)無(wú)碼間干擾的條件－時(shí)域條件：???íì====，k為其它整數(shù)常數(shù)，k＝0hKThKTtthbb0)0()()(

為其它整數(shù)即

的值除

時(shí)不為零外,在其他所有抽樣點(diǎn)上的值均為零把上式的積分區(qū)間用頻率間隔分割，可得:令:當(dāng)奈奎斯特準(zhǔn)則的推導(dǎo):抽樣點(diǎn)上無(wú)碼間串?dāng)_，就是對(duì)于

在時(shí)刻抽樣值應(yīng)滿足:可以看出

是

的指數(shù)型傅里葉級(jí)數(shù)的系數(shù)即:在要求下:有:頻域傅里葉級(jí)數(shù)展開(kāi)式:時(shí)域傅里葉級(jí)數(shù)展開(kāi)式:附：或其中H

e

q

(ω)為等效理想低通令無(wú)碼干擾的頻域條件無(wú)碼間干擾的奈奎斯特第一準(zhǔn)則物理意義：將H

(f)移位if

b(i=0、±1、±2、···)再相加而形成的，因而該式成立與否，只要檢查在區(qū)間（-fb/2，fb/2

）上式否能疊加出一根水平直線（即為某常數(shù)），是否為T

b倒不是必須的?；蚧蚶?設(shè)系統(tǒng)的傳輸特性H

(w)如圖所示:(1)證明此系統(tǒng)可以構(gòu)成無(wú)碼間串?dāng)_系統(tǒng)；(2)求系統(tǒng)最高傳輸速率及頻帶利用率。解:(1)若傳碼率為(2)若傳碼率其它頻帶利用率為波特/HZ頻帶利用率：波特/HZ可以實(shí)現(xiàn)無(wú)碼間干擾傳輸可以實(shí)現(xiàn)無(wú)碼間干擾傳輸設(shè)基帶系統(tǒng)總的傳輸特性為H(w),若以

波特的速率進(jìn)行數(shù)據(jù)傳輸，試檢驗(yàn)下圖所示的各種特性能否消除抽樣點(diǎn)上的碼間干擾升余弦三角形作業(yè)：6-10，6-11，6-12，6-13，6-14，6-15§6.3部分響應(yīng)技術(shù)提出：對(duì)于理想低通特性的系統(tǒng)，其沖激響應(yīng)

波形的特點(diǎn)是頻譜窄，而且能達(dá)到理想上的極限頻帶利用率(2波特/Hz)；但缺點(diǎn)是第一個(gè)零點(diǎn)以后的拖尾振蕩幅度大，收斂慢，從而對(duì)定時(shí)要求十分嚴(yán)格。若定時(shí)稍有偏差，則極易引起嚴(yán)重的碼間干擾；

采用等效理想低通傳輸特性，例如采用升余弦特性，雖然減小了尾巴的振蕩，對(duì)定時(shí)也可以放松要求，可是所需要的頻帶卻加寬了，降低了系統(tǒng)頻帶利用率。目的：尋找一種系統(tǒng)，既能達(dá)到最高的頻帶利用率，又能使”尾巴”衰減減小、收斂快的特點(diǎn)。我們讓兩個(gè)間隔為一個(gè)碼元時(shí)間T

b

的

波形相加與

成反比實(shí)現(xiàn)：(2)系統(tǒng)頻帶寬度為，碼元間隔仍為，頻帶利用率為2波特/Hz.(3)

g

(t)波形在t較大時(shí)按衰減。,設(shè)輸入的二進(jìn)制碼元序列為并設(shè)的取值為+1及-1(或1、0)接收波形g

(t)在相應(yīng)抽樣時(shí)刻上獲得的值可以下式確定：(1)當(dāng)傳碼率為f

b時(shí)可以實(shí)現(xiàn)無(wú)碼間干擾傳輸；引起誤碼傳播0

101100010111210011101100010被恢復(fù)的110210011若傳輸中有錯(cuò)誤則恢復(fù)出的01002-11-12-1

可見(jiàn)，該碼元以后的全部碼元都發(fā)生了錯(cuò)誤，即只要傳輸中發(fā)生一個(gè)錯(cuò)誤,就回影響相繼以后的所有碼元的判決)－誤碼傳播。

為了克服誤碼傳播，對(duì)信息序列首先進(jìn)行預(yù)編碼，然后再進(jìn)行部分響應(yīng)編碼(相關(guān)編碼)：預(yù)編碼，消除誤碼傳播相關(guān)編碼，實(shí)現(xiàn)部分響應(yīng)部分相應(yīng)編碼：1011000100110111100正確121122210恢復(fù)101100010有一錯(cuò)誤121

0

22210恢復(fù)101000010理想低通理想低通包括預(yù)編碼和相關(guān)編碼的第一類部分響應(yīng)系統(tǒng)對(duì)于一般情況:顯然G

(w)在頻域之內(nèi)才有非零值不同的R

m

(m=1,2,3….N

)將有不同的相關(guān)編碼形式.

