計(jì)算機(jī)通信技術(shù)課件第4章數(shù)字基帶傳輸

計(jì)算機(jī)通信

第4章數(shù)字基帶傳輸系統(tǒng)計(jì)算機(jī)通信 第4章數(shù)字基帶傳輸系統(tǒng)第4章數(shù)字基帶傳輸系統(tǒng)本章主要介紹:數(shù)字基帶信號(hào)的波形及其功率譜密度數(shù)字基帶傳輸?shù)幕驹?、性能眼圖均衡部分響應(yīng)系統(tǒng)第4章數(shù)字基帶傳輸系統(tǒng)本章主要介紹:第4章數(shù)字基帶傳輸系統(tǒng)4.1數(shù)字基帶傳輸系統(tǒng)數(shù)字通信系統(tǒng)：以數(shù)字信號(hào)的方式來傳輸信息的通信系統(tǒng)。數(shù)字基帶信號(hào)：包含豐富的低頻分量，甚至直流分量的數(shù)字信號(hào)。數(shù)字基帶傳輸系統(tǒng)：在某些具有低通特性的有線信道中，特別是傳輸距離不太遠(yuǎn)的情況下，數(shù)字基帶信號(hào)可以直接傳輸?shù)耐ㄐ畔到y(tǒng)。第4章數(shù)字基帶傳輸系統(tǒng)4.1數(shù)字基帶傳輸系統(tǒng)第4章數(shù)字基帶傳輸系統(tǒng)

基帶傳輸系統(tǒng)的基本結(jié)構(gòu)如圖4-1所示。它主要由信道信號(hào)形成器、信道、接收濾波器和抽樣判決器組成。為了保證系統(tǒng)可靠有序地工作，還應(yīng)有同步系統(tǒng)。圖4-1數(shù)字基帶傳輸系統(tǒng)第4章數(shù)字基帶傳輸系統(tǒng)基帶傳輸系統(tǒng)的基本結(jié)構(gòu)如圖4-1第4章數(shù)字基帶傳輸系統(tǒng)圖4-1中各部分的作用簡(jiǎn)述如下：信道信號(hào)形成器：基帶傳輸系統(tǒng)的輸入是由終端設(shè)備或編碼器產(chǎn)生的脈沖序列，它往往不適合直接送到信道中傳輸。信道信號(hào)形成器的作用就是把原始基帶信號(hào)變換成適合于信道傳輸?shù)幕鶐盘?hào)，這種變換主要是通過碼型變換和波形變換來實(shí)現(xiàn)的，其目的是與信道匹配，便于減小碼間串?dāng)_，同時(shí)利于同步提取和抽樣判決。信道：它是允許基帶信號(hào)通過的媒質(zhì)，通常為有線信道，如市話電纜、架空明線等。另外，信道還會(huì)進(jìn)入噪聲。在通信系統(tǒng)的分析中，常常把噪聲等效后集中在信道中引入。接收濾波器：它的主要作用是濾除帶外噪聲，對(duì)信道特性均衡，使輸出的基帶波形有利于抽樣判決。

抽樣判決器：它是在傳輸特性不理想及噪聲背景下，在規(guī)定時(shí)刻（由位定時(shí)脈沖控制）對(duì)接收濾波器的輸出波形進(jìn)行抽樣判決，以恢復(fù)或再生基帶信號(hào)。然而用來抽樣的位定時(shí)脈沖通常依靠同步提取電路從接收信號(hào)中提取，位定時(shí)的準(zhǔn)確與否將直接影響判決效果。圖4-2給出了圖4-1所示基帶系統(tǒng)的各點(diǎn)波形示意圖。第4章數(shù)字基帶傳輸系統(tǒng)圖4-1中各部分的作用簡(jiǎn)述如下：第4章數(shù)字基帶傳輸系統(tǒng)其中，(a)是輸入的基帶信號(hào)，這是最常見的單極性非歸零信號(hào)；(b)是經(jīng)碼型變換后的波形；(c)對(duì)(a)而言進(jìn)行了碼型及波形的變換，是一種適合在信道中傳輸?shù)牟ㄐ危?d)是信道輸出信號(hào)，顯然由于信道頻率特性不理想，波形發(fā)生失真并疊加了噪聲；(e)為接收濾波器的輸出波形，與(d)相比，失真和噪聲減弱；(f)是位定時(shí)同步脈沖；(g)為恢復(fù)的信息，其中第4個(gè)碼元發(fā)生誤碼，誤碼的原因主要是信道的加性噪聲，以及傳輸特性（包括收、發(fā)濾波器和信道的特性）不理想引起的波形延遲、展寬、拖尾等畸變，使碼元之間相互串?dāng)_。此時(shí)，實(shí)際抽樣判決值不僅有本碼元的值，還有其他碼元在該碼元抽樣時(shí)刻的串?dāng)_值及噪聲。顯然，接收端能否正確恢復(fù)信息，在于能否有效地抑制噪聲和減小碼間串?dāng)_，這兩點(diǎn)也正是本章討論的重點(diǎn)。第4章數(shù)字基帶傳輸系統(tǒng)其中，(a)是輸入的基帶信號(hào)，這是第4章數(shù)字基帶傳輸系統(tǒng)圖4-2基帶系統(tǒng)的各點(diǎn)波形示意圖第4章數(shù)字基帶傳輸系統(tǒng)第4章數(shù)字基帶傳輸系統(tǒng)4.2數(shù)字基帶信號(hào)4.2.1數(shù)字基帶信號(hào)的波形及其表示二元碼只有兩個(gè)取值的脈沖序列就是二元碼。最簡(jiǎn)單的二元碼基帶信號(hào)波形為矩形波，幅度取值只有兩種電平，分別對(duì)應(yīng)于二進(jìn)制碼的1和0。常用的幾種二元碼波形如圖4-3所示。第4章數(shù)字基帶傳輸系統(tǒng)4.2數(shù)字基帶信號(hào)第4章數(shù)字基帶傳輸系統(tǒng)圖4-3幾種常用的二元碼波形第4章數(shù)字基帶傳輸系統(tǒng)第4章數(shù)字基帶傳輸系統(tǒng)（1）單極性不歸零碼

單極性不歸零波形如圖4-3（a）所示，這是一種最簡(jiǎn)單、最常用的基帶信號(hào)形式。用高電平和低電平（常為零電平）兩種取值分別表示二進(jìn)制碼1和0，在整個(gè)碼元期間電平保持不變，此種碼通常記作NRZ（不歸零）碼。很多終端設(shè)備輸出的都是這種碼，因?yàn)橐话憬K端設(shè)備都有一端是固定的0電位，因此輸出單極性碼最為方便。其特點(diǎn)是極性單一，有直流分量，脈沖之間無間隔。另外位同步信息包含在電平的轉(zhuǎn)換之中，當(dāng)出現(xiàn)連0序列時(shí)沒有位同步信息。（2）雙極性不歸零波形

在雙極性不歸零波形中脈沖的正、負(fù)電平分別對(duì)應(yīng)于二進(jìn)制代碼1、0，如圖4-3（b）所示，在整個(gè)碼元期間電平保持不變。由于它是幅度相等極性相反的雙極性波形，故當(dāng)0、1符號(hào)等可能出現(xiàn)時(shí)無直流分量。這樣，恢復(fù)信號(hào)的判決電平為0，因而不受信道特性變化的影響，抗干擾能力也較強(qiáng)。故雙極性波形有利于在信道中傳輸，可以在電纜等無接地的傳輸線上傳輸，因此得到了較多的應(yīng)用。第4章數(shù)字基帶傳輸系統(tǒng)（1）單極性不歸零碼第4章數(shù)字基帶傳輸系統(tǒng)（3）單極性歸零波形此碼常記作RZ（歸零）碼。與單極性不歸零碼不同，RZ碼發(fā)送1時(shí)高電平在整個(gè)碼元期間T內(nèi)只持續(xù)一段時(shí)間，在其余時(shí)間則返回到零電平，發(fā)送0時(shí)用零電平表示。

稱為占空比，通常使用半占空碼。單極性歸零碼可以直接提取到定時(shí)信號(hào)，它是其它碼型提取位定時(shí)信號(hào)時(shí)需要采用的一種過渡碼型。（4）雙極性歸零波形用正極性的歸零碼和負(fù)極性的歸零碼分別表示1和0，如圖4-3（d）所示。這種碼兼有雙極性和歸零的特點(diǎn)。雖然它的幅度取值存在三種電平，但是它用脈沖的正負(fù)極性表示兩種信息，因此通常仍歸入二元碼。以上四種碼型是最簡(jiǎn)單的二元碼，它們有豐富的低頻乃至直流分量，不能用于有交流耦合的傳輸信道。另外，當(dāng)信息中出現(xiàn)長1串或長0串時(shí)，不歸零碼呈現(xiàn)連續(xù)的固定電平，沒有電平躍變，也就沒有定時(shí)信息。它除了具有雙極性不歸零波形的特點(diǎn)外，還有利于同步脈沖的提取。第4章數(shù)字基帶傳輸系統(tǒng)（3）單極性歸零波形第4章數(shù)字基帶傳輸系統(tǒng)（5）差分波形

