雙反星型整流電路

雙反星型整流電路第1頁，共41頁，2023年，2月20日，星期五三相半波整流電路電原理與整流波形圖2-25考慮變壓器漏感時(shí)的三相半波可控整流電路及波形2.3第2頁，共41頁，2023年，2月20日，星期五大功率可控整流電路2.6.1

帶平衡電抗器的雙反星形可控整流電路

2.6.2

多重化整流電路2.6第3頁，共41頁，2023年，2月20日，星期五帶平衡電抗器的雙反星形可控整流電路的特點(diǎn)：適用于低電壓、大電流的場(chǎng)合多重化整流電路的特點(diǎn)：在采用相同器件時(shí)可達(dá)到更大的功率可減少交流側(cè)輸入電流的諧波或提高功率因數(shù)，從而減小對(duì)供電電網(wǎng)的干擾。大功率可控整流電路2.6第4頁，共41頁，2023年，2月20日，星期五帶平衡電抗器的雙反星形可控整流電路電解電鍍等工業(yè)中應(yīng)用低電壓大電流（例如幾十伏，幾千至幾萬安）可調(diào)直流電源圖2-35帶平衡電抗器的雙反星形可控整流電路2.6.1第5頁，共41頁，2023年，2月20日，星期五電路結(jié)構(gòu)的特點(diǎn)變壓器二次側(cè)為兩組匝數(shù)相同極性相反的繞阻，分別接成兩組三相半波電路。

變壓器二次側(cè)兩繞組的極性相反可消除鐵芯的直流磁化。

設(shè)置電感量為Lp的平衡電抗器是為保證兩組三相半波整流電路能同時(shí)導(dǎo)電。與三相橋式電路相比，在采用相同晶閘管的條件下，雙反星形電路的輸出電流可大一倍。圖2-35帶平衡電抗器的雙反星形可控整流電路帶平衡電抗器的雙反星形可控整流電路2.6.1第6頁，共41頁，2023年，2月20日，星期五繞組的極性相反的目的：消除直流磁通勢(shì)如何實(shí)現(xiàn)？如圖可知，雖然兩組相電流的瞬時(shí)值不同，但是平均電流相等而繞組的極性相反，所以直流安匝互相抵消。圖2-36雙反星形電路，=0時(shí)兩組整流電壓、電流波形帶平衡電抗器的雙反星形可控整流電路2.6.1第7頁，共41頁，2023年，2月20日，星期五接平衡電抗器的原因：兩個(gè)直流電源并聯(lián)時(shí)，只有當(dāng)電壓平均值和瞬時(shí)值均相等時(shí)，才能使負(fù)載均流。雙反星形電路中，兩組整流電壓平均值相等，但瞬時(shí)值不等。兩個(gè)星形的中點(diǎn)n1和n2間的電壓等于ud1和ud2之差。該電壓加在Lp上，產(chǎn)生電流ip，它通過兩組星形自成回路，不流到負(fù)載中去，稱為環(huán)流或平衡電流。

考慮到ip后，每組三相半波承擔(dān)的電流分別為Id/2ip。為了使兩組電流盡可能平均分配，一般使Lp值足夠大，以便限制環(huán)流在負(fù)載額定電流的1%～2%以內(nèi)。帶平衡電抗器的雙反星形可控整流電路2.6.1第8頁，共41頁，2023年，2月20日，星期五雙反星形電路中如不接平衡電抗器，即成為六相半波整流電路：只能有一個(gè)晶閘管導(dǎo)電，其余五管均阻斷，每管最大導(dǎo)通角為60o，平均電流為Id/6。當(dāng)α=0o

