高頻電子線路之調(diào)角與解調(diào)

高頻電子線路之調(diào)角與解調(diào)第1頁，共71頁，2023年，2月20日，星期四引言頻率調(diào)制和相位調(diào)制合稱為角度調(diào)制(簡稱調(diào)角)。因為相位是頻率的積分，所以頻率的變化必將引起相位的變化，反之亦然。所以調(diào)頻信號與調(diào)相信號在時域特性、頻譜寬度、調(diào)制與解調(diào)的原理和實現(xiàn)方法等方面都有密切的聯(lián)系。角度調(diào)制與解調(diào)屬于非線性頻率變換，比屬于線性頻率變換的振幅調(diào)制與解調(diào)在原理和電路實現(xiàn)上都要困難一些。由于角度調(diào)制信號在抗干擾方面比振幅調(diào)制信號要好得多，所以雖然要占用更多的帶寬，但仍得到了廣泛的應用。第2頁，共71頁，2023年，2月20日，星期四其中，在模擬通信方面，調(diào)頻制比調(diào)相制更加優(yōu)越，故大都采用調(diào)頻制。所以，本章在介紹電路時，以調(diào)頻電路、鑒頻(頻率解調(diào))電路為主題，但由于調(diào)頻信號與調(diào)相信號的內(nèi)在聯(lián)系，調(diào)頻可以用調(diào)相電路間接實現(xiàn)，鑒頻也可以用鑒相(相位解調(diào)，也稱相位檢波)電路間接實現(xiàn)，所以實際上也介紹了一些調(diào)相與鑒相電路。第3頁，共71頁，2023年，2月20日，星期四5.1調(diào)角波的基本特征5.1.1FM波與PM波一、FM波的表達式調(diào)制信號：載波：調(diào)頻波：其中，比例系數(shù)調(diào)頻波最大角頻偏：調(diào)頻指數(shù)（最大相位偏移）單位：弧度第4頁，共71頁，2023年，2月20日，星期四二、PM波的表示式調(diào)制信號：載波：調(diào)相波：其中，調(diào)相指數(shù)—最大相位偏移所以調(diào)相波最大角頻偏三、小結(jié)1.FM波:第5頁，共71頁，2023年，2月20日，星期四2.PM波：5.1.2調(diào)角波的頻譜1.將FM、PM寫成統(tǒng)一的調(diào)角波表示式：對該式進行分析，最終得到：其中，2.頻譜特點分析：⑴調(diào)角信號可以用角頻率為wc的載波分量，角頻率為的上、下邊頻分量組成。第6頁，共71頁，2023年，2月20日，星期四第7頁，共71頁，2023年，2月20日，星期四⑵當n為偶數(shù)時，上、下邊頻幅度相等，符號相同當n為奇數(shù)時，上、下邊頻幅度相等，符號相反⑶，m的大小不影響Pav⑷頻譜結(jié)構與m有關，調(diào)制指數(shù)m越大，較大振幅的邊頻分量就越多，這時意味著邊頻功率增加，使載波功率與邊頻分量之間功率重新分配，提高傳輸功率。⑸FM、PM非線性頻譜變換—不能用乘法器來實現(xiàn)。5.1.3調(diào)角波的頻譜寬度前提：略去分量振幅較小的分量部分，對于一定的m，隨著n的增大，Jn(m)大小起伏，總的趨勢減小第8頁，共71頁，2023年，2月20日，星期四當n>(m+1)時，Jn(m)均小于0.1，即Jm＋2(m)，Jm＋3(m)等<0.1。忽略振幅0.1Vcm，所以邊頻：其中，1.當m<<1時，(窄帶調(diào)角波)2.當m>>1時，(寬帶調(diào)角波)，其中mF：最大頻率偏移，與調(diào)制信號頻率無關當Ω增加，BW增加說明：⑴有效頻譜寬度BW，最大頻偏Δwm。⑵實際多音復雜信號調(diào)頻時：3.一般情況下：第9頁，共71頁，2023年，2月20日，星期四調(diào)頻信號與調(diào)相信號的相同之處在于：(1)二者都是等幅信號。