這種波形不是用碼元本身的電平表示消息代碼，而是用相鄰碼元的電平的跳變和不變來表示消息代碼，如圖4-3(e)，(f)所示。在差分碼中，1和0分別用電平的跳變或不變來表示。在電報(bào)通信中，常把1稱為傳號(hào)，把0稱為空號(hào)。若用電平跳變表示1，稱為傳號(hào)差分碼。若用電平跳變表示0，則稱為空號(hào)差分碼。傳號(hào)差分碼和空號(hào)差分碼分別記作NRZ（M）和NRZ（S）。這種碼型的信息1和0不直接對(duì)應(yīng)具體的電平幅度，而是用電平的相對(duì)變化來表示，其優(yōu)點(diǎn)是信息存在于電平的變化之中，可有效地解決PSK同步解調(diào)時(shí)因收信端本地載波相位倒置而引起信息“1”和“0”的倒換問題，故得到廣泛應(yīng)用。由于差分碼中電平只具有相對(duì)意義，因此又稱為相對(duì)碼。（6）數(shù)字雙相碼

數(shù)字雙相碼又稱分相碼或曼徹斯特碼，如圖4-4（a）所示。它用一個(gè)周期的方波表示1，用方波的反相波形表示0，并且都是雙極性非歸零脈沖。這樣就等效于用2位二進(jìn)制碼表示信息中的1位碼。例如可以規(guī)定：用10表示0，用01表示1。因?yàn)殡p相碼在每個(gè)碼元間隔的中心都存在電平跳變，所以有豐富的位定時(shí)信息。在這種碼中，正、負(fù)電平各占一半，因而不存在直流分量。第4章數(shù)字基帶傳輸系統(tǒng)（5）差分波形第4章數(shù)字基帶傳輸系統(tǒng)（7）密勒碼密勒碼又稱延遲調(diào)制，它是數(shù)字雙相碼的一種變形，如圖4-4（c）所示。在這種碼中，l用碼元間隔中心出現(xiàn)躍變表示，即用10或01表示。0有兩種情況：?jiǎn)?時(shí)在碼元間隔內(nèi)不出現(xiàn)電平躍變，而且在與相鄰碼元的邊界處也無躍變；出現(xiàn)連0時(shí)，在兩個(gè)0的邊界處出現(xiàn)電平躍變，即00與11交替。這樣，當(dāng)兩個(gè)1之間有一個(gè)0時(shí)，則在第一個(gè)1的碼元中心與第二個(gè)1的碼元中心之間無電平跳變，此時(shí)密勒碼中出現(xiàn)最大脈沖寬度，即兩個(gè)碼元周期。由此可知，該碼不會(huì)出現(xiàn)多于4個(gè)連碼的情況，這個(gè)性質(zhì)可用于檢錯(cuò)。（8）傳號(hào)反轉(zhuǎn)碼傳號(hào)反轉(zhuǎn)碼記作CMI碼，如圖4-4（d）所示，與數(shù)字雙相碼類似，它也是一種雙極性二電平不歸零碼。在CMI碼中，1交替地用00和11兩位碼表示，而0則固定地用01表示。CMI碼沒有直流分量，有頻繁的波形跳變，這個(gè)特點(diǎn)便于恢復(fù)定時(shí)信號(hào)。并且10為禁用碼組，不會(huì)出現(xiàn)3個(gè)以上的連碼，這個(gè)規(guī)律可用來進(jìn)行宏觀檢測(cè)。第4章數(shù)字基帶傳輸系統(tǒng)（7）密勒碼第4章數(shù)字基帶傳輸系統(tǒng)圖4-4幾種常用的1B2B碼波形第4章數(shù)字基帶傳輸系統(tǒng)第4章數(shù)字基帶傳輸系統(tǒng)三元碼三元碼指的是用信號(hào)幅度的三種取值表示二進(jìn)制碼，三種幅度取值為：＋A、0、-A?；蛴涀?1、0、-1。這種方法并不是表示由二進(jìn)制轉(zhuǎn)換到三進(jìn)制，信息的參量取值仍然為兩個(gè)，所以三元碼又稱為準(zhǔn)三元碼或偽三元碼。三元碼種類很多，被廣泛地用作脈沖編碼調(diào)制的線路傳輸碼型。(1)傳號(hào)交替反轉(zhuǎn)碼

傳號(hào)交替反轉(zhuǎn)碼常記作AMI碼。在AMI碼中，二進(jìn)制碼0用0電平表示，二進(jìn)制碼1交替地用+1和-1的半占空歸零碼表示，如圖4-5（a）所示。AMI碼中正負(fù)電平脈沖個(gè)數(shù)大致相等，故無直流分量，低頻分量較小。只要將基帶信號(hào)經(jīng)全波整流變?yōu)閱螛O性歸零碼，便可提取位定時(shí)信號(hào)。利用傳號(hào)交替反轉(zhuǎn)規(guī)則，在接收端可以檢錯(cuò)糾錯(cuò)，比如發(fā)現(xiàn)有不符合這個(gè)規(guī)則的脈沖時(shí)，就說明傳輸中出現(xiàn)錯(cuò)誤。AMI碼是目前最常用的傳輸碼型之一。第4章數(shù)字基帶傳輸系統(tǒng)三元碼第4章數(shù)字基帶傳輸系統(tǒng)圖4-5幾種三元碼波形第4章數(shù)字基帶傳輸系統(tǒng)第4章數(shù)字基帶傳輸系統(tǒng)

但是，如果信息中出現(xiàn)連0碼時(shí)，AMI碼將長時(shí)間不出現(xiàn)電平跳變，這給提取定時(shí)信號(hào)帶來困難。AMI碼的主要缺點(diǎn)是其性能與信源統(tǒng)計(jì)特性有關(guān)，即它的功率譜形狀隨信息中“1”的出現(xiàn)概率而變化。圖4-6給出了傳號(hào)率為0.6,0.5和0.4時(shí)的功率譜。圖4-6AMI碼和HDB3碼的功率譜第4章數(shù)字基帶傳輸系統(tǒng)但是，如果信息中出現(xiàn)連0第4章數(shù)字基帶傳輸系統(tǒng)(2)n階高密度雙極性碼n階高密度雙極性碼記作HDBn碼，可看作是AMI碼的一種改進(jìn)型。使用這種碼型的目的是解決信息碼中出現(xiàn)連“0”串時(shí)所帶來的問題。HDBn碼的“1”也是交替地用“+1”和“-1”半占空歸零碼表示，但允許的連“0”碼個(gè)數(shù)被限制為小于或等于n。簡(jiǎn)單地說，HDBn碼是采用在連“0”碼中插入“1”碼的方式破壞連“0”狀態(tài)。這種“插入”實(shí)際上是用一種特定碼組取代n+1位連“0”碼，特定碼組被稱為取代節(jié)。HDBn碼的取代節(jié)有兩種：B00...0V和00...V，每種取代節(jié)都是n+1位碼。HDBn碼中應(yīng)用最廣泛的是HDB3碼，在HDB3中，n=3，所以連“0”個(gè)數(shù)不能大于3。每當(dāng)出現(xiàn)4個(gè)連“0”碼時(shí)，就用取代節(jié)B00V或000V代替。其中，B表示符合極性交替變化規(guī)律的傳號(hào)，V表示破壞極性交替規(guī)律的傳號(hào)，也稱為破壞點(diǎn)。當(dāng)兩個(gè)相鄰V脈沖之間的傳號(hào)數(shù)為奇數(shù)時(shí)，采用000V取代節(jié)；若為偶數(shù)時(shí)采用B’00V取代節(jié)，其中B’稱為補(bǔ)救脈沖。第4章數(shù)字基帶傳輸系統(tǒng)(2)n階高密度雙極性碼第4章數(shù)字基帶傳輸系統(tǒng)

這種選取原則能確保任意兩個(gè)相鄰V脈沖間的B脈沖數(shù)目為奇數(shù)，從而使相鄰V脈沖的極性也滿足交替規(guī)律。原信息碼中的傳號(hào)都用B脈沖表示。HDB3碼的取代方法是：根據(jù)前一個(gè)破壞點(diǎn)的脈沖極性和4個(gè)連“0”碼前一個(gè)脈沖極性的不同組合，在4種取代節(jié)碼組中選擇一個(gè)。綜上所述，HDB3碼的編碼規(guī)則總結(jié)如下：

①尋找長連“0”，并設(shè)破壞脈沖點(diǎn)，即將第4個(gè)位上的“0”改為V，形成000V。

②查找兩個(gè)相鄰V脈沖之間“1”的個(gè)數(shù)，并判斷它們是否位奇數(shù)。若為偶數(shù)，設(shè)補(bǔ)救脈沖，即將000V中第1個(gè)位上的“0”改為B’，形成B’00V；否則不變。

③根據(jù)極性交替的原則標(biāo)注碼的極性，但V脈沖和它相鄰的前一個(gè)“1”碼同極性，與后一個(gè)“1”碼極性相反。

④根據(jù)V脈沖自身是否形成極性交替的序列來驗(yàn)證編碼結(jié)果。若V脈沖序列是極性交替的，說明編碼結(jié)果正確；否則編碼有誤，重新進(jìn)行編碼。第4章數(shù)字基帶傳輸系統(tǒng)這種選取原則能確保任意兩第4章數(shù)字基帶傳輸系統(tǒng)