時(shí)，Ud為1.35U2，比三相半波時(shí)的1.17U2略大些。六相半波整流電路因晶閘管導(dǎo)電時(shí)間短，變壓器利用率低，極少采用。雙反星形電路與六相半波電路的區(qū)別——有無平衡電抗器。平衡電抗器的作用：使得兩組三相半波整流電路同時(shí)導(dǎo)電。對(duì)平衡電抗器作用的理解是掌握雙反星形電路原理的關(guān)鍵。帶平衡電抗器的雙反星形可控整流電路2.6.1第9頁，共41頁，2023年，2月20日，星期五由于平衡電抗器的作用使得兩組三相半波整流電路同時(shí)導(dǎo)電的原理分析：平衡電抗器Lp承擔(dān)了n1、n2間的電位差，它補(bǔ)償了u’b和ua的電動(dòng)勢(shì)差，使得u’b和ua兩相的晶閘管能同時(shí)導(dǎo)電。時(shí)，u’b>ua，VT6導(dǎo)通，此電流在流經(jīng)LP時(shí)，LP上要感應(yīng)一電動(dòng)勢(shì)up，其方向是要阻止電流增大?？蓪?dǎo)出Lp兩端電壓、整流輸出電壓的數(shù)學(xué)表達(dá)式如下：（2-97）（2-98）圖2-37平衡電抗器作用下輸出電壓的波形和平衡電抗器上電壓的波形圖2-38平衡電抗器作用下兩個(gè)晶閘管同時(shí)導(dǎo)電的情況帶平衡電抗器的雙反星形可控整流電路2.6.1第10頁，共41頁，2023年，2月20日，星期五原理分析(續(xù))：雖然，但由于Lp的平衡作用，使得晶閘管VT6和VT1同時(shí)導(dǎo)通。

時(shí)間推遲至u’b與ua的交點(diǎn)時(shí)，u’b=ua

，。之后u’b<ua

，則流經(jīng)u’b相的電流要減小，但Lp有阻止此電流減小的作用，up的極性反向，Lp仍起平衡的作用，使VT6繼續(xù)導(dǎo)電。

直到u’c>u’b

，電流才從VT6換至VT2。此時(shí)變成VT1、VT2同時(shí)導(dǎo)電。每一組中的每一個(gè)晶閘管仍按三相半波的導(dǎo)電規(guī)律而各輪流導(dǎo)電。圖2-37平衡電抗器作用下輸出電壓的波形和平衡電抗器上電壓的波形圖2-38平衡電抗器作用下兩個(gè)晶閘管同時(shí)導(dǎo)電的情況帶平衡電抗器的雙反星形可控整流電路2.6.1第11頁，共41頁，2023年，2月20日，星期五由上述分析以可得：平衡電抗器中點(diǎn)作為整流電壓輸出的負(fù)端，其輸出的整流電壓瞬時(shí)值為兩組三相半波整流電壓瞬時(shí)值的平均值，見式（2-98），波形如圖2-37a中藍(lán)色粗線所示。（2-98）圖2-37平衡電抗器作用下輸出電壓的波形和平衡電抗器上電壓的波形帶平衡電抗器的雙反星形可控整流電路2.6.1第12頁，共41頁，2023年，2月20日，星期五諧波分析將圖2-36中ud1和ud2的波形用傅氏級(jí)數(shù)展開，可得當(dāng)

=0時(shí)的ud1、ud2，即由式（2-97）和（2-98）可得

可見，

ud中的諧波分量比直流分量要小得多，且最低次諧波為六次諧波。（2-99）（2-100）（2-101）（2-102）帶平衡電抗器的雙反星形可控整流電路2.6.1第13頁，共41頁，2023年，2月20日，星期五

=30、

=60和

=90時(shí)輸出電壓的波形分析需要分析各種控制角時(shí)的輸出波形時(shí)，可先求出兩組三相半波電路的ud1和ud2波形，然后根據(jù)式（2-98）做出波形(ud1+ud2)/2。雙反星形電路的輸出電壓波形與三相半波電路比較，脈動(dòng)程度減小了，脈動(dòng)頻率加大一倍，f=300Hz。電感負(fù)載情況下，移相范圍是90。如果是電阻負(fù)載，移相范圍為120。圖2-39當(dāng)

