測控電路6-1課件

第六章信號轉換電路第一節(jié)采樣保持電路第二節(jié)

電壓比較電路第三節(jié)

電壓頻率轉換電路第四節(jié)電壓電流轉換電路從信息形態(tài)變化的觀點將各種轉換分為三種：從自然界物理量到電量的轉換電量之間的轉換從電量到物理量的轉換信號轉換電路用于將各類型的信號進行轉換。使具有不同輸入、輸出的器件可以聯用。應考慮：轉換電路應具有線性特性。阻抗的匹配。第一節(jié)采樣保持電路采樣/保持電路：具有采集某一瞬間的模擬輸入信號，并保持其值的功能。在采樣狀態(tài)下：電路的輸出跟蹤輸入模擬信號。在保持狀態(tài)下：電路的輸出保持采樣結束時刻的瞬時模擬輸入信號，直至進入下一次采樣狀態(tài)為止。一般應用：信號的采集，自動補償直流放大器的失調和漂移。瞬態(tài)變量的測量等。第一節(jié)采樣保持電路第一節(jié)采樣保持電路捕捉時間：從發(fā)出采樣指令的時刻起，直到輸出信號穩(wěn)定地跟蹤上輸入信號為止，所需的時間定義為捕捉時間關斷時間：從發(fā)出保持指令地時刻起，直到輸出信號穩(wěn)定下來為止，所需的時間定義為關斷時間。捕捉時間長，電路的跟蹤特性差，關斷時間長，電路的保持特性不好，它們限制了電路的工作速度。第一節(jié)采樣保持電路從離散信號中恢復原信號的必要條件是:若被采樣的信號f(t)的最高頻率為fmax，為了復現該波形，必須要求采樣間隔小于1/(2fmax).也就是說采樣頻率fs大于模擬信號中最高頻率的2倍，這便是采樣定理的要求。第一節(jié)采樣保持電路采樣定理采樣頻率fs應大于模擬信號最高頻率fmax的兩倍。

一、基本原理對采樣保持電路的主要要求：精度速度為提高實際電路的精度和速度，可從元件和電路兩方面著手解決。元件性能的影響和要求模擬開關

模擬開關是一種在數字信號控制下將模擬信號接通或斷開的元件或電路。該開關由開關元件和控制（驅動）電路兩部分組成?？刂齐娐烽_關元件元件性能的影響和要求模擬開關的分類

按切換的對象分：電壓和電流開關電壓模擬開關的特點是：當開關斷開時，跨于它兩端的電壓總與被換接的電壓Vx有關，而且通過開關的電流則與負載RL有關。電流模擬開關的特點是：不管負載電阻RL的大小如何，流過開關的電流總是和被換接的電流Ix相等，而且換接的電壓則由RL*Ix決定。元件性能的影響和要求模擬開關的分類

按切換對象使用元件：機械觸點式和電子式開關機械觸點式：干簧繼電器，水銀繼電器及機械振子繼電器等。電子式開關：二極管、雙極性晶體管、場效應晶體管、光耦合器件及集成模擬開關等。元件性能的影響和要求模擬開關的性能參數

為了得到高質量的采樣保持電路，場效應模擬開關的速度應快，極間電容，夾斷電壓或開啟電壓，導通電阻和反向漏電流等參數都應小。CD4051多路模擬開關CD4051多路模擬開關什么是電容的吸附效應？在實際電容器中，電容器介質的偶極子及其界面極化的形成和消失都不可能瞬時實現，往往需要一定的時間，因而使電介質常數隨信號頻率和環(huán)境溫度變化，不能似為常數實際電容器的仿真模型如右圖所示，圖中C為理想電容值，R0為電容器的泄漏電阻，其余的阻容網絡為則為介質吸附效應的仿真。什么是電容的吸附效應？實驗分析表明，阻容電路的時間常數相差很大，可從幾十毫秒到幾十秒。（1）T充電時間《MAX(T阻容電路)

切斷充電（2）T充電時間》MAX(T阻容電路)切斷電源將電容器短路，且T短路時間《（3～5）MAX(T阻容電路).第一節(jié)