需要注意的是：“1”碼來源于B碼或B’碼。從HDBn碼的規(guī)則可知，B脈沖和V脈沖都符合極性交替的規(guī)則，因此這種碼型沒有直流分量。利用V脈沖的特點(diǎn)，HDBn碼可用作傳輸差錯(cuò)的宏觀檢測(cè)。最重要的是，HDBn碼解決了AMI碼遇連0串不能提取定時(shí)信號(hào)的問題。AMI碼和HDB3碼的功率譜如圖4-6所示。作為比較，圖中還用虛線畫出了二元雙極性不歸零碼的功率譜。HDB3碼是應(yīng)用最廣泛的碼型，四次群以下的A律PCM終端設(shè)備的接口碼型均為HDB3碼。(3)BNZS碼BNZS碼是N連0取代雙極性碼的縮寫。與HDBn碼相類似，該碼可看作為AMI碼的另一種改進(jìn)型。當(dāng)連0數(shù)小于N時(shí)，服從傳號(hào)極性交替規(guī)律，但當(dāng)連0數(shù)為N或超過N時(shí)，則用帶有破壞點(diǎn)的取代節(jié)來替代。常用的是B6ZS碼，它的取代節(jié)為0VB0VB，該碼也有與HDB3碼相似的特點(diǎn)。B6ZS碼的波形如圖4-5（c）所示。第4章數(shù)字基帶傳輸系統(tǒng)需要注意的是：“1”碼來第4章數(shù)字基帶傳輸系統(tǒng)多元碼

當(dāng)數(shù)字信息有M種符號(hào)時(shí)，稱為M元碼，相應(yīng)地要用M種電平表示它們。因?yàn)镸>2，所以M元碼也稱多元碼。在多元碼中，每個(gè)符號(hào)可以用一個(gè)二進(jìn)制碼組來表示。也就是說，對(duì)于n位二進(jìn)制碼組來說，可以用M＝2n元碼來傳輸，比如，3位二進(jìn)制碼可用M＝=8元碼來傳輸。與二元碼傳輸相比，多元碼的主要特點(diǎn)就是比特率（信息傳輸速率）大于波特率（碼元傳輸速率），因此，在波特率相同的情況下（傳輸帶寬相同），多元碼的比特率提高了

倍，比如，四元碼與二元碼相比，其比特率為2，是二元碼的兩倍。通常M的取值為2的冪次。

多元碼在頻帶受限的高速數(shù)字傳輸系統(tǒng)中得到了廣泛的應(yīng)用。例如，在綜合業(yè)務(wù)數(shù)字網(wǎng)（ISDN）中，數(shù)字用戶環(huán)的基本傳輸速率為144kb/s，若以電話線為傳輸媒介，CCITT建議的線路碼型為四元碼2B1Q。在2B1Q中，2個(gè)二進(jìn)制碼元用1個(gè)四元碼表示，如圖4-7所示。第4章數(shù)字基帶傳輸系統(tǒng)多元碼第4章數(shù)字基帶傳輸系統(tǒng)圖4-72B1Q碼的波形第4章數(shù)字基帶傳輸系統(tǒng)第4章數(shù)字基帶傳輸系統(tǒng)多元碼通常采用格雷碼表示，相鄰幅度電平所對(duì)應(yīng)的碼組之間只相差1個(gè)比特，這樣就可以減小在接收時(shí)因錯(cuò)誤判定電平而引起的誤比特率。多元碼不僅用于基帶傳輸，而且更廣泛地用于多進(jìn)制數(shù)字調(diào)制傳輸中，以提高頻帶利用率。比如，我們所熟悉的用于電話線上網(wǎng)的調(diào)制解調(diào)器Modem就是采用多進(jìn)制調(diào)制技術(shù)。第4章數(shù)字基帶傳輸系統(tǒng)多元碼通常采用格雷碼表示，相鄰幅度第4章數(shù)字基帶傳輸系統(tǒng)圖4–8多元碼的基帶信號(hào)波形

例如，若令兩個(gè)二進(jìn)制符號(hào)00對(duì)應(yīng)+3E，01對(duì)應(yīng)+E，10對(duì)應(yīng)-E，11對(duì)應(yīng)+3E，則所得波形為4電平波形，如圖4-8所示。由于這種波形的一個(gè)脈沖可以代表多個(gè)二進(jìn)制符號(hào)，故在高數(shù)據(jù)速率傳輸系統(tǒng)中，采用這種信號(hào)形式是適宜的。前面已經(jīng)指出，消息代碼的電波形并非一定是矩形的，還可以是其它形式。但無論采用什么形式的波形，數(shù)字基帶信號(hào)都可用數(shù)學(xué)式表示。第4章數(shù)字基帶傳輸系統(tǒng)第4章數(shù)字基帶傳輸系統(tǒng)

若數(shù)字基帶信號(hào)中各碼元波形相同而取值不同，則可用

表示。(4.1)

式中

是第n個(gè)信息符號(hào)所對(duì)應(yīng)的電平值（0、1或-1、1等），由信碼和編碼規(guī)律決定；

為碼元間隔；

為某種標(biāo)準(zhǔn)脈沖波形。對(duì)于二進(jìn)制代碼序列，若令

代表“0”，

代表“1”，則(4.2)

由于

是一個(gè)隨機(jī)量。因此，通常在實(shí)際中遇到的基帶信號(hào)

都是一個(gè)隨機(jī)的脈沖序列。一般情況下，數(shù)字基帶信號(hào)可用隨機(jī)序列表示，即

(4.3)第4章數(shù)字基帶傳輸系統(tǒng)第4章數(shù)字基帶傳輸系統(tǒng)4.2.2數(shù)字基帶信號(hào)的功率譜數(shù)字基帶信號(hào)是隨機(jī)的脈沖序列，沒有確定的頻譜函數(shù)，所以只能用功率譜來描述它的頻譜特性。用隨機(jī)過程的相關(guān)函數(shù)去求隨機(jī)過程的功率(或能量)譜密度就是一種典型的分析廣義平穩(wěn)隨機(jī)過程的方法，但這種計(jì)算方法比較復(fù)雜。一種比較簡(jiǎn)單的方法是以隨機(jī)過程功率譜的原始定義為出發(fā)點(diǎn)，求出數(shù)字隨機(jī)序列的功率譜公式。功率譜密度定義為單位帶寬（例如每赫茲）內(nèi)的功率。這里通過分析二電平隨機(jī)脈沖序列的功率譜密度來加深對(duì)基帶信號(hào)頻譜特性的了解。第4章數(shù)字基帶傳輸系統(tǒng)4.2.2數(shù)字基帶信號(hào)的功率譜第4章數(shù)字基帶傳輸系統(tǒng)假設(shè)隨機(jī)二進(jìn)制序列由

和

組成，其中

和

分別表示“0”碼和“1”碼的單個(gè)矩形脈沖信號(hào)，每個(gè)碼元的持續(xù)時(shí)間為

，又設(shè)

出現(xiàn)的概率為P，則

出現(xiàn)的概率1-P，故這個(gè)隨機(jī)脈沖序列可表示為：

（4.4）第4章數(shù)字基帶傳輸系統(tǒng)假設(shè)隨機(jī)二進(jìn)制序列由第4章數(shù)字基帶傳輸系統(tǒng)圖4-9隨機(jī)單極性脈沖的波形第4章數(shù)字基帶傳輸系統(tǒng)第4章數(shù)字基帶傳輸系統(tǒng)

（4.5）為了使頻譜分析的物理概念清楚，推導(dǎo)過程簡(jiǎn)化，可以把s(t)的功率譜分成兩部分，一部分由平均分量（也稱穩(wěn)態(tài)波）產(chǎn)生，另一部分則由隨機(jī)變動(dòng)部分（也稱交變波）產(chǎn)生。它們的物理含義可通過類似于圖4-9舉例的隨機(jī)單極性脈沖序列的示意圖來說明。圖中直流部分對(duì)應(yīng)于其中的穩(wěn)態(tài)波成分，它有離散譜，而雙極型脈沖為其交變波成分，它有連續(xù)譜。

分別求出這兩個(gè)成分的功率譜密度（詳細(xì)推導(dǎo)過程請(qǐng)參閱通信原理教材），然后相加得到s(t)的雙邊功率譜密度為：第4章數(shù)字基帶傳輸系統(tǒng) 第4章數(shù)字基帶傳輸系統(tǒng)

（4.6）

上式是雙邊的功率譜密度表示式。如果寫成單邊的，則有

（4.7）

由式(4.6)可知，隨機(jī)脈沖序列的功率譜密度可能包含連續(xù)譜

和離散譜

。對(duì)于連續(xù)譜而言，由于代表數(shù)字信息的

和

不能完全相同，故

，因而

總是存在的；而離散譜是否存在，取決

和

的波形及其出現(xiàn)的概率P。第4章數(shù)字基帶傳輸系統(tǒng)第4章數(shù)字基帶傳輸系統(tǒng)