(2)二者的頻率和相位都隨調(diào)制信號而變化，均產(chǎn)生頻偏與相偏。調(diào)頻信號與調(diào)相信號的區(qū)別在于：二者的頻率和相位隨調(diào)制信號變化的規(guī)律不一樣，但由于頻率與相位是微積分關系，故二者是有密切聯(lián)系的。(2)調(diào)頻信號的調(diào)頻指數(shù)mf與調(diào)制頻率有關，最大頻偏與調(diào)制頻率無關，而調(diào)相信號的最大頻偏與調(diào)制頻率有關，調(diào)相指數(shù)mp與調(diào)制頻率無關。

第10頁，共71頁，2023年，2月20日，星期四(3)從理論上講，調(diào)頻信號的最大角頻偏Δωm＜ωc，由于載頻ωc很高，故Δωm可以很大，即調(diào)制范圍很大。由于相位以2π為周期，所以調(diào)相信號的最大相偏(調(diào)相指數(shù))mf＜π，故調(diào)制范圍很小。第11頁，共71頁，2023年，2月20日，星期四調(diào)頻電路調(diào)頻有兩種實現(xiàn)方法，分別為直接調(diào)頻和間接調(diào)頻。直接調(diào)頻的特點是它的調(diào)頻信號瞬時頻率按調(diào)制信號規(guī)律變化。可以用調(diào)制信號直接控制振蕩器的遮擋頻率來實現(xiàn)直接調(diào)頻。間接調(diào)頻是利用調(diào)頻與調(diào)相的內(nèi)在聯(lián)系，將調(diào)制信號進行積分，用其值進行調(diào)相，便可得到所需的調(diào)頻信號。相應的原理框圖見書259頁圖5－2－1正弦波振蕩器調(diào)相器Φ（wc）積分器第12頁，共71頁，2023年，2月20日，星期四5.2變?nèi)莨苤苯诱{(diào)頻電路一、直接調(diào)頻－直接用控制信號去控制頻率的變化高頻中常用L、C電路來產(chǎn)生振蕩，并使L、C的電抗變化，從而實現(xiàn)直接調(diào)頻。1.定義：根據(jù)調(diào)頻信號的瞬時頻率隨調(diào)制信號成線性變化這一基本特性，可以將調(diào)制信號作為壓控振蕩器的控制電壓，使其產(chǎn)生的振蕩頻率隨調(diào)制信號規(guī)律而變化，壓控振蕩器的中心頻率即為載波頻率。顯然，這是實現(xiàn)調(diào)頻的最直接方法，故稱為直接調(diào)頻。2.基本原理主要器件：變?nèi)荻O管，其伏安特性與普通一樣。第13頁，共71頁，2023年，2月20日，星期四變?nèi)荻O管是利用ＰＮ結(jié)的結(jié)電容隨反向電壓變化這一特性制成的一種壓控電抗元件。變?nèi)荻O管的符號和結(jié)電容變化曲線如圖4.5.1所示。變?nèi)荻O管結(jié)電容可表示為:其中γ為變?nèi)葜笖?shù)，其值隨半導體摻雜濃度和ＰＮ結(jié)的結(jié)構不同而變化，Ｃj0為外加電壓V=0時的結(jié)電容值，VD為ＰＮ結(jié)的內(nèi)建電位差。靜態(tài)工作點為VQ時，變?nèi)荻O管結(jié)電容為:第14頁，共71頁，2023年，2月20日，星期四第15頁，共71頁，2023年，2月20日，星期四設在變?nèi)荻O管上加的調(diào)制信號電壓為：VΩ(t)=VmcosΩ，則，所以