=30、60、90時(shí)，雙反星形電路的輸出電壓波形

帶平衡電抗器的雙反星形可控整流電路2.6.1第14頁，共41頁，2023年，2月20日，星期五整流電壓平均值與三相半波整流電路的相等，為:

Ud=1.17U2cos

將雙反星形電路與三相橋式電路進(jìn)行比較可得出以下結(jié)論：

（1）三相橋?yàn)閮山M三相半波串聯(lián)，而雙反星形為兩組三相半波并聯(lián)，且后者需用平衡電抗器。（2）當(dāng)U2相等時(shí)，雙反星形的Ud是三相橋的1/2，而Id是單相橋的2倍。（3）兩種電路中，晶閘管的導(dǎo)通及觸發(fā)脈沖的分配關(guān)系一樣，ud和id的波形形狀一樣。帶平衡電抗器的雙反星形可控整流電路2.6.1第15頁，共41頁，2023年，2月20日，星期五多重化整流電路整流裝置功率進(jìn)一步加大時(shí)，所產(chǎn)生的諧波、無功功率等對(duì)電網(wǎng)的干擾也隨之加大，為減輕干擾，可采用多重化整流電路。1.移相多重聯(lián)結(jié)2個(gè)三相橋并聯(lián)而成的12脈波整流電路。圖2-40并聯(lián)多重聯(lián)結(jié)的12脈波整流電路2.6.2第16頁，共41頁，2023年，2月20日，星期五移相30構(gòu)成的串聯(lián)2重聯(lián)結(jié)電路星形三角形圖2-41移相30串聯(lián)2重聯(lián)結(jié)電路

圖2-42移相30串聯(lián)2重聯(lián)結(jié)電路電流波形

整流變壓器二次繞組分別采用星形和三角形接法構(gòu)成相位相差30、大小相等的兩組電壓，接到相互串聯(lián)的2組整流橋。多重化整流電路2.6.2第17頁，共41頁，2023年，2月20日，星期五iA基波幅值Im1和n次諧波幅值Imn分別如下：

即輸入電流諧波次數(shù)為12k±1，其幅值與次數(shù)成反比而降低。該電路的其他特性如下：直流輸出電壓位移因數(shù)cosj1=cosa

（單橋時(shí)相同）功率因數(shù)l=ncosj1

=0.9886cosa（2-103）（2-104）多重化整流電路2.6.2第18頁，共41頁，2023年，2月20日，星期五利用變壓器二次繞阻接法的不同，互相錯(cuò)開20，可將三組橋構(gòu)成串聯(lián)3重聯(lián)結(jié)電路：整流變壓器采用星形三角形組合無法移相20，需采用曲折接法。整流電壓ud在每個(gè)電源周期內(nèi)脈動(dòng)18次，故此電路為18脈波整流電路。交流側(cè)輸入電流諧波更少，為18k±1次（k=1,2,3…），ud的脈動(dòng)也更小。輸入位移因數(shù)和功率因數(shù)分別為：cosj1=cosa=0.9949cosa多重化整流電路2.6.2第19頁，共41頁，2023年，2月20日，星期五將整流變壓器的二次繞組移相15，可構(gòu)成串聯(lián)4重聯(lián)結(jié)電路

為24脈波整流電路其交流側(cè)輸入電流諧波次為24k±1，k=1，2，3…。輸入位移因數(shù)功率因數(shù)分別為：cosj1=cosa=0.9971cosa采用多重聯(lián)結(jié)的方法并不能提高位移因數(shù)，但可使輸入電流諧波大幅減小，從而也可以在一定程度上提高功率因數(shù)。多重化整流電路2.6.2第20頁，共41頁，2023年，2月20日，星期五2.多重聯(lián)結(jié)電路的順序控制只對(duì)多重整流橋中一個(gè)橋的角進(jìn)行控制，其余各橋的工作狀態(tài)則根據(jù)需要輸出的整流電壓而定。