為了說明隨機(jī)脈沖的頻譜特點(diǎn)，下面介紹隨機(jī)二進(jìn)制脈沖序列單/雙極性歸零信號(hào)和單/雙極性不歸零信號(hào)的功率譜密度函數(shù)。1、單極性不歸零信號(hào)的功率譜

設(shè)

代表“0”碼，取零電平，則有

（4.8）

式中，

，代表“1”碼的頻譜函數(shù)。又假設(shè)“0”和“1”出現(xiàn)的概率相等，即P=0.5，則功率譜密度為

（4.9）

其中，離散譜只在f=0處有值，由單極性不歸零脈沖的頻譜分析可知，在

頻率處，

。單極性不歸零信號(hào)波形及單邊功率譜密度如圖4-10所示：第4章數(shù)字基帶傳輸系統(tǒng)為了說明隨機(jī)脈沖的頻譜特第4章數(shù)字基帶傳輸系統(tǒng)

其中，離散譜只在f=0處有值，由單極性不歸零脈沖的頻譜分析可知，在

頻率處，

。單極性不歸零信號(hào)波形及單邊功率譜密度如圖4-10所示：(a)單極性不歸零碼信號(hào)波形(b)單極性不歸零碼的單邊功率譜密度圖4-10單極性不歸零信號(hào)波形及單邊功率譜密度第4章數(shù)字基帶傳輸系統(tǒng)其中，離散譜只在f=0處第4章數(shù)字基帶傳輸系統(tǒng)2、單極性歸零信號(hào)的功率譜

討論單極性歸零信號(hào)，假定是半寬碼，即脈沖寬度

，并且假設(shè)

且P=0.5，則

（4.10）

當(dāng)

時(shí)，

在

處等于零，而在

處不為零。其圖形如圖4-11所示：第4章數(shù)字基帶傳輸系統(tǒng)2、單極性歸零信號(hào)的功率譜第4章數(shù)字基帶傳輸系統(tǒng)(a)占空比為50%的單極性歸零碼信號(hào)波形(b)單極性歸零碼的單邊功率譜密度圖4-11單極性不歸零信號(hào)波形及單邊功率譜密度第4章數(shù)字基帶傳輸系統(tǒng)第4章數(shù)字基帶傳輸系統(tǒng)3、雙極性信號(hào)的頻譜

對(duì)于雙極性信號(hào)，假設(shè)

P=0.5，則有

，那么功率譜密度為

（4.11）

這時(shí)離散譜為零，即不出現(xiàn)離散譜成分。因此雙極性信號(hào)有可能只有連續(xù)的功率譜密度，而沒有離散譜。圖4-12和圖4-13分別表示雙極性不歸零信號(hào)波形及單邊功率譜密度和雙極性歸零信號(hào)波形及單邊功率譜密度。第4章數(shù)字基帶傳輸系統(tǒng)3、雙極性信號(hào)的頻譜第4章數(shù)字基帶傳輸系統(tǒng)(a)雙極性不歸零碼信號(hào)波形(b)雙極性不歸零碼的單邊功率譜密度圖4-12雙極性不歸零信號(hào)波形及單邊功率譜密度第4章數(shù)字基帶傳輸系統(tǒng)第4章數(shù)字基帶傳輸系統(tǒng)(a)占空比為50%的雙極性歸零碼信號(hào)波形(b)雙極性歸零碼的單邊功率譜密度圖4-13雙極性歸零信號(hào)波形及單邊功率譜密度第4章數(shù)字基帶傳輸系統(tǒng)第4章數(shù)字基帶傳輸系統(tǒng)4.3碼間串?dāng)_

在實(shí)際通信中，由于信道的帶寬不可能無窮大（稱之為頻帶受限），并且還有噪聲的影響，因此，前面介紹的數(shù)字基帶信號(hào)（波形為矩形，在頻域內(nèi)無窮延伸）通過這樣的信道傳輸，不可避免地要受到影響而產(chǎn)生畸變。第4章數(shù)字基帶傳輸系統(tǒng)4.3碼間串?dāng)_第4章數(shù)字基帶傳輸系統(tǒng)圖4-14基帶傳輸系統(tǒng)模型

如圖4-14所示，{}為發(fā)送濾波器的輸入符號(hào)序列，在二進(jìn)制的情況下,取值為0、1或-1、+1。為了分析方便，假設(shè){}對(duì)應(yīng)的基帶信號(hào)d(t)是間隔為

，強(qiáng)度由

決定的單位沖擊序列，即：

（4.12）第4章數(shù)字基帶傳輸系統(tǒng)第4章數(shù)字基帶傳輸系統(tǒng)

此信號(hào)激勵(lì)發(fā)送濾波器(即信道信號(hào)形成器)時(shí)，發(fā)送濾波器的輸出信號(hào)為

（4.13）

式中，“*”是卷積符號(hào)；

是單個(gè)

作用下形成的發(fā)送波形，即發(fā)送濾波器的沖激響應(yīng)。若發(fā)送濾波器的傳輸特性為

，則

由下式確定

（4.14）第4章數(shù)字基帶傳輸系統(tǒng)此信號(hào)激勵(lì)發(fā)送濾波器(即信第4章數(shù)字基帶傳輸系統(tǒng)

若再設(shè)信道的傳輸特性為

，接收濾波器的傳輸特性為

，則圖4-14所示的基帶傳輸系統(tǒng)的總傳輸特性為

（4.15）

其單位沖激響應(yīng)為

（4.16）

其中，

是單個(gè)

作用下，

形成的輸出波形。因此在輸入序列

作用下,接收濾波器輸出信號(hào)y(t)可表示為

（4.17）第4章數(shù)字基帶傳輸系統(tǒng)若再設(shè)信道的傳輸特性為第4章數(shù)字基帶傳輸系統(tǒng)

式中，

是加性噪聲

經(jīng)過接收濾波器后輸出的噪聲。抽樣判決器對(duì)y(t)進(jìn)行抽樣判決，以確定所傳輸?shù)臄?shù)字信息序列{}。例如，我們要對(duì)第k個(gè)碼元

進(jìn)行判決，應(yīng)在

時(shí)刻上（

是信道和接收濾波器所造成的延遲）對(duì)y(t)抽樣，由式（4.17）可得

（4.18）

式中，第一項(xiàng)

是第k個(gè)碼元波形的抽樣值，它是恢復(fù)

的依據(jù)。第二項(xiàng)

是除第k個(gè)碼元以外的其他碼元波形在第k個(gè)抽樣時(shí)刻上的總和，它對(duì)當(dāng)前碼元

的判決起著干擾的作用，所以稱為碼間串?dāng)_值。第三項(xiàng)

是輸出噪聲在抽樣瞬間的值，它是一種隨機(jī)干擾，也要影響對(duì)第k個(gè)碼元的正確判決。

第4章數(shù)字基帶傳輸系統(tǒng)式中，是加性噪第4章數(shù)字基帶傳輸系統(tǒng)

由于碼間串?dāng)_和隨機(jī)噪聲的存在，當(dāng)

加到判決電路時(shí)，對(duì)

取值的判決可能判對(duì)也可能判錯(cuò)。例如，在二進(jìn)制數(shù)字通信時(shí)，

的可能取值為“0”或“1”，判決電路的判決門限為

，且判決規(guī)則為：

（4.19）

顯然，只有當(dāng)碼間串?dāng)_值和噪聲足夠小時(shí)，才能基本保證上述判決的正確，否則，有可能發(fā)生錯(cuò)判造成誤碼。因此，為了使誤碼率盡可能的小，必須最大限度的減小碼間串?dāng)_和隨機(jī)噪聲的影響。這也正是研究基帶脈沖傳輸?shù)幕境霭l(fā)點(diǎn)。第4章數(shù)字基帶傳輸系統(tǒng)由于碼間串?dāng)_和隨機(jī)噪聲的第4章數(shù)字基帶傳輸系統(tǒng)4.4數(shù)字基帶系統(tǒng)的理想傳輸特性

數(shù)字基帶信號(hào)，其頻譜分布一般是無限的，而實(shí)際的傳輸系統(tǒng)中，任何傳輸信道的帶寬都不可能是無限的。所以，無限帶寬的信號(hào)通過有限帶寬的信道時(shí)，波形會(huì)改變。這一節(jié)將主要討論傳輸系統(tǒng)的特性對(duì)信號(hào)的影響。另外，信號(hào)通過信道傳輸時(shí)將疊加噪聲，從而引起信號(hào)的隨機(jī)畸變。發(fā)送濾波器、轉(zhuǎn)發(fā)器和接收濾波器將會(huì)帶來一些非線性失真。對(duì)這些畸變和失真的補(bǔ)償技術(shù)稱為均衡。

由式（4.18）可知，要想消除碼間串?dāng)_，應(yīng)有：

（4.20）第4章數(shù)字基帶傳輸系統(tǒng)4.4數(shù)字基帶系統(tǒng)的理想傳輸特性第4章數(shù)字基帶傳輸系統(tǒng)