其中，電容調(diào)制度3.變?nèi)莨茏鳛檎袷幓芈房傠娙輹r調(diào)頻電路等效交流電路見書267頁圖5－2－8第16頁，共71頁，2023年，2月20日，星期四為了使變?nèi)荻O管能正常工作，必須正確地給其提供靜態(tài)負偏壓和交流控制電壓，而且要抑制高頻振蕩信號對直流偏壓和低頻控制電壓的干擾。所以，在電路設計時要適當采用高頻扼流圈、旁路電容、隔直流電容等器件。電容CC很大，對高頻短路，對低頻和直流開路所以與Cj串聯(lián)時不考慮。若變?nèi)莨苌霞覸Q＋VΩ(t)，就會使得Cj隨時間變化（時變電容）。若忽略高頻電壓對Cj的影響，此時振蕩頻率為：，當VΩ(t)＝0時的振蕩頻率，調(diào)頻信號的中心頻率受VQ控制第17頁，共71頁，2023年，2月20日，星期四振蕩頻率隨時間變化的曲線圖第18頁，共71頁，2023年，2月20日，星期四⑴在ω(t)的表達式中，若γ=2，則得：Δωm最大角頻偏，與Vm（輸入信號幅值）成正比。不失真的線性調(diào)頻。⑵一般情況下，γ≠2，這時ω(t)可以展開成冪級數(shù)：所以γ≠2時，會產(chǎn)生非線性失真，并受控于調(diào)制信號的2Ω，3Ω，…等諧波分量。此時中心角頻率也有偏移。第19頁，共71頁，2023年，2月20日，星期四結(jié)論：⑴調(diào)頻波最大角頻偏⑵為減小非線性失真（γ≠2），應該設法使變?nèi)莨芄ぷ髟讦?2的情況下，即選用γ=2的超突變結(jié)變?nèi)莨?。⑶為減小中心角頻率偏移，應該使m下降。4.變?nèi)莨茏鳛檎袷幓芈凡糠蛛娙莸恼{(diào)頻電路在實際應用中，通常γ≠2，Cj作為回路總電容將會使調(diào)頻特性出現(xiàn)非線性，輸出信號的中心頻率穩(wěn)定度也將下降。因此，通常利用對變?nèi)荻O管串聯(lián)或并聯(lián)電容的方法來調(diào)整回路總電容C與電壓V之間的特性。這時，加在變?nèi)莨苌系恼{(diào)制電壓對整個LC回路的影響減小，故調(diào)頻電路的最大線性頻偏有所減小，但非線性失真和各種因素引起的載頻不穩(wěn)定性也有所減小。第20頁，共71頁，2023年，2月20日，星期四變?nèi)荻O管直接調(diào)頻電路舉例（a）實際電路（b）等效電路該圖是一個變?nèi)荻O管部分接入調(diào)頻電路。在電路里采用了兩個變?nèi)荻O管背靠背連接，這也是一種常用方式。第21頁，共71頁，2023年，2月20日，星期四在變?nèi)荻O管的直流偏壓上不僅加有低頻調(diào)制電壓，而且疊加有回路里的高頻振蕩電壓，故變?nèi)荻O管的實際電容值會受到高頻振蕩的影響。若高頻振蕩電壓振幅太大，還可能使疊加后的瞬時電壓造成變?nèi)荻O管正偏。采用兩個變?nèi)荻O管對接，從圖中所示高頻等效電路可知，兩管對于高頻振蕩電壓來說是串聯(lián)的，故加在每個管上的高頻振蕩電壓振幅減半。對于直流偏壓和低頻調(diào)制電壓來說，兩管是并聯(lián)關系，故工作狀態(tài)不受影響。這種方式的缺點是調(diào)頻靈敏度有所降低，因為兩變?nèi)莨艽?lián)后總結(jié)電容減半。

第22頁，共71頁，2023年，2月20日，星期四將上圖（b）的振蕩回路簡化為下圖，這就是變?nèi)莨懿糠纸尤牖芈返那闆r。這樣，回路的總電容為所以瞬時角頻率為：式中，第23頁，共71頁，2023年，2月20日，星期四當C1和C2的值確定后，可以求得⑴附加中心角頻率偏移：⑵與調(diào)制信號成線性關系的一項：分析：與全接入時γ≠2的情況相比較⑴γ，m一定時，部分接入的，減小。⑵C2的引入的作用是減小高頻信號對CjQ的影響，調(diào)節(jié)C1，C2和VQ有利于降低非線性失真。第24頁，共71頁，2023年，2月20日，星期四5.3間接調(diào)頻電路1.實現(xiàn)間接調(diào)頻的關鍵是如何進行相位調(diào)制：對以上兩波，由于sinwt與coswt就可通過微分或積分相互轉(zhuǎn)化，所以它們的調(diào)制信號均為。從而將PM波通過積分或微分變?yōu)镕M波。2.框圖：其中關鍵電路是調(diào)相器3.通常，實現(xiàn)相位調(diào)制的方法有如下三種：矢量合成法，變?nèi)荻O管調(diào)相，可變延遲法。