采樣保持電路二、采樣保持實用電路（1）模擬開關漏電流的旁路通過減小模擬開關漏電流對存儲電容的影響來提高保持精度的。V為主開關，V1為隔離開關在保持狀態(tài)下，V的漏電流通過R流入運算放大器的輸出端。由于該漏電流在R上形成的壓降很小，一般低于10mV，所以V1的漏極與襯底間的電壓很小。同樣，V1源極與襯底之間的電壓為運算放大器兩輸入端的電壓差(即失調電壓)，也是很小的。在這種條件下，V1的漏電流大約減小兩個數量級?？梢姴捎肰1后能將V與存儲電容C隔離，一方面使V的漏電流不流經存儲電容，另一方面又有效地降低了V1的漏流，從而提高了存儲電容的保持精度。二、采樣保持實用電路（2）電容校正方法應用補償電容C1來減小開關漏電流及運算放大器偏置電流的影響。二、采樣保持實用電路當Uc為高電平時：N1、N2和R1構成負反饋電路，N2用作跟隨器，使uo=ui。由于主模擬開關V處于閉環(huán)回路中，所以其導通電阻Ron以及N2的失調和漂移對精度的影響均大大地削弱?？梢婋娐酚泻芨叩牟蓸泳?。存儲電容C和反饋校正電容C1都引入時間常數，限制了電路的工作速度。等效電路如圖。二、采樣保持實用電路當Uc為低電平時：

V和V2截止，V1導通，電路處于保持狀態(tài)，等效電路如圖所示二、采樣保持實用電路當Uc為低電平時：

等效電路V1導通使N1繼續(xù)處于負反饋閉環(huán)狀態(tài)，避免N1處于開環(huán)而進入深度飽和狀態(tài)，以縮短S/H電路從保持狀態(tài)到采樣狀態(tài)的過渡時間。由于V和V2為對稱管，兩管的泄漏電流值相等，且反饋補償電容C1=C，因而開關管泄漏電流、N2的偏置電流將在C1、C上產生數值相同的電壓變化量，而且兩電容電壓的變化對輸出電壓uo的影響剛好相反，互相抵消，使輸出電壓基本不變。采用補償電容措施，大約使保持精度提高一個數量級。（3）高速S/H電路用開環(huán)式采樣/保持電路方案，選用高速元件，并通過擴增驅動電流來減小存儲電容的充電時間。（3）高速S/H電路在采樣期間，Uc為正，V與V2導通，V1截止。V1的導通將使V和C置于N1的閉環(huán)回路中，C上的電壓將等于輸入電壓而不受V的導通電阻的影響，另外，由于N1反相端的偏置電流和V1的漏電流都很小，V2導通電阻的壓降極小，故其影響可以略去不計，所以C上的電壓仍能非常精確地等于N1反相端的電壓。但與圖6-1-10相比，由于N2未在反饋回路中，雖然N2使電路工作速度得以提高，但它的漂移和共模誤差在采樣期間得不到校正，會使采樣誤差增大。在保持期，V、V2截止。除了V外，V2也將產生漏電流。所以保持精度也比圖6-1-10的差。由此可見，這個電路的速度提高是靠犧牲精度換來的。（4）集成采樣-保持電路AD582（4）集成采樣-保持電路AD582兩級運算放大器N1和N2，模擬開關S，門控制電路DG應用時，引腳3和4之間外接1OOk電位器用以失調調零，引腳6外接保持電容C：0.001--0.01uf，其大小與采樣頻率和精度有關引腳12輸入控制信號Uc。圖中，AD582的采樣-保持輸出信號送入A/D轉換器AD571的模擬量輸入端，AD571的狀態(tài)輸出端與AD582的控制信號輸入端相連接。A/D轉換器啟動后，狀態(tài)輸出端為低電平，控制AD582內的開關S斷開，AD582處于保持狀態(tài)，當A/D轉換器對模擬輸入量的轉換過程結束時，狀態(tài)輸出端立即變?yōu)楦唠娖剑笰D582內的開關S閉合，使之又處于采樣狀態(tài)。第二節(jié)

電壓比較電路模擬電壓比較電路是用來鑒別和比較兩個模擬輸入電壓大小的電路。比較器的輸出反映兩個輸入量之間相對大小的關系，其符號和理想比較器特性如圖當ui<UR時，比較器輸出邏輯1電平;當ui>UR時，比較器輸出邏輯0電平。當ui=UR時，是輸出發(fā)生變化的臨界點?？捎闷骷海?）通用運放。（2）專用比較器。