目前常用的部分響應(yīng)波形有五類:ⅠⅡⅢⅣⅤ111210

121-110-1-1020-1二進(jìn)制輸入時(shí)ck電平數(shù)235535設(shè)

與

為L(zhǎng)進(jìn)制模L相加預(yù)編碼:相關(guān)編碼:模L處理:

部分響應(yīng)技術(shù)的特點(diǎn)：1)可使輸出波形”拖尾”衰減增大和收斂快，對(duì)定時(shí)要求松；2)能實(shí)現(xiàn)基帶信號(hào)頻譜結(jié)構(gòu)的變化；3)能達(dá)到最高頻帶利用率2波特/HZ；4)是以可靠性下降為代價(jià)的。應(yīng)用：最廣泛的是第Ⅳ類和第Ⅳ類部分響應(yīng)。第一類的頻譜能量主要集中在低頻段，適用于傳輸系統(tǒng)中信道頻帶高端嚴(yán)重受限的情況；第四類部分響應(yīng)信號(hào)具有無(wú)直流分量且低頻分量很小的特點(diǎn)。第四類部分響應(yīng)系統(tǒng)的編碼:低通相減半正弦0串并轉(zhuǎn)換D/A升余弦濾波器基帶信道8PAM信號(hào)二進(jìn)制序列1、二進(jìn)制輸入速率Rb為9600bit/s，經(jīng)串并變換成3個(gè)并行支路的序列，再通過(guò)D/A變換輸出8PAM信號(hào)，然后經(jīng)過(guò)升余弦濾波器進(jìn)行無(wú)碼間干擾傳輸，(1)確定8PAM信號(hào)的符號(hào)速率RB；(2)基帶信道的頻率范圍是多少？該系統(tǒng)的頻帶利用率是多少(bit/s/Hz)補(bǔ)充題：2.一個(gè)低通濾特性信道的截至頻率為6KHz;(1)若發(fā)送信號(hào)采用8電平基帶信號(hào)，求無(wú)碼間干擾的最高信息傳輸速率；(2)若發(fā)送采用3電平第一類部分響應(yīng)信號(hào)，求無(wú)碼間干擾的最高信息速率；(3)若發(fā)送信號(hào)采用的升余弦滾降頻譜信號(hào)，請(qǐng)問(wèn)在此信道如何實(shí)現(xiàn)24Kbps無(wú)碼間干擾的信息傳輸?帶寬總結(jié)：串并轉(zhuǎn)換基帶系統(tǒng)B§6.4均衡原理提出：實(shí)際的基帶系統(tǒng)不可能完全滿足理想的無(wú)失真?zhèn)鬏敆l件，串?dāng)_是幾乎不可避免的，當(dāng)串?dāng)_造成嚴(yán)重影響時(shí)。必須對(duì)系統(tǒng)的傳輸函數(shù)進(jìn)行校正，使其接近無(wú)失真?zhèn)鬏敆l件，可以采用串接一個(gè)濾波器的方法，以補(bǔ)償整個(gè)系統(tǒng)的幅頻和相頻特性，這種校正是在頻域進(jìn)行，稱為頻域均衡。如果直接校正系統(tǒng)的沖激響應(yīng)，則稱為時(shí)域均衡。隨著數(shù)字信號(hào)處理理論和超大規(guī)模集成電路的發(fā)展，時(shí)域均衡已成為如今高速數(shù)據(jù)傳輸中所使用的主要方法。一、時(shí)域均衡原理時(shí)域均衡的方法是在基帶信號(hào)接收濾波器R

(w)之后插入一個(gè)橫向?yàn)V波器,它由一個(gè)帶抽頭的延時(shí)線構(gòu)成。抽頭間隔等于碼元周期，每個(gè)抽頭延時(shí)信號(hào)經(jīng)加權(quán)后送到一個(gè)相加電路匯總后輸出，其形式與有限沖激響應(yīng)濾波器FIR相同，橫向?yàn)V波器相加輸出經(jīng)抽樣送往判決電路，每個(gè)抽頭的加權(quán)系數(shù)是可調(diào)的，設(shè)置可以消除碼間串?dāng)_的數(shù)值,假設(shè)，(2N+1)個(gè)抽頭加權(quán)系數(shù)分別為