第25頁，共71頁，2023年，2月20日，星期四5.3.1矢量合成法一、基本原理這種方法主要針對的是窄帶的調(diào)頻或調(diào)相信號。對于單音調(diào)相信號：當mp≤π/12時，上式近似為：二、框圖：下圖所示的是普通調(diào)幅電路，調(diào)相電路和調(diào)頻電路的基本原理框圖比較。第26頁，共71頁，2023年，2月20日，星期四第27頁，共71頁，2023年，2月20日，星期四5.3.2變?nèi)荻O管調(diào)相電路可控相移網(wǎng)絡是間接調(diào)頻電路的關鍵部件，這種網(wǎng)絡有多種實現(xiàn)電路，變?nèi)荻O管相移網(wǎng)絡是其中應用最廣的一種。其電路原理就是利用調(diào)制信號控制移相網(wǎng)絡或諧振回路的電抗或電阻元件來實現(xiàn)調(diào)相。一、電路圖7.3.4（a）給出了變?nèi)荻O管相移網(wǎng)絡的實用電路，（b）是其高頻等效電路。對于高頻載波來說，三個0.001μF的小電容短路，對于低頻調(diào)制信號來說，三個0.001μF的小電容開路，4.7μF電容短路。R3與C4為積分電路，L與Cj并聯(lián)諧振回路，R1與R2為隔離電阻，C1與C2高頻耦合電容。第28頁，共71頁，2023年，2月20日，星期四第29頁，共71頁，2023年，2月20日，星期四二、分析設調(diào)制信號VΩ=VΩmcosΩt經(jīng)4.7μF電容耦合到變?nèi)荻O管上，則由電感L和變?nèi)荻O管組成的LC回路的中心角頻率ω(t)將隨調(diào)制電壓而變化。當角頻率為ωc的載波信號通過這個回路后，會發(fā)生什么變化呢?圖7.3.5所示為LC回路中心角頻率ω(t)與輸入信號中心角頻率ωc相互變化關系。若將輸入視為電流信號，輸出視為電壓信號，借助圖7.3.5所示并聯(lián)LC回路阻抗的幅頻特性和相頻特性，我們來討論以下三種不同的情況：①若LC回路中心角頻率恒定為ω0，輸入載波的角頻率ωc=ω0，則稱回路處于諧振狀態(tài)，輸出載波信號的頻率不變，相移為零。第30頁，共71頁，2023年，2月20日，星期四第31頁，共71頁，2023年，2月20日，星期四②若LC回路中心角頻率仍恒定為ω0，輸入是載頻ωc=ω0的等幅單頻調(diào)頻電流信號，瞬時角頻偏為ΔωmcosΩt，則回路處于失諧狀態(tài)，如圖7.3.5(a)所示。由于ω0附近的幅頻特性曲線較平坦，故阻抗的幅值變化ΔZ不大，最大變化量為ΔZm。若令輸入電流振幅為I，則輸出電壓振幅就不是恒定的了，所產(chǎn)生的最大變化量為ΔVm=ΔZmI。然而，ω0附近的相頻特性曲線較陡峭，故產(chǎn)生的相移變化Δφ很大，最大變化量為±Δφm，即輸出電壓的相位與輸入電流的相位不同，有一個最大相移為±Δφm的相位差。

第32頁，共71頁，2023年，2月20日，星期四③與情況②相反，若輸入是角頻率恒為ωc的載波信號，LC回路的中心角頻率ω(t)發(fā)生變化，滿足ω(t)=ω0+ΔωmcosΩt，且ω0=ωc，如圖7.3.5(b)所示，顯然，回路也處于失諧狀態(tài)，不過是由于回路阻抗特性曲線的左右平移而產(chǎn)生的。這時輸出電壓的振幅變化與相位變化與情況②完全相似，從圖7.3.5可以很清楚地看到。②、③情況下的LC回路均稱為失諧回路。變?nèi)荻O管相移網(wǎng)絡屬于第③種情況。現(xiàn)在來分析這種情況下輸出信號的相移表達式φ(t)。