或者不工作而使該橋輸出直流電壓為零?；蛘?0而使該橋輸出電壓最大。根據(jù)所需總直流輸出電壓從低到高的變化，按順序依次對(duì)各橋進(jìn)行控制，因而被稱為順序控制。并不能降低輸入電流諧波。但是各組橋中只有一組在進(jìn)行相位控制，其余各組或不工作，或位移因數(shù)為1，因此總功率因數(shù)得以提高。我國電氣機(jī)車的整流器大多為這種方式。多重化整流電路2.6.2第21頁，共41頁，2023年，2月20日，星期五

3重晶閘管整流橋順序控制

當(dāng)需要的輸出電壓低于三分之一最高電壓時(shí)，只對(duì)第I組橋的角進(jìn)行控制，連續(xù)觸發(fā)VT23、VT24、VT33、VT34使其導(dǎo)通，這樣第II、III組橋的輸出電壓就為零。

圖2-43單相串聯(lián)3重聯(lián)結(jié)電路及順序控制時(shí)的波形

從電流i的波形可以看出，雖然波形并為改善，但其基波分量比電壓的滯后少，因而位移因數(shù)高，從而提高了總的功率因數(shù)。多重化整流電路2.6.2第22頁，共41頁，2023年，2月20日，星期五1．脈沖形成環(huán)節(jié)

控制電壓uco加在V4基極上。

V4、V5——脈沖形成

V7、V8——脈沖放大圖2-54

同步信號(hào)為鋸齒波的觸發(fā)電路同步信號(hào)為鋸齒波的觸發(fā)電路2.9.1第23頁，共41頁，2023年，2月20日，星期五uco對(duì)脈沖的控制作用及脈沖形成：

uco=0時(shí)，V4截止。V5飽和導(dǎo)通。V7、V8處于截止?fàn)顟B(tài)，無脈沖輸出。電容C3充電，充滿后電容兩端電壓接近2E1(30V)。

電容C3放電和反向充電，使V5基極電位，直到ub5>-E1(-15V)，V5又重新導(dǎo)通。使V7、V8截止，輸出脈沖終止。

時(shí)，V4導(dǎo)通，A點(diǎn)電位由+E1(+15V)1.0V左右，V5基極電位約-2E1(-30V)，

V5立即截止。V5集電極電壓由-E1(-15V)

到+2.1V，V7、V8導(dǎo)通，輸出觸發(fā)脈沖。

脈沖前沿由V4導(dǎo)通時(shí)刻確定，脈沖寬度與反向充電回路時(shí)間常數(shù)R11C3有關(guān)。

電路的觸發(fā)脈沖由脈沖變壓器TP二次側(cè)輸出，其一次繞組接在V8集電極電路中。圖2-54

同步信號(hào)為鋸齒波的觸發(fā)電路輸出同步信號(hào)為鋸齒波的觸發(fā)電路2.9.1第24頁，共41頁，2023年，2月20日，星期五2.鋸齒波的形成和脈沖移相環(huán)節(jié)鋸齒波電壓形成的方案較多，如采用自舉式電路、恒流源電路等；本電路采用恒流源電路。恒流源電路方案，由V1、V2、V3和C2等元件組成

V1、VS、RP2和R3為一恒流源電路圖2-54

同步信號(hào)為鋸齒波的觸發(fā)電路同步信號(hào)為鋸齒波的觸發(fā)電路2.9.1第25頁，共41頁，2023年，2月20日，星期五

工作原理：V2導(dǎo)通時(shí)，因R4很小故C2迅速放電，ub3電位迅速降到零伏附近。V2周期性地通斷，ub3便形成一鋸齒波，同樣ue3也是一個(gè)鋸齒波。圖2-54