由于

是隨機(jī)的，要想通過各項(xiàng)相互抵消使碼間串?dāng)_為0是不通行的，這就需要對(duì)

的波形提出要求。如果相鄰碼元中前一個(gè)碼元的波形到達(dá)后一個(gè)碼元抽樣判決時(shí)刻時(shí)已經(jīng)衰減到0，如圖4-15(a)所示，則這樣的波形就能滿足要求。但這樣的波形不易實(shí)現(xiàn)，因?yàn)閷?shí)際中的

波形有很長的“拖尾”，也正是由于每個(gè)碼元“拖尾”造成對(duì)相鄰碼元的串?dāng)_，但只要讓它在

等后面碼元抽樣判決時(shí)刻上正好為0，就能消除碼間串?dāng)_，如圖4-15(b)所示。這就是消除碼間串?dāng)_的基本原理。第4章數(shù)字基帶傳輸系統(tǒng)由于是隨機(jī)的，要第4章數(shù)字基帶傳輸系統(tǒng)圖4-15消除碼間串?dāng)_原理第4章數(shù)字基帶傳輸系統(tǒng)第4章數(shù)字基帶傳輸系統(tǒng)4.4.1理想低通濾波器的傳輸特性

假設(shè)基帶傳輸信道的傳遞函數(shù)用一等效低通濾波器特性近似，如圖4-16所示。圖中所示特性的傳遞函數(shù)可表示為：

（4.21）圖4-16理想低通系統(tǒng)第4章數(shù)字基帶傳輸系統(tǒng)4.4.1理想低通濾波器的傳輸特第4章數(shù)字基帶傳輸系統(tǒng)

這時(shí)，

為一理想低通濾波器。如圖4-16（a）所示，它的沖激響應(yīng)為

（4.22）

如圖4-16（b）所示，

在

時(shí)有周期性零點(diǎn)，當(dāng)發(fā)送序列的間隔為

時(shí)正好巧妙地利用了這些零點(diǎn)（見圖4-16（b）中虛線所示），實(shí)現(xiàn)了無碼間串?dāng)_傳輸。由圖4-16和式(4.21)可以看出，輸入序列若以

波特的速率進(jìn)行傳輸時(shí)，所需的最小傳輸帶寬為

波特/赫茲。這是在抽樣時(shí)刻無碼間串?dāng)_條件下，基帶系統(tǒng)所能達(dá)到的極限情況。第4章數(shù)字基帶傳輸系統(tǒng)這時(shí)，為一理想第4章數(shù)字基帶傳輸系統(tǒng)

此時(shí)基帶系統(tǒng)所能提供的最高頻帶利用率為

波特／赫茲。通常，我們把

稱為奈奎斯特帶寬，記為

，則該系統(tǒng)無碼間串?dāng)_的最高傳輸速率為

波特，稱為奈奎斯特速率。顯然，如果該系統(tǒng)用高于

波特的碼元速率傳送時(shí)將存在碼間串?dāng)_。

從上面的討論可知，理想低通傳輸特性的基帶系統(tǒng)有最大的頻帶利用率。但令人遺憾的是，理想低通系統(tǒng)在實(shí)際應(yīng)用中存在兩個(gè)問題：一是理想矩形特性的物理實(shí)現(xiàn)極為困難；二是理想的沖激響應(yīng)

的“尾巴”很長，衰減很慢，當(dāng)定時(shí)存在偏差時(shí)，可能出現(xiàn)嚴(yán)重的碼間串?dāng)_?？紤]到實(shí)際的傳輸系統(tǒng)總是可能存在定時(shí)誤差，因而，一般不采用

而只把這種情況作為理想的“標(biāo)準(zhǔn)”或者作為與別的系統(tǒng)特性進(jìn)行比較時(shí)的基礎(chǔ)。第4章數(shù)字基帶傳輸系統(tǒng)此時(shí)基帶系統(tǒng)所能提供的最第4章數(shù)字基帶傳輸系統(tǒng)4.4.2升余弦頻譜傳輸特性

考慮到理想沖激響應(yīng)

的尾巴衰減慢的原因是系統(tǒng)的頻率截止特性過于陡峭，這啟發(fā)我們可以按圖4-16所示的構(gòu)造思想去設(shè)計(jì)

特性，只要圖中的

具有對(duì)

呈奇對(duì)稱的振幅特性，則

即為所要求的。這種設(shè)計(jì)也可看成是理想低通特性按奇對(duì)稱條件進(jìn)行“圓滑”的結(jié)果，上述的“圓滑”，通常被稱為“滾降”。

定義滾降系數(shù)為

（4.23）

其中，

是無滾降時(shí)的截止頻率，

為滾降部分的截止頻率。第4章數(shù)字基帶傳輸系統(tǒng)4.4.2升余弦頻譜傳輸特性第4章數(shù)字基帶傳輸系統(tǒng)

顯然，

。不同的

有不同的滾降特性。具有滾降系數(shù)

的余弦滾降特性

可表示成：

（4.24）第4章數(shù)字基帶傳輸系統(tǒng)顯然，第4章數(shù)字基帶傳輸系統(tǒng)圖4-17余弦滾降系統(tǒng)

其單位沖激響應(yīng)為

（4.25）第4章數(shù)字基帶傳輸系統(tǒng)第4章數(shù)字基帶傳輸系統(tǒng)

圖4-17為余弦滾降的三種滾降特性和沖激響應(yīng)。由圖4-17和式（4.23）可知，升余弦滾降系統(tǒng)的

滿足抽樣值上無串?dāng)_的傳輸條件，且各抽樣值之間又增加了一個(gè)零點(diǎn)，其尾部衰減較快（與

成反比），這有利于減小碼間串?dāng)_和位定時(shí)誤差的影響。但這種系統(tǒng)的頻譜寬度是

的2倍，因而頻帶利用率為1波特/赫茲，是最高利用率的一半。若

時(shí)，帶寬

赫茲，頻帶利用

率

波特/赫茲。

應(yīng)當(dāng)指出，在以上討論中并沒有涉及

的相移特性。但實(shí)際上它的相移特性一般不為零，故需要加以考慮。第4章數(shù)字基帶傳輸系統(tǒng)圖4-17為余弦滾降的三第4章數(shù)字基帶傳輸系統(tǒng)4.5眼圖

眼圖是指利用實(shí)驗(yàn)的方法估計(jì)和改善（通過調(diào)整）傳輸系統(tǒng)性能時(shí)在示波器上觀察到的一種圖形。

觀察眼圖的方法是：用一個(gè)示波器跨接在接收濾波器的輸出端，然后調(diào)整示波器掃描周期，使示波器水平掃描周期與接收碼元的周期同步，這時(shí)示波器屏幕上看到的圖形像人的眼睛，故稱為“眼圖”。

從“眼圖”上可以觀察出碼間串?dāng)_和噪聲的影響，從而估計(jì)系統(tǒng)優(yōu)劣程度。另外，也可以用此圖形對(duì)接收濾波器的特性加以調(diào)整，以減小碼間串?dāng)_和改善系統(tǒng)的傳輸性能。眼圖形成的原因是由于示波器的余輝作用，掃描所得的每一個(gè)碼元波形將重疊在一起，從而形成眼圖。第4章數(shù)字基帶傳輸系統(tǒng)4.5眼圖第4章數(shù)字基帶傳輸系統(tǒng)圖4-18雙極性二元碼的的眼圖形成原理第4章數(shù)字基帶傳輸系統(tǒng)第4章數(shù)字基帶傳輸系統(tǒng)

為了解釋眼圖與系統(tǒng)性能之間的關(guān)系，可把眼圖抽象為一個(gè)模型（如圖4-19所示）。

由眼圖可以獲得的信息是：最佳抽樣時(shí)刻應(yīng)在“眼睛”張開

最大的時(shí)刻。定時(shí)誤

差的靈敏度可由眼圖斜邊

的斜率決定。斜率越大，對(duì)定時(shí)

誤差就越靈敏。在抽樣時(shí)刻上，眼圖上下兩分支陰影區(qū)的垂直高度，表

示最大信號(hào)畸變。圖4-19眼圖模型第4章數(shù)字基帶傳輸系統(tǒng)為了解釋眼圖與系統(tǒng)性能之第4章數(shù)字基帶傳輸系統(tǒng)眼圖中央的橫軸位置應(yīng)對(duì)應(yīng)判決門限電平。在抽樣時(shí)刻上，上下兩分支離門限最近的一根線跡至門限的距離表示各相應(yīng)電平的噪聲容限，噪聲瞬時(shí)值超過它就可能發(fā)生錯(cuò)誤判決。對(duì)于利用信號(hào)過零點(diǎn)取平均來得到定時(shí)信息的接收系統(tǒng)，眼圖傾斜分支與橫軸相交的區(qū)域的大小，表示零點(diǎn)位置的變動(dòng)范圍，這個(gè)變動(dòng)范圍的大小對(duì)提取定時(shí)信息有重要的影響。第4章數(shù)字基帶傳輸系統(tǒng)眼圖中央的橫軸位置應(yīng)對(duì)應(yīng)判決門限電第4章數(shù)字基帶傳輸系統(tǒng)