參照相同情況下LC回路中心角頻率表達式，在m較小時，有:第33頁，共71頁，2023年，2月20日，星期四在γ=2或者m較小時，因為輸入載波角頻率ωc=ω0，所以瞬時角頻率差為：根據(jù)前面對LC并聯(lián)諧振回路的分析，當失諧不大時，回路輸出電壓與輸入電流的相位差可近似表示為：當變?nèi)荻O管相移網(wǎng)絡的可變中心角頻率ω(t)對于輸入載波角頻率ωc失諧不大時，二者之間的相位差，也就是載波信號通過相移網(wǎng)絡產(chǎn)生的相移可用下式近似表示。第34頁，共71頁，2023年，2月20日，星期四最大相移量當Фm<30o時，由上式可見，變?nèi)荻O管相移網(wǎng)絡能夠?qū)崿F(xiàn)線性調(diào)相，但受回路相頻特性非線性的限制，必須滿足Фm<30o，調(diào)制范圍很窄，屬窄帶調(diào)相。為了增大調(diào)相指數(shù)，可以采用多個相移網(wǎng)絡級聯(lián)方式，之間用小電容耦合，對載頻呈現(xiàn)較大的電抗，使各級之間相互獨立。第35頁，共71頁，2023年，2月20日，星期四諧振回路端電壓：則所以最大角頻偏：圖7.3.6是一個三級單回路變?nèi)荻O管相移網(wǎng)絡，可產(chǎn)生的最大相偏為90o。其中22kΩ可調(diào)電阻用于調(diào)節(jié)各回路的Qe值，使三個回路產(chǎn)生相同的相移。圖中470kΩ電阻和3個并聯(lián)0.022μF電容組成積分電路。調(diào)制信號uΩ(t)經(jīng)過5μF電容耦合后輸入積分電路，0.022μF電容上的輸出積分電壓控制變?nèi)荻O管的結(jié)電容變化，回路電感L對于低頻積分電壓可視為短路。第36頁，共71頁，2023年，2月20日，星期四第37頁，共71頁，2023年，2月20日，星期四5.4擴展線性頻偏的方法一、直接調(diào)頻與間接調(diào)頻的區(qū)別直接調(diào)頻間接調(diào)頻載波不穩(wěn)定與fc無關，載波穩(wěn)定能獲得較大的頻偏，電路最大角頻偏受到限制簡單，調(diào)制功率小二、提高直接調(diào)頻的最大線性頻偏方法對于晶振直接調(diào)頻電路來說，它的最大線性頻偏也受到晶振特性fc的限制。顯然，提高載頻是擴展最大線性頻偏最直接的方法。例如，當載頻為100MHz時，即使最大相對線性頻偏僅0.01%，最大線性頻偏也可達到10kHz，這對于一般語音通信也足夠了。第38頁，共71頁，2023年，2月20日，星期四然而，如要求進一步擴展最大線性頻偏，可以采用倍頻和混頻的方法。設調(diào)頻電路產(chǎn)生的單頻調(diào)頻信號的瞬時角頻率為:ω1=ωc+kfVΩmcosΩt=ωc+ΔωmcosΩt經(jīng)過n倍頻電路之后，瞬時角頻率變成:ω2=nωc+nΔωmcosΩt

可見n倍頻電路可將調(diào)頻信號的載頻和最大頻偏同時擴大為原來的n倍，但最大相對頻偏仍保持不變。若再將瞬時角頻率為ω2的調(diào)頻信號與固定角頻率為ω3=(n+1)ωc的高頻正弦信號進行混頻，則差頻為

ω4=ω3－ω2=ωc－nΔωmcosΩt

可見混頻能使調(diào)頻信號最大頻偏保持不變，最大相對頻偏發(fā)生變化。第39頁，共71頁，2023年，2月20日，星期四根據(jù)以上分析，由直接調(diào)頻、倍頻和混頻電路三者的組合可使產(chǎn)生的調(diào)頻信號的載頻不變，最大線性頻偏擴大為原來的n倍。如果將直接調(diào)頻電路的中心頻率提高為原來的n倍，保持最大相對頻偏不變，則能夠直接得到瞬時角頻率為ω2的調(diào)頻信號，這樣可以省去倍頻電路。下圖給出了有關原理方框圖。第40頁，共71頁，2023年，2月20日，星期四三、提高間接調(diào)頻的最大線性頻偏方法調(diào)相電路的調(diào)相指數(shù)mp受到變?nèi)莨軈?shù)的限制，而調(diào)相信號的最大頻偏Δfm又與mp成正比，故Δfm也受到限制。