同步信號(hào)為鋸齒波的觸發(fā)電路同步信號(hào)為鋸齒波的觸發(fā)電路2.9.1

V2截止時(shí)，恒流源電流I1c對(duì)電容C2充電，

調(diào)節(jié)RP2，即改變C2的恒定充電電流I1c，可見RP2是用來調(diào)節(jié)鋸齒波斜率的。

射極跟隨器V3的作用是減小控制回路電流對(duì)鋸齒波電壓ub3的影響。第26頁，共41頁，2023年，2月20日，星期五'''圖2-55同步信號(hào)為鋸齒波的觸發(fā)電路的工作波形工作原理（續(xù)）：同步信號(hào)為鋸齒波的觸發(fā)電路2.9.1

加up的目的是為了確定控制電壓uco=0時(shí)脈沖的初始相位。M點(diǎn)是V4由截止到導(dǎo)通的轉(zhuǎn)折點(diǎn)，也就是脈沖的前沿。

當(dāng)uco為正值時(shí)，b4點(diǎn)的波形由uh+up+uco

確定。

如果uco=0，up為負(fù)值時(shí)，b4點(diǎn)的波形由uh+up

確定。V4基極電位由鋸齒波電壓、控制電壓uco、直流偏移電壓up三者作用的疊加所定。圖2-54

同步信號(hào)為鋸齒波的觸發(fā)電路第27頁，共41頁，2023年，2月20日，星期五三相全控橋時(shí)的情況:接感性負(fù)載電流連續(xù)時(shí)，脈沖初始相位應(yīng)定在=90；如果是可逆系統(tǒng)，需要在整流和逆變狀態(tài)下工作，要求脈沖的移相范圍理論上為180（由于考慮min和bmin，實(shí)際一般為120），由于鋸齒波波形兩端的非線性，因而要求鋸齒波的寬度大于180，例如240，此時(shí)，令uco=0，調(diào)節(jié)up的大小使產(chǎn)生脈沖的M點(diǎn)移至鋸齒波240的中央（120處），相應(yīng)于=90的位置。如uco為正值，M點(diǎn)就向前移，控制角<90，晶閘管電路處于整流工作狀態(tài)如uco為負(fù)值，M點(diǎn)就向后移，控制角>90，晶閘管電路處于逆變狀態(tài)。同步信號(hào)為鋸齒波的觸發(fā)電路2.9.1第28頁，共41頁，2023年，2月20日，星期五3.同步環(huán)節(jié)同步——要求觸發(fā)脈沖的頻率與主電路電源的頻率相同且相位關(guān)系確定。鋸齒波是由開關(guān)V2管來控制的。V2開關(guān)的頻率就是鋸齒波的頻率——由同步變壓器所接的交流電壓決定。V2由導(dǎo)通變截止期間產(chǎn)生鋸齒波——鋸齒波起點(diǎn)基本就是同步電壓由正變負(fù)的過零點(diǎn)。V2截止?fàn)顟B(tài)持續(xù)的時(shí)間就是鋸齒波的寬度——取決于充電時(shí)間常數(shù)R1C1。同步信號(hào)為鋸齒波的觸發(fā)電路2.9.1第29頁，共41頁，2023年，2月20日，星期五4.雙窄脈沖形成環(huán)節(jié)內(nèi)雙脈沖電路

V5、V6構(gòu)成“或”門當(dāng)V5、V6都導(dǎo)通時(shí)，V7、V8都截止，沒有脈沖輸出。只要V5、V6有一個(gè)截止，都會(huì)使V7、V8導(dǎo)通，有脈沖輸出。第一個(gè)脈沖由本相觸發(fā)單元的uco對(duì)應(yīng)的控制角

產(chǎn)生。隔60的第二個(gè)脈沖是由滯后60相位的后一相觸發(fā)單元產(chǎn)生（通過V6）。三相橋式全控整流電路的情況(自學(xué))同步信號(hào)為鋸齒波的觸發(fā)電路2.9.1第30頁，共41頁，2023年，2月20日，星期五

集成觸發(fā)器可靠性高，技術(shù)性能好，體積小，功耗低，調(diào)試方便。晶閘管觸發(fā)電路的集成化已逐漸普及，已逐步取代分立式電路目前國內(nèi)常用的有KJ系列和KC系列，下面以KJ系列為例。KJ004