比較器用通用運算放大器和專用集成比較器的區(qū)別？（1）比較器的一個重要指標是它的響應時間，它一般低于10-20ns。響應時間與放大器的上升速率和增益-帶寬積有關。因此，必須選用這兩項指標都高的運算放大器作比較器，并在應用中減小甚至不用相位補償電容，以便充分利用通用運算放大器本身的帶寬來提高響應速度。（2）當在比較器后面連接數字電路時，專用集成比較器無需添加任何元器件，就可以直接連接，但對通用運算放大器而言，必須對輸出電壓采取嵌位措施，使它的高，低輸出電位滿足數字電路邏輯電平的要求。一、電平比較電路1、差動型電平比較電路門限電平UR也稱基準電壓當UR=0時，稱過零比較電路，又稱鑒零器。一、電平比較電路1、差動型電平比較電路門限電平UR接至比較器的一個輸入端，待比較的輸入電壓接比較器的另一個輸入端，若將UR與ui對調，則傳輸特性相反。由于比較器本身有失調電壓uos，若要比較電路檢測毫伏級的微弱信號，必須根據uos的極性，事先在UR中消除這個uos值。當UR=O時，稱過零比較電路，又稱鑒零器。2、求和型電平比較電路輸入電壓ui和UR均加在運算放大器的反相端，因相加點∑的電位始終接近于零電位，所以不會造成共模誤差。門限電平UR為:2、求和型電平比較電路電路特點：門限電壓不僅與U有關，

而且與電阻R1與R2的比值有關，

門限電壓選擇靈活。輸出的高、低電平分別為運算放

大器的正、負飽和電位，加入箝位電路，可輸出所要求的邏輯電平。對于緩慢變化的輸入信號，當其接近于門限電平時，疊加在它上的干擾信號un會使比較器產生誤翻轉，“振鈴”現象，如圖。為克服比較器的"振鈴"現象，可采用滯回比較路。2、求和型電平比較電路二、滯回比較電路從電路的輸出端至運算放大器同相輸入端之間引入一個正反饋，就構成滯回比較器二、滯回比較電路設比較器輸出高電平、低電平UoH、UoL，兩個門限電壓U1和U2分別為:U1和U2的差值ΔU稱為滯后電平，其值為：二、滯回比較電路滯后電壓可用R1或R2來調節(jié)，合理選擇其大小，使之稍大于預計的干擾信號，就可消除上述“振鈴”現象，從而大大提高抗干擾能力。但加寬輸入轉換區(qū)，就不可能規(guī)定很窄的比較電平，使檢測誤差加大，所以ΔU不宜取得過大。滯回比較器也常用于：把積分延時波形變換成快速上升方波，或把慢速變化（如正弦波等）信號整形為快速變化的脈沖性方波，有時為了消除過渡電平中干擾的影響，也用它作整形電路。三、窗口比較電路判斷ui是否在兩個電平之間，需采用窗口比較電路三、窗口比較電路它由兩個電壓比較器和一個與非門構成。圖中，電源E和穩(wěn)壓管Vs及電阻R1、R2和Rp構成基準電壓電路。下限比較器N2反相輸入端的基準電壓為:UR2=E-Uz上限比較器N1同相輸入端的基準電壓為:UR1=當ui<UR2時:U01=1,

U02=0，則U0=1;當UR2<ui<UR1時:U01=1,

U02=1，則U0=0;當ui>UR1時:U01=0,

U02=1，則U0=1。

窗口的位置由URl、UR2決定，窗口的寬度:ΔU=UR1-UR2=KUZ，取決于R1和Rp的分壓系數K。窗口比較電路的用途很廣，如在產品的自動分選、質量鑒別等場合均用到它。第三節(jié)

電壓頻率轉換電路一、V/f轉換器能把輸入信號電壓轉換成相應的頻率信號，輸出信號頻率與輸入信號電壓值成比例，故又稱為電壓控制(壓控)振蕩器(VCO)。應用：在調頻，鎖相和A/D變換等許多技術領域得到非常廣泛的應用。1、用通用運放組成V/f轉換電路電路主要包括積分器、比較器和積分復原開關等。1、用通用運放組成V/f轉換電路電路主要包括積分器、比較器和積分復原開關等。1、用通用運放組成V/f轉換電路由N2、R5--R8組成的滯回比較器的正相輸入端兩個門限電平為：Uz:輸出限幅電壓，其大小由穩(wěn)壓管VS2和VS3的穩(wěn)壓值所決定。N1組成的積分器輸出uc為零。由比較器特性可知,此時:比較器輸出uo為負向限幅電壓-Uz，開關管V截止，比較器同相端電壓up為負向門限電平U2當輸入信號

ui=0時，積分器輸出電壓uc負向增加，uc<U2時，比較器輸出uo由負向限幅電壓突變?yōu)檎蛳薹妷?，開關管V由截止變?yōu)閷?，致使積分電容C通過R3放電，積分器輸出迅速回升。當輸入信號

ui>0時，同時，uo通過正反饋電路使比較器同相端電壓up突變?yōu)閁1，從而鎖住比較器的輸出狀態(tài)不隨積分器輸出回升而立即翻轉。當輸入信號

ui>0時，當積分器輸出回升到uc≥U1時，比較器輸出又由正向限幅電壓突變?yōu)樨撓蛳薹妷?，V又處于截止狀態(tài)，同時up恢復為U2，積分器重新開始積分。當輸入信號