c-N，c-N+1，…c0，…..c

N，輸入波形的抽樣值序列為,輸出波形的抽樣值序列為TbTbTbTbc-NcN+x

(t)去判決電路y

(t)TbSS來(lái)自接收濾波器cN-2cN-1(a)有限長(zhǎng)的橫向?yàn)V波器及其輸入、輸出脈沖響應(yīng)波形x

(t)y

(t)x

x-1

x0x12y-2y-1

y0y1y2(b)則有：Y=X

C輸出序列可用矩陣進(jìn)行計(jì)算.令:例：以圖示三抽頭均衡器為例設(shè)顯然，x

(t)存在碼間干擾。而相加器例:假設(shè)均衡器采用三抽頭橫向?yàn)V波器,抽頭系數(shù)為由上述結(jié)果可知，雖然鄰近抽樣點(diǎn)的碼間串?dāng)_已校正為零，相隔稍遠(yuǎn)的抽樣時(shí)刻卻出現(xiàn)了新的串?dāng)_，其原因是橫向?yàn)V波器的抽頭數(shù)太少。一般來(lái)說(shuō)一個(gè)有限抽頭的橫向?yàn)V波器不可能完全消除碼間串?dāng)_，但當(dāng)抽頭數(shù)較多時(shí)，可將串?dāng)_減少到相當(dāng)小的程度。均衡算法及實(shí)現(xiàn)1.峰值畸變：

即沖激響應(yīng)在所有抽樣時(shí)刻的碼間串?dāng)_絕對(duì)值之和與k＝0時(shí)刻抽樣值之比.碼間串?dāng)_絕對(duì)值之和事實(shí)上反映了實(shí)際信息傳輸中某抽樣時(shí)刻所受前后碼元干擾的最大可能值，即峰值。顯然,無(wú)碼間串?dāng)_時(shí)的沖激響應(yīng)D＝0

.以峰值畸變?yōu)闇?zhǔn)則時(shí)，選擇抽頭系數(shù)的原則應(yīng)當(dāng)是使均衡后的沖激響應(yīng)的D最小。一、預(yù)置式均衡預(yù)置式自動(dòng)均衡器2.最小均方畸變算法自適應(yīng)均衡器

設(shè)yk為均衡后沖激響應(yīng)的抽樣值，在自適應(yīng)均衡時(shí),均衡器的輸出波形不再是單脈沖沖激響應(yīng)數(shù)據(jù)信號(hào)，此時(shí)誤差信號(hào)為：為發(fā)送信號(hào)的幅度電平均方畸變定義為：以最小均方畸變?yōu)闇?zhǔn)則時(shí),均衡器應(yīng)調(diào)整它們的抽頭系數(shù),它們滿足：即得均方畸變可見(jiàn)，當(dāng)誤差信號(hào)與輸入抽樣值的互相關(guān)為零時(shí)，抽頭系數(shù)為最佳值，與迫零算法時(shí)相同，在最小均方誤差算法中抽頭系數(shù)的調(diào)整過(guò)程也可以采用迭代的方法，在每個(gè)抽樣時(shí)刻抽頭系數(shù)可以刷新一次，增或減一個(gè)步長(zhǎng)。理論分析和實(shí)驗(yàn)表明，最小均方誤差算法比最小峰值畸變算法的收斂性好,調(diào)整時(shí)間小。自適應(yīng)均衡濾波器§6.5眼圖方法:用一個(gè)示波器跨接在系統(tǒng)的均衡之后，判決器之前。然后調(diào)整示波器的水平掃描周期(或掃描頻率)，使其與接收碼元的周期同步，這時(shí)可在熒光屏(示波器)上看到顯示的圖形。對(duì)二進(jìn)制信號(hào)，顯示的圖形很象人的眼睛，稱為眼圖。如圖(c)所示。在這個(gè)圖形上，可觀察到碼間干擾和噪聲的影響，從而估計(jì)出系統(tǒng)性能的優(yōu)劣。利用實(shí)驗(yàn)的手段估計(jì)系統(tǒng)性能的一種方法1

1

01

00

0

1+10-1+10-1Ts(a)

(c)(b)

(d)信號(hào)波形

眼圖圖基帶信號(hào)的眼圖

當(dāng)觀察波形(b)時(shí)，由于存在碼間串?dāng)_，示波器的掃描跡線就不完全重合,于是圖形的跡線粗而不清晰，如圖(d)所示。可以看出這時(shí)眼圖不完全張開(kāi)。由圖(c)看出，眼圖中央的垂線在于最佳的抽樣時(shí)刻，取，眼圖中央的橫線位置為最佳判決的門限電平。當(dāng)存在碼間干