因此，間接調(diào)頻電路的最大線性頻偏受調(diào)相電路性能的影響和限制。這與直接調(diào)頻電路最大相對線性頻偏受限制不一樣。為了擴展間接調(diào)頻電路的最大線性頻偏，同樣可以采用倍頻和混頻的方法。下面用一個例題來具體說明。例7.2已知調(diào)制信號頻率范圍為40Hz～15kHz，載頻為90MHz，若要求用間接調(diào)頻的方法產(chǎn)生最大頻偏為75kHz的調(diào)頻信號，其中調(diào)相電路mp=0.5＜，如何實現(xiàn)?第41頁，共71頁，2023年，2月20日，星期四解：(1)若單獨進行調(diào)相，則mp=0.5的調(diào)相電路對于最低調(diào)制頻率Fmin和最高調(diào)制頻率Fmax能夠產(chǎn)生的頻偏是不同的，分別為:Δfmmin=mpFmin=0.5×40=20HzΔfmmax=mpFmax=0.5×15×103=75kHz(2)現(xiàn)采用包括調(diào)相電路在內(nèi)的間接調(diào)頻電路，則產(chǎn)生調(diào)頻信號的最大相偏mf就應該是內(nèi)部調(diào)相電路實際最大相偏m’p，有

mf=Δfm/F=m’p顯然，此時的實際最大相偏m’p與調(diào)制頻率成反比，這是為什么呢?設輸入間接調(diào)頻電路的單頻調(diào)制信號為:V1=Vm1cosΩt第42頁，共71頁，2023年，2月20日，星期四經(jīng)增益為1的積分電路輸出后為:V2=V2即為輸入調(diào)相電路的信號，因此有:

m’p=

可見，由于相同振幅的各調(diào)制分量經(jīng)過積分電路后，振幅減小，且減幅程度與頻率成反比，故造成不同調(diào)制頻率分量在調(diào)相電路里所獲得的實際最大相偏m’p不一樣，最小調(diào)制頻率Fmin分量獲得的m’p最大。因為只有Fmin分量才能獲得0.5這一實際最大相偏，故可求得此間接調(diào)頻電路可獲得的最大線性頻偏:Δfm=m’pFmin=0.5×40=20Hz第43頁，共71頁，2023年，2月20日，星期四(3)因為間接調(diào)頻電路僅能產(chǎn)生最大頻偏為20Hz的調(diào)頻信號，與要求75kHz相差甚遠，故可以在較低載頻fc1上進行調(diào)頻，然后用倍頻方法同時增大載頻與最大頻偏。因為要求的相對頻偏，故fc1=90×106/3750=24kHz。由于24kHz作為載頻太低，所以可采用倍頻和混頻相結(jié)合的方法。一種方案如圖例7.2所示。第44頁，共71頁，2023年，2月20日，星期四首先用間接調(diào)頻電路在120kHz載頻上產(chǎn)生Δfm1=18.3Hz(mp=0.46)的調(diào)頻信號，然后經(jīng)過四級四倍頻電路，可得到載頻為30.72MHz，Δfm2=4.685kHz的調(diào)頻信號，再和fL=36.345MHz的本振進行混頻，得到載頻為5.625MHz，最大頻偏仍為4.685kHz的調(diào)頻信號。第45頁，共71頁，2023年，2月20日，星期四5.5調(diào)角波的解調(diào)最后經(jīng)過兩級四倍頻電路，就能得到載頻為90MHz,Δfm=75kHz的調(diào)頻信號了。調(diào)角波的解調(diào)就是從調(diào)角波中恢復出原調(diào)制信號的過程。調(diào)頻波的解調(diào)電路稱為頻率檢波器或鑒頻器(FD)，調(diào)相波的解調(diào)電路稱為相位檢波器或鑒相器(PD)。一、鑒頻方法1.振幅鑒頻法調(diào)頻波的振幅恒定，故無法直接用包絡檢波器解調(diào)。鑒于二極管峰值包絡檢波器線路簡單、性能好，能否把包絡檢波器用于調(diào)頻解調(diào)器中。