ui>0時，1、用通用運放組成V/f轉換電路積分器輸出一串負向鋸齒波電壓，比較器輸出相應頻率的矩形脈沖序列，各級輸出波形如圖。

1、用通用運放組成V/f轉換電路1、用通用運放組成V/f轉換電路輸入電壓越大，積分電容C充電電流及鋸齒波電壓的斜率就越大，因此每次達到負向門限電壓Uz的時間也越短，輸出脈沖的頻率就越高。令充電持續(xù)時間為T1，則有:積分器在充電過程的輸出電壓為:

對于放電過程，放電電流是個變數，其平均值為:rce:晶體管V的集電結ce結電阻。放電持續(xù)時間T2為:

充放電周期為:

周期T包括兩項:第一項由輸入電壓對電容C的充電過程決定，f-V關系是線性的;第二項為一常數，它的大小由C的放電過程決定，是給f-V關系帶來非線性的因素。為提高V/f轉換的線性度，要求:在上述條件下，放電時間可以忽略，輸出脈沖的頻率為:2、集成V/f轉換器

優(yōu)點:精度高、線性度高、溫度系數低、功耗低及動態(tài)范圍寬等一系列優(yōu)點，廣泛應用于數據采集、自動控制和數字化及智能化測量儀器中。集成V/F轉換器集成V/F轉換器二、f/V轉換電路把頻率變化信號線性地轉換成電壓變化信號的轉換器稱為f/V轉換器。主要包括電平比較器、單穩(wěn)態(tài)觸發(fā)器和低通濾波器三部分。輸入信號ui通過比較器轉換成快速上升/下降的方波信號去觸發(fā)單穩(wěn)態(tài)觸發(fā)器，產生定寬(Tw)、定幅度(Um)的輸出脈沖序列。將此脈沖序列經低通濾波器平滑，可得到比例于輸入信號頻率fi的輸出電壓:uo=TwUmfi1、通用運放f/V轉換電路N1構成滯后比較器，N2構成單穩(wěn)態(tài)電路，N3構成低通濾波器，N1構成滯后比較器，輸入有二極管VD1、VD2限幅保護N1將輸入信號轉換成頻率相同的方波信號，再經微分電容C1和二極管VD3把上升窄脈沖送至N2。N2構成單穩(wěn)態(tài)電路，常態(tài)下其反相輸入uN為負電位，使輸出為高電平，V1、V2導通，這時u2為低電平。正觸發(fā)脈沖使N2迅速翻轉輸出低電平，V1截止，u2上升為高電平，它等于穩(wěn)壓管Vs的穩(wěn)壓值Um,uN保持高電平UH,如圖b。同時V2截止，使C通過R充電，經過Tw時間，up上升到UH以上使N2再次翻轉“復位”，單穩(wěn)過程結束。圖b由u2輸出定寬(Tw)、定幅度(Um)的脈沖，其占空比隨輸入頻率的升高而增大。1、通用運放f/V轉換電路由圖a電路可得V1截止時N2反相輸入端的電位：根據RC電路瞬態(tài)過程的基本公式：充電前：充電時間無窮大時，up(∞)=E;充電結束時up(Tw)=UH。計算出RC充電至UH所用的充電時間：由N3構成低通濾波器，輸出電壓平均值是：f/V轉換電路

Tw

0V

0V

u2

uN

uP

Um

UH

UL

66RRRE+

UH

0V

0V

0V

ui

u1

u2

UZ

（擴展）

2、集成f/V轉換電路＃穩(wěn)態(tài)：Q=0暫穩(wěn)態(tài)：Q=1暫穩(wěn)態(tài)持續(xù)時間由Rt,Ct充電時間決定。暫穩(wěn)態(tài)時，IS對RL,CL充電第四節(jié)電壓電流轉換電路在遠距離監(jiān)控系統中，必須把監(jiān)控電壓信號轉換成電流信號進行傳輸，以減少傳輸導線阻抗對信號的影響。在進行信號轉換時，為了保證一定的轉換精度和較大的適應范圍，要求I/V轉換器有低的輸入阻抗及輸出阻抗，而V/I轉換器有高的輸入阻抗及輸出阻抗。一、I/V轉換器輸入電流信號轉換為與之成線性關系的輸出電壓信號。要求電流源is的內阻Rs必須很大，否則，輸入失調電壓將被放大(l+R1/Rs)倍，產生較大誤差。而且，電流is需遠大于運