與分立元件的鋸齒波移相觸發(fā)電路相似,分為同步、鋸齒波形成、移相、脈沖形成、脈沖分選及脈沖放大幾個(gè)環(huán)節(jié)。圖2-56KJ004電路原理圖2.9.2第31頁，共41頁，2023年，2月20日，星期五完整的三相全控橋觸發(fā)電路

3個(gè)KJ004集成塊和1個(gè)KJ041集成塊，可形成六路雙脈沖，再由六個(gè)晶體管進(jìn)行脈沖放大即可。

圖2-57

三相全控橋整流電路的集成觸發(fā)電路

集成觸發(fā)器2.9.2第32頁，共41頁，2023年，2月20日，星期五KJ041內(nèi)部是由12個(gè)二極管構(gòu)成的6個(gè)或門。也有廠家生產(chǎn)了將圖2-57全部電路集成的集成塊，但目前應(yīng)用還不多。模擬與數(shù)字觸發(fā)電路以上觸發(fā)電路為模擬的，優(yōu)點(diǎn)：結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單、可靠；缺點(diǎn)：易受電網(wǎng)電壓影響，觸發(fā)脈沖不對(duì)稱度較高，可達(dá)3~4，精度低。數(shù)字觸發(fā)電路：脈沖對(duì)稱度很好，如基于8位單片機(jī)的數(shù)字觸發(fā)器精度可達(dá)0.7~1.5。

集成觸發(fā)器2.9.2第33頁，共41頁，2023年，2月20日，星期五觸發(fā)電路的定相

觸發(fā)電路的定相——觸發(fā)電路應(yīng)保證每個(gè)晶閘管觸發(fā)脈沖與施加于晶閘管的交流電壓保持固定、正確的相位關(guān)系。

措施：同步變壓器原邊接入為主電路供電的電網(wǎng)，保證頻率一致。觸發(fā)電路定相的關(guān)鍵是確定同步信號(hào)與晶閘管陽極電壓的關(guān)系。圖2-58三相全控橋中同步電壓與主電路電壓關(guān)系示意圖2.9.3第34頁，共41頁，2023年，2月20日，星期五三相橋整流器，采用鋸齒波同步觸發(fā)電路時(shí)的情況同步信號(hào)負(fù)半周的起點(diǎn)對(duì)應(yīng)于鋸齒波的起點(diǎn)，通常使鋸齒波的上升段為240，上升段起始的30和終了的30線性度不好，舍去不用，使用中間的180。鋸齒波的中點(diǎn)與同步信號(hào)的300位置對(duì)應(yīng)。使Ud=0的觸發(fā)角

為90。當(dāng)<90時(shí)為整流工作，>90時(shí)為逆變工作。將=90確定為鋸齒波的中點(diǎn)，鋸齒波向前向后各有90的移相范圍。于是=90與同步電壓的300對(duì)應(yīng)，也就是=0與同步電壓的210對(duì)應(yīng)。由圖2-58及2.2節(jié)關(guān)于三相橋的介紹可知，=0對(duì)應(yīng)于ua的30的位置，則同步信號(hào)的180與ua的0對(duì)應(yīng)，說明VT1的同步電壓應(yīng)滯后于ua180。觸發(fā)電路的定相2.9.3第35頁，共41頁，2023年，2月20日，星期五變壓器接法：主電路整流變壓器為D,y-11聯(lián)結(jié)，同步變壓器為D,y-11,5聯(lián)結(jié)。

圖2-59同步變壓器和整流變壓器的接法及矢量圖觸發(fā)電路的定相2.9.3第36頁，共41頁，2023年，2月20日，星期五表2-4三相全控橋各晶閘管的同步電壓（采用圖2-59變壓器接法時(shí)）晶閘管VT1VT2VT3VT4VT5VT6主電路電壓+ua-uc+ub-ua+uc-ub同步電壓-usa+usc-usb+usa-usc+usb觸發(fā)電路的定相2.9