第46頁，共71頁，2023年，2月20日，星期四顯然，若能將等幅的調(diào)頻信號變換成振幅也隨瞬時頻率變化、既調(diào)頻又調(diào)幅的FM―AM波，就可以通過包絡檢波器解調(diào)此調(diào)頻信號。用此原理構成的鑒頻器稱為振幅鑒頻器。其工作原理如下圖所示。(a)振幅鑒頻器框圖；(b)變換電路特性振幅鑒頻器原理圖第47頁，共71頁，2023年，2月20日，星期四2.相位鑒頻法相位鑒頻法的原理框圖如下圖所示。圖中的變換電路具有線性的頻率—相位轉(zhuǎn)換特性，它可以將等幅的調(diào)頻信號變成相位也隨瞬時頻率變化的、既調(diào)頻又調(diào)相的FM―PM波。相位鑒頻法的原理框圖第48頁，共71頁，2023年，2月20日，星期四相位鑒頻法的關鍵是相位檢波器。相位檢波器或鑒相器就是用來檢出兩個信號之間的相位差，完成相位差—電壓變換作用的部件或電路。3.直接脈沖計數(shù)式鑒頻法調(diào)頻信號的信息是寄托在已調(diào)波的頻率上。從某種意義上講，信號頻率就是信號電壓或電流波形單位時間內(nèi)過零點（或零交點）的次數(shù)。對于脈沖或數(shù)字信號，信號頻率就是信號脈沖的個數(shù)?；谶@種原理的鑒頻器稱為零交點鑒頻器或脈沖計數(shù)式鑒頻器。如果把FM波FM脈沖微分脈沖形成取平均分量VΩ。其原理框圖見下圖。第49頁，共71頁，2023年，2月20日，星期四限幅放大微分uFMu1脈沖形成u2u3低通濾波uo(a)(b)uFMtu1tu2tu3tuot第50頁，共71頁，2023年，2月20日，星期四5.5.1斜率鑒頻器利用頻幅轉(zhuǎn)換網(wǎng)絡將調(diào)頻信號轉(zhuǎn)換成調(diào)頻—調(diào)幅信號，然后再經(jīng)過檢波電路取出原調(diào)制信號，這種方法稱為斜率鑒頻。因為在線性解調(diào)范圍內(nèi)，解調(diào)信號電壓與調(diào)頻信號瞬時頻率之間的比值和頻幅轉(zhuǎn)換網(wǎng)絡特性曲線的斜率成正比。在斜率鑒頻電路中，頻幅轉(zhuǎn)換網(wǎng)絡通常采用LC并聯(lián)回路或LC互感耦合回路，檢波電路通常采用差分檢波電路或二極管包絡檢波電路。一、鑒頻原理：見下圖第51頁，共71頁，2023年，2月20日，星期四二、電路：書292頁圖5－3－15第52頁，共71頁，2023年，2月20日，星期四上圖所示雙失諧回路鑒頻器利用兩個失諧LC回路進行頻幅轉(zhuǎn)換，然后分別進行二極管包絡檢波，輸出是兩個檢波電壓的差值。第53頁，共71頁，2023年，2月20日，星期四若ω1與ω2位置合適，兩回路鑒頻特性曲線中的彎曲部分互相補償，相減后的鑒頻特性不但線性好，而且線性鑒頻范圍增大。三、討論這種電路的主要缺點是調(diào)試比較困難，因為需要調(diào)整三個LC回路的參數(shù)使之滿足要求。第54頁，共71頁，2023年，2月20日，星期四5.5.2相位鑒頻器利用頻相轉(zhuǎn)換網(wǎng)絡將調(diào)頻信號轉(zhuǎn)換成調(diào)頻—調(diào)相信號，然后經(jīng)過鑒相器(相位檢波器)取出原調(diào)制信號，這就是相位鑒頻電路的工作原理。相位鑒頻法的關鍵是相位檢波器。相位檢波器或鑒相器就是用來檢出兩個信號之間的相位差，完成相位差—電壓變換作用的部件或電路。若兩路信號同時加于鑒相器，鑒相器的輸出電壓Vo就是瞬時相位差的函數(shù)。一、乘積型相位鑒頻器利用乘積型鑒相器實現(xiàn)鑒頻的方法稱為乘積型相位鑒頻法或積分鑒頻法。第55頁，共71頁，2023年，2月20日，星期四2.鑒頻原理：可參考書第295和299頁1.原理框圖它由移相網(wǎng)絡、乘法器和低通濾波器三部分組成。