眼圖的“眼睛”張開的大小反映著碼間串?dāng)_的強(qiáng)弱。“眼睛”張的越大，且眼圖越端正，表示碼間串?dāng)_越??；反之表示碼間串?dāng)_越大。當(dāng)存在噪聲時(shí)，噪聲將疊加在信號(hào)上，觀察到的眼圖的線跡會(huì)變得模糊不清。若同時(shí)存在碼間串?dāng)_，“眼睛”將張開得更小。與無碼間串?dāng)_時(shí)的眼圖相比，原來清晰端正的細(xì)線跡，變成了比較模糊的帶狀線，而且不很端正。噪聲越大，線跡越寬，越模糊；碼間串?dāng)_越大，眼圖越不端正。眼圖對(duì)于展示數(shù)字信號(hào)傳輸系統(tǒng)的性能提供了很多有用的信息?？梢詮闹锌闯觯捍a間串?dāng)_的大小和噪聲的強(qiáng)弱，有助于直觀地了解碼間串?dāng)_和噪聲的影響，評(píng)價(jià)一個(gè)基帶系統(tǒng)的性能優(yōu)劣。第4章數(shù)字基帶傳輸系統(tǒng)眼圖的“眼睛”張開的第4章數(shù)字基帶傳輸系統(tǒng)（a）無噪聲無碼間串?dāng)_時(shí)的眼圖

（b）有噪聲有碼間串?dāng)_時(shí)的眼圖圖4-20眼圖照片

例如圖4-20(a)和圖4-20(b)分別是二進(jìn)制升余弦頻譜信號(hào)在示波器上顯示的兩張眼圖照片。圖4-20(a)是在幾乎無噪聲和無碼間干擾下得到的,而圖4-20(b)則是在一定噪聲和碼間干擾下得到的。順便指出，接收二進(jìn)制波形時(shí)，在一個(gè)碼元周期

內(nèi)只能看到一只眼睛；若接收的是

進(jìn)制波形，則在一個(gè)碼元周期內(nèi)可以看到縱向顯示的

只眼睛；另外，若掃描周期為

時(shí)，可以看到并排的n只眼睛。第4章數(shù)字基帶傳輸系統(tǒng)第4章數(shù)字基帶傳輸系統(tǒng)4.6均衡上一節(jié)介紹了如何用示波器觀察碼間串?dāng)_，本節(jié)討論如何用均衡技術(shù)來消除碼間串?dāng)_。4.6.1均衡的概念實(shí)際的基帶傳輸系統(tǒng)不可能完全滿足無碼間串?dāng)_傳輸條件，因而碼間串?dāng)_是不可避免的。當(dāng)串?dāng)_嚴(yán)重時(shí)，必須對(duì)系統(tǒng)的傳輸函數(shù)

進(jìn)行校正，使其達(dá)到或接近無碼間串?dāng)_要求的特性。理論和實(shí)踐表明，在基帶系統(tǒng)中插入一種可調(diào)（或不可調(diào)）濾波器就可以補(bǔ)償整個(gè)系統(tǒng)的幅頻和相頻特性，從而減小碼間串?dāng)_的影響。這個(gè)對(duì)系統(tǒng)校正的過程稱為均衡，實(shí)現(xiàn)均衡的濾波器稱為均衡器。第4章數(shù)字基帶傳輸系統(tǒng)4.6均衡第4章數(shù)字基帶傳輸系統(tǒng)均衡器有很多種，但主要分為頻域均衡器和時(shí)域均衡器。頻域均衡是從頻率響應(yīng)考慮，使包括均衡器在內(nèi)的整個(gè)系統(tǒng)的總傳輸函數(shù)滿足無失真?zhèn)鬏敆l件。而時(shí)域均衡，則是直接從時(shí)間響應(yīng)考慮，使包括均衡器在內(nèi)的整個(gè)系統(tǒng)的沖激響應(yīng)滿足無碼間串?dāng)_條件。頻域均衡在信道特性不變，且傳輸?shù)退俾蕯?shù)據(jù)時(shí)是適用的，而時(shí)域均衡可以根據(jù)信道特性的變化進(jìn)行調(diào)整，能夠有效地減小碼間串?dāng)_，故在高速數(shù)據(jù)傳輸中得到廣泛應(yīng)用。第4章數(shù)字基帶傳輸系統(tǒng)均衡器有很多種，但主要分為頻域均衡第4章數(shù)字基帶傳輸系統(tǒng)4.6.2時(shí)域均衡所謂時(shí)域均衡，就是直接從信號(hào)的波形出發(fā)，利用均衡器產(chǎn)生的響應(yīng)來校正畸變的波形，使最終波形在抽樣時(shí)刻能最有效的消除碼間串?dāng)_。由此可見，時(shí)域均衡著眼于采樣點(diǎn)上信號(hào)的波形補(bǔ)償，而不考慮其它時(shí)刻信號(hào)波形的畸變，從而有助于簡(jiǎn)化均衡器并且可以達(dá)到較為滿意的效果。時(shí)域均衡技術(shù)的原理可以通過圖4-21進(jìn)行說明。

圖4-21時(shí)域均衡的基本思想第4章數(shù)字基帶傳輸系統(tǒng)4.6.2時(shí)域均衡第4章數(shù)字基帶傳輸系統(tǒng)在圖4-21中，

不滿足無碼間串?dāng)_條件時(shí)，其輸出信號(hào)

將存在碼間串?dāng)_。為此，在

之后插入一個(gè)稱之為橫向?yàn)V波器的可調(diào)濾波器

，形成新的總傳輸函數(shù)

，表示為：

（4.26）顯然，只要

滿足下式，即

（4.27）第4章數(shù)字基帶傳輸系統(tǒng)在圖4-21中，不滿足無第4章數(shù)字基帶傳輸系統(tǒng)則抽樣判決器輸入端的信號(hào)y(t)將不含碼間串?dāng)_，即這個(gè)包含

在內(nèi)的

將消除碼間串?dāng)_。這就是時(shí)域均衡的基本思想。可以證明

（4.28）其中

（4.29）由上式可見，

、

完全由

決定。第4章數(shù)字基帶傳輸系統(tǒng)則抽樣判決器輸入端的信號(hào)y(t)將第4章數(shù)字基帶傳輸系統(tǒng)對(duì)式（4.28）進(jìn)行傅立葉反變換，則可以求出其單位沖激響應(yīng)

為

（4.30）

圖4-22橫向?yàn)V波器示意圖第4章數(shù)字基帶傳輸系統(tǒng)對(duì)式（4.28）進(jìn)行傅立葉反變換，第4章數(shù)字基帶傳輸系統(tǒng)根據(jù)式（4.30），可構(gòu)造實(shí)現(xiàn)

的插入濾波器如圖4-22所示。它實(shí)際上是由無限多個(gè)橫向排列的延遲單元構(gòu)成的抽頭延遲線加上一些可變?cè)鲆娣糯笃鹘M成的，因此稱為橫向?yàn)V波器。每個(gè)延遲單元的延遲時(shí)間等于碼元寬度

，每個(gè)抽頭的輸出經(jīng)可變?cè)鲆妫ㄔ鲆婵烧韶?fù)）放大器加權(quán)后輸出。這樣，當(dāng)有碼間串?dāng)_的波形

輸入時(shí)，經(jīng)橫向?yàn)V波器變換，相加器將輸出無碼間串?dāng)_波形

。上述分析表明，借助橫向?yàn)V波器實(shí)現(xiàn)均衡是可能的，并且只要用無限長的橫向?yàn)V波器，就能做到消除碼間串?dāng)_的影響。然而，使橫向?yàn)V波器的抽頭無限多是不現(xiàn)實(shí)的，大多情況下也是不必要的。因?yàn)閷?shí)際信道往往僅是一個(gè)碼元脈沖波形對(duì)鄰近的少數(shù)幾個(gè)碼元產(chǎn)生串?dāng)_，故實(shí)際上只要有一、二十個(gè)抽頭的濾波器就可以了。抽頭數(shù)太多會(huì)給制造和使用都帶來困難。第4章數(shù)字基帶傳輸系統(tǒng)根據(jù)式（4.30），可構(gòu)造實(shí)現(xiàn)第4章數(shù)字基帶傳輸系統(tǒng)4.6.3頻域均衡器所謂頻域均衡，就是從系統(tǒng)的頻率特性著眼，利用均衡器的特性來補(bǔ)償信道的幅頻特性和相頻特性。在頻帶范圍內(nèi)，要求系統(tǒng)的傳遞函數(shù)

滿足無失真?zhèn)鬏數(shù)臈l件。由此可見，頻域均衡的原理可以通過以下方程來描述：

（4.31）式中，

及

分別為原信道和均衡器的幅頻和相頻特性；

為任意常數(shù)；

為必須考慮的上、下角頻率界限。第4章數(shù)字基帶傳輸系統(tǒng)4.6.3頻域均衡器第4章數(shù)字基帶傳輸系統(tǒng)4.7部分響應(yīng)系統(tǒng)前邊我們分析了兩種無碼間串?dāng)_系統(tǒng)：理想低通和升余弦滾降。理想低通濾波特性的頻帶利用率雖達(dá)到基帶系統(tǒng)的理論極限值2波特/赫茲，但難以實(shí)現(xiàn)，且它的h(t)的尾巴振蕩幅度大、收斂慢，從而對(duì)定時(shí)要求十分嚴(yán)格；升余弦濾波特性雖然克服了上述缺點(diǎn)，但所需頻帶加寬，頻帶利用率下降，因此不能適應(yīng)高速傳輸?shù)陌l(fā)展。那么，能否尋求一種傳輸系統(tǒng)，使它允許存在一定的、受控制的碼間串?dāng)_，而在接收端可加以消除。這樣的系統(tǒng)能使頻帶利用率提高到理論上的最大值，又可形成“尾巴”衰減大收斂快的傳輸波形，從而降低對(duì)定時(shí)取樣精度的要求。這類系統(tǒng)稱為部分響應(yīng)系統(tǒng)，它的傳輸波形稱為部分響應(yīng)波形。第4章數(shù)字基帶傳輸系統(tǒng)4.7部分響應(yīng)系統(tǒng)第4章數(shù)字基帶傳輸系統(tǒng)4.7.1第Ⅰ類部分響應(yīng)波形我們已經(jīng)熟知，波形

“拖尾”嚴(yán)重，但通過觀察發(fā)現(xiàn)相距一個(gè)碼元間隔的兩個(gè)

波形的“拖尾”剛好正負(fù)相反，利用這樣的波形組合可以構(gòu)成“拖尾”衰減很快的脈沖波形。根據(jù)這一思路，我們可用兩個(gè)間隔為一個(gè)碼元長度

的

的合成波形來代替

，如圖4-23(a)所示。合成波形可表示為：

（4.32）

第4章數(shù)字基帶傳輸系統(tǒng)4.7.1第Ⅰ類部分響應(yīng)波形第4章數(shù)字基帶傳輸系統(tǒng)經(jīng)簡(jiǎn)化后得：

（4.33）（a）g(t)的波形

（b）g(t)的頻譜圖4-23部分響應(yīng)g(t)的波形及其頻譜第4章數(shù)字基帶傳輸系統(tǒng)經(jīng)簡(jiǎn)化后得：第4章數(shù)字基帶傳輸系統(tǒng)由圖4-23(a)可見，除了在相鄰的取樣時(shí)刻

處g(t)=1外，其余的取樣時(shí)刻上，g(t)具有等間隔零點(diǎn)。對(duì)式(4.29)進(jìn)行傅氏變換，可得g(t)的頻譜函數(shù)為：

（4.34）其示意圖如圖4-23(b)所示，從圖中可以看到，g(t)的頻譜限制在

內(nèi)，且頻譜能量主要集中在低頻段，呈緩慢變化的半余弦濾波特性。其傳輸帶寬為

，頻帶利用率為=2波特/赫茲，達(dá)到基帶系統(tǒng)在傳輸二進(jìn)制序列時(shí)的理論極限值。第4章數(shù)字基帶傳輸系統(tǒng)由圖4-23(a)可見，除了在相鄰第4章數(shù)字基帶傳輸系統(tǒng)下面我們來討論g(t)波形的特點(diǎn)：（1）由式(4.33)可見，g(t)波形的拖尾幅度與

成反比，而

波形幅度與t成反比，這說明g(t)波形拖尾的衰減速度加快了。從圖4-23(a)也可看到，相距一個(gè)碼元間隔的兩個(gè)

波形的“拖尾”正負(fù)相反而相互抵消，使合成波形“拖尾”迅速衰減。（2）若用

作為傳送波形，且碼元間隔為

，則在抽樣時(shí)刻上僅發(fā)生發(fā)送碼元的樣值將受到前一碼元的相同幅度樣值的串?dāng)_，而與其它碼元不會(huì)發(fā)生串?dāng)_（見圖4-24所示）。表面上看，由于前后碼元的串?dāng)_很大，似乎無法按

的速率進(jìn)行傳送。但由于這種“串?dāng)_”是確定的、可控的，在收端可以消除掉，故仍可按

的傳輸速率傳送碼元。第4章數(shù)字基帶傳輸系統(tǒng)下面我們來討論g(t)波形的特點(diǎn)：第4章數(shù)字基帶傳輸系統(tǒng)（3）由于存在前一碼元留下的有規(guī)律的串?dāng)_，會(huì)造成誤碼的傳播（或擴(kuò)散）。圖4-24碼元發(fā)生串?dāng)_的示意圖第4章數(shù)字基帶傳輸系統(tǒng)（3）由于存在前一碼元留下的有規(guī)第4章數(shù)字基帶傳輸系統(tǒng)設(shè)輸入的二進(jìn)制碼元序列為

，其符號(hào)為“0”或“1”，符號(hào)之間不相關(guān)。將該信息輸入電平變換器，得到輸出序列

，并設(shè)

的取值為+1及-1。當(dāng)發(fā)送碼元

時(shí)，接收波形g(t)在第k個(gè)時(shí)刻上獲得的樣值

應(yīng)是

與前一碼元在第k個(gè)時(shí)刻上留下的串?dāng)_值之和，即

（4.35）

由于串?dāng)_值和信碼抽樣值幅度相等，因此

將可能有-2、0、+2三種取值。如果

已經(jīng)判定，則接收端可根據(jù)收到的

減去

便可得到

的取值，即

（4.36）第4章數(shù)字基帶傳輸系統(tǒng)設(shè)輸入的二進(jìn)制碼元序列為，第4章數(shù)字基帶傳輸系統(tǒng)但這樣的接收方式存在一個(gè)問題：因?yàn)?/p>

的恢復(fù)不僅僅由

來確定，還必須參考前一碼元

的判決結(jié)果，如果

序列中某個(gè)抽樣值因干擾而發(fā)生差錯(cuò)，則不但會(huì)造成當(dāng)前恢復(fù)的

值錯(cuò)誤，而且還會(huì)影響到以后所有的,,…的抽樣值，我們把這種現(xiàn)象稱為錯(cuò)誤傳播現(xiàn)象。例如：第4章數(shù)字基帶傳輸系統(tǒng)但這樣的接收方式存在一個(gè)問題：因第4章數(shù)字基帶傳輸系統(tǒng)下面介紹一種比較實(shí)用的部分響應(yīng)系統(tǒng)。在這種系統(tǒng)里，接收端無需首先已知前一碼元的判定值，而且也不存在錯(cuò)誤傳播現(xiàn)象。為了克服錯(cuò)誤傳播，先將輸入信號(hào)進(jìn)行預(yù)編碼，將

變成

，其規(guī)則是：

(4.37)

也即

(4.38)式中，

表示模2和，

表示預(yù)編碼器輸出的二進(jìn)制序列。

然后，把

作為發(fā)送序列，形成由式(4.32)決定的g(t)波形序列，則此時(shí)對(duì)應(yīng)的式(4.35)改寫為

（4.39）第4章數(shù)字基帶傳輸系統(tǒng)下面介紹一種比較實(shí)用的部分響應(yīng)系統(tǒng)第4章數(shù)字基帶傳輸系統(tǒng)顯然，代入式(4.38)，則有

（4.40）上式說明，對(duì)接收到的

作模2處理后便直接得到發(fā)送端的

，此時(shí)不需要預(yù)先知道

，因而不存在錯(cuò)誤傳播現(xiàn)象。通常，把

按式(4.37)變成

的過程，稱為預(yù)編碼，而把式(4.39)或式(4.40)的關(guān)系稱為相關(guān)編碼。因此，整個(gè)上述處理過程可概括為“預(yù)編碼→相關(guān)編碼→模2判決”過程。重新引用上面的例子，由輸入

到接收端恢復(fù)

的過程如下：第4章數(shù)字基帶傳輸系統(tǒng)顯然，代入式(4.38)，則有第4章數(shù)字基帶傳輸系統(tǒng)判決的規(guī)則是

（4.41）此例說明，由當(dāng)前

值可直接得到當(dāng)前的

，所以錯(cuò)誤不會(huì)傳播下去，而是局限在受干擾碼元本身位置，這是因?yàn)轭A(yù)編碼解除了碼間的相關(guān)性。上面討論內(nèi)容的屬于第Ⅰ類部分響應(yīng)波形，其系統(tǒng)組成方框圖如圖4-25所示。其中圖4-25(a)為原理方框圖，圖4-25(b)為實(shí)際系統(tǒng)組成框圖。第4章數(shù)字基帶傳輸系統(tǒng)判決的規(guī)則是第4章數(shù)字基帶傳輸系統(tǒng)圖4-21第Ⅰ類部分響應(yīng)系統(tǒng)組成框圖應(yīng)當(dāng)指出，部分響應(yīng)信號(hào)是由預(yù)編碼器、相關(guān)編碼器、發(fā)送濾波器、信道和接收濾波器共同產(chǎn)生的。這意味著：如果相關(guān)編碼器輸出為δ脈沖序列，發(fā)送濾波器、信道和接收濾波器的傳輸函數(shù)應(yīng)為理想低通特性。但由于部分響應(yīng)信號(hào)的頻譜是滾降衰減的，因此對(duì)理想低通特性的要求可以略有放松。第4章數(shù)字基帶傳輸系統(tǒng)第4章數(shù)字基帶傳輸系統(tǒng)4.7.2部分響應(yīng)的一般形式部分響應(yīng)波形的一般形式可以是N個(gè)