調(diào)頻信號一路直接加至乘法器，另一路經(jīng)相移網(wǎng)絡移相后(參考信號)加至乘法器。其中相移網(wǎng)絡不能改變輸入信號的頻率特性，僅僅是使輸入信號附加一個相位的平移。線性相移網(wǎng)絡通常是單諧振回路(或耦合回路)。第56頁，共71頁，2023年，2月20日，星期四二、疊加型相位鑒頻器利用疊加型鑒相器實現(xiàn)鑒頻的方法稱為疊加型相位鑒頻法。對于疊加型鑒相器，就是先將V1和V2相加，把兩者的相位差的變化轉(zhuǎn)換為合成信號的振幅變化，然后用包絡檢波器檢出其振幅變化，從而達到鑒相的目的。1.原理框圖第57頁，共71頁，2023年，2月20日，星期四2.電路原理圖L1，C1與L2，C2為互感耦合的雙調(diào)諧回路，作為鑒頻器的頻相轉(zhuǎn)換網(wǎng)絡。C0為隔直電容，L3為高頻扼流圈第58頁，共71頁，2023年，2月20日，星期四⑴頻率—相位變換頻率—相位變換是由圖(a)所示的互感耦合回路完成的。圖(b)為次級回路的等效電路。初級電流在次級回路產(chǎn)生的感應電動勢為第59頁，共71頁，2023年，2月20日，星期四⑵相位—幅度變換根據(jù)圖中規(guī)定的V1與V2的極性，原電路圖的鑒相器可簡化為下圖形式。這樣，在兩個檢波二極管上的高頻電壓分別為合成矢量的幅度隨V1與V2間的相位差而變化(FM―PM―AM信號)，如下圖所示。第60頁，共71頁，2023年，2月20日，星期四①f=f0=fc時，VD1與VD2的振幅相等，即VD1=VD2，②f>f0=fc時，VD1<VD2，隨著f的增加，兩者差值將加大；③f<f0=fc時，VD1>VD2，隨著f的增加，兩者差值也將加大。不同頻率時VD1與VD2矢量圖第61頁，共71頁，2023年，2月20日，星期四⑶檢波輸出設兩個包絡檢波器的檢波系數(shù)分別為Kd1

，Kd2(通常Kd1=Kd12=Kd)，則兩個包絡檢波器的輸出分別為vo1=Kd1VD1

，vo2=Kd2VD2。鑒頻器的輸出電壓為⑷鑒頻特性由矢量圖可以看出VD1與VD2的幅度與輸入電壓V1和V2之間的相位差有關。而包絡檢波器的輸出電壓又為VD1與VD2電壓幅度之差值，最終可以得出如下結(jié)論：第62頁，共71頁，2023年，2月20日，星期四按上式所畫出的鑒頻特性曲線如書第304頁，圖5－3－30所示。結(jié)論：在線性區(qū)內(nèi)，鑒頻器可正常工作，超過線性區(qū)，鑒頻器不能鑒頻。⑸鑒頻特性曲線與的關系：對V1曲線的影響：小于0.49時為單峰，且增加，峰值減??；大于0.49為雙峰，且增加，峰值減小峰點向兩邊移動。對V2的影響：當小于1時為單峰，增加，峰值減小，大于1時為雙峰，增加，峰點向兩邊移動，但峰值不變。鑒頻特性曲線與關系：增加，線性范圍加寬；減小，線性范圍變小，但曲線斜率高，即鑒頻靈敏度高第63頁，共71頁，2023年，2月20日，星期四5.5.3比例鑒頻器當輸入信號Vsm變化時，V2和V1均會發(fā)生變化，一般我們認為V2和V1不變。當V2和V1發(fā)生變化時，會引起檢波管VD2與VD1變化，從而引起輸出波幅變化—寄生變化，故要求對這種變化幅度的波形進行加工，例如限幅電路。一、比例鑒頻器電路圖比例鑒頻器是一種類似于疊加型相位鑒頻器，而又具有自限幅(軟限幅)能力的鑒頻器，其基本電路如下圖所示。它與互感耦合相位鑒頻器電路的頻相轉(zhuǎn)換部分相同，他們的區(qū)別在于：(1)兩個二極管順接；(2)接地點和輸出點改變；第64頁，共71頁，2023年，2月20日，星期四(3)在電阻(R1+R2)兩端并接一個大電容C，容量約在10μF數(shù)量級。時間常數(shù)(R1+R2)C很大，約0.1～0.25s，遠大于低頻信號的周期。第65頁，共71頁，202