波形之和，其表達(dá)式為：

（4.42）式中

為加權(quán)系數(shù)，其取值為正、負(fù)整數(shù)及零。例如，當(dāng)取

其余系數(shù)

，就是前面所述的第Ⅰ類部分響應(yīng)波形。

（4.43）第4章數(shù)字基帶傳輸系統(tǒng)4.7.2部分響應(yīng)的一般形式第4章數(shù)字基帶傳輸系統(tǒng)對(duì)應(yīng)式(4.43)所示部分響應(yīng)波形的頻譜函數(shù)為

（4.44）可見，

僅在

范圍內(nèi)存在。顯然，

不同，將有不同類別的部分響應(yīng)信號(hào)，相應(yīng)有不同的相關(guān)編碼方式。若設(shè)輸入數(shù)據(jù)序列為

，相應(yīng)的相關(guān)編碼電平為

，為了避免因相關(guān)編碼而引起的“差錯(cuò)傳播”現(xiàn)象，一般要經(jīng)過類似于前面介紹的“預(yù)編碼→相關(guān)編碼→模2判決”過程。將

進(jìn)行預(yù)編碼，則有：

（4.46）第4章數(shù)字基帶傳輸系統(tǒng)對(duì)應(yīng)式(4.43)所示部分響應(yīng)波形第4章數(shù)字基帶傳輸系統(tǒng)注意這里的“+”是指“模L相加”，因?yàn)?/p>

和

已假設(shè)為L進(jìn)制。然后，將預(yù)編碼后的

進(jìn)行電平轉(zhuǎn)換得到

，之后對(duì)

進(jìn)行相關(guān)編碼（算數(shù)加）：

(4.47)最后對(duì)

作模L處理，則有

(4.48)由此可見，此時(shí)不存在錯(cuò)誤傳播問題，且接收端的譯碼十分簡(jiǎn)單，只需直接對(duì)

按模L判決即可得

。第4章數(shù)字基帶傳輸系統(tǒng)注意這里的“+”是指“模L相加”，第4章數(shù)字基帶傳輸系統(tǒng)本章小結(jié)不使用調(diào)制和解調(diào)裝置而直接傳輸數(shù)字基帶信號(hào)的系統(tǒng)稱之為數(shù)字基帶傳輸系統(tǒng)，數(shù)字基帶傳輸系統(tǒng)在現(xiàn)代通信技術(shù)中占有非常重要的地位。數(shù)字基帶傳輸系統(tǒng)中常用的基帶信號(hào)波形有單、雙極性不歸零波形，單、雙極性歸零波形，差分波形和多電平波形。在實(shí)際的基帶傳輸系統(tǒng)中，含有直流和豐富低頻成分的基帶信號(hào)就不適宜在信道中傳輸，因?yàn)樗锌赡茉斐蓢?yán)重的信號(hào)畸變。所以無直流成分和低頻成分較小、不受信源統(tǒng)計(jì)特性影響、具有檢錯(cuò)能力且容易獲取定時(shí)信息的碼型更適合在數(shù)字基帶傳輸系統(tǒng)中使用。目前常見的幾種傳輸碼型有：AMI碼、

碼、CMI碼和Miller碼等。通過對(duì)它們功率譜密度的分析，可以了解信號(hào)各頻率分量大小，以便選擇適合于線路傳輸?shù)男蛄胁ㄐ?，并?duì)信道頻率選擇特性提出合理的要求。第4章數(shù)字基帶傳輸系統(tǒng)本章小結(jié)第4章數(shù)字基帶傳輸系統(tǒng)數(shù)字基帶信號(hào)傳輸時(shí)，還要考慮碼元間的相互干擾，也就是碼間串?dāng)_問題。由于實(shí)際信道特性很難預(yù)先知道，故碼間串?dāng)_也在所難免。為了觀測(cè)系統(tǒng)的傳輸性能，常常采用眼圖作為測(cè)量方法，并且采用時(shí)域均衡器來減小碼間串?dāng)_的影響，時(shí)域均衡器常常采用有限長的橫向?yàn)V波器來實(shí)現(xiàn)。理想低通的頻譜很窄，且能達(dá)到理論上的極限傳輸速率，但其尾巴幅度大且收斂慢。而升余弦頻譜特性性能好，但其所需的頻帶卻加寬了。部分響應(yīng)技術(shù)通過有控制的在某些碼元的抽樣時(shí)刻引入碼間串?dāng)_，而在其余碼元的抽樣時(shí)刻無碼間串?dāng)_，就能在提高頻帶利用率的同時(shí)，降低對(duì)定時(shí)精度的要求，改善系統(tǒng)性能。第4章數(shù)字基帶傳輸系統(tǒng)數(shù)字基帶信號(hào)傳輸時(shí)，還要考慮碼元間計(jì)算機(jī)通信

第4章數(shù)字基帶傳輸系統(tǒng)計(jì)算機(jī)通信 第4章數(shù)字基帶傳輸系統(tǒng)第4章數(shù)字基帶傳輸系統(tǒng)本章主要介紹:數(shù)字基帶信號(hào)的波形及其功率譜密度數(shù)字基帶傳輸?shù)幕驹怼⑿阅苎蹐D均衡部分響應(yīng)系統(tǒng)第4章數(shù)字基帶傳輸系統(tǒng)本章主要介紹:第4章數(shù)字基帶傳輸系統(tǒng)4.1數(shù)字基帶傳輸系統(tǒng)數(shù)字通信系統(tǒng)：以數(shù)字信號(hào)的方式來傳輸信息的通信系統(tǒng)。數(shù)字基帶信號(hào)：包含豐富的低頻分量，甚至直流分量的數(shù)字信號(hào)。數(shù)字基帶傳輸系統(tǒng)：在某些具有低通特性的有線信道中，特別是傳輸距離不太遠(yuǎn)的情況下，數(shù)字基帶信號(hào)可以直接傳輸?shù)耐ㄐ畔到y(tǒng)。第4章數(shù)字基帶傳輸系統(tǒng)4.1數(shù)字基帶傳輸系統(tǒng)第4章數(shù)字基帶傳輸系統(tǒng)

基帶傳輸系統(tǒng)的基本結(jié)構(gòu)如圖4-1所示。它主要由信道信號(hào)形成器、信道、接收濾波器和抽樣判決器組成。為了保證系統(tǒng)可靠有序地工作，還應(yīng)有同步系統(tǒng)。圖4-1數(shù)字基帶傳輸系統(tǒng)第4章數(shù)字基帶傳輸系統(tǒng)基帶傳輸系統(tǒng)的基本結(jié)構(gòu)如圖4-1第4章數(shù)字基帶傳輸系統(tǒng)圖4-1中各部分的作用簡(jiǎn)述如下：信道信號(hào)形成器：基帶傳輸系統(tǒng)的輸入是由終端設(shè)備或編碼器產(chǎn)生的脈沖序列，它往往不適合直接送到信道中傳輸。信道信號(hào)形成器的作用就是把原始基帶信號(hào)變換成適合于信道傳輸?shù)幕鶐盘?hào)，這種變換主要是通過碼型變換和波形變換來實(shí)現(xiàn)的，其目的是與信道匹配，便于減小碼間串?dāng)_，同時(shí)利于同步提取和抽樣判決。信道：它是允許基帶信號(hào)通過的媒質(zhì)，通常為有線信道，如市話電纜、架空明線等。另外，信道還會(huì)進(jìn)入噪聲。在通信系統(tǒng)的分析中，常常把噪聲等效后集中在信道中引入。接收濾波器：它的主要作用是濾除帶外噪聲，對(duì)信道特性均衡，使輸出的基帶波形有利于抽樣判決。

抽樣判決器：它是在傳輸特性不理想及噪聲背景下，在規(guī)定時(shí)刻（由位定時(shí)脈沖控制）對(duì)接收濾波器的輸出波形進(jìn)行抽樣判決，以恢復(fù)或再生基帶信號(hào)。然而用來抽樣的位定時(shí)脈沖通常依靠同步提取電路從接收信號(hào)中提取，位定時(shí)的準(zhǔn)確與否將直接影響判決效果。圖4-2給出了圖4-1所示基帶系統(tǒng)的各點(diǎn)波形示意圖。第4章數(shù)字基帶傳輸系統(tǒng)圖4-1中各部分的作用簡(jiǎn)述如下：第4章數(shù)字基帶傳輸系統(tǒng)其中，(a)是輸入的基帶信號(hào)，這是最常見的單極性非歸零信號(hào)；(b)是經(jīng)碼型變換后的波形；(c)對(duì)(a)而言進(jìn)行了碼型及波形的變換，是一種適合在信道中傳輸?shù)牟ㄐ危?d)是信道輸出信號(hào)，顯然由于信道頻率特性不理想，波形發(fā)生失真并疊加了噪聲；(e)為接收濾波器的輸出波形，與(d)相比，失真和噪聲減弱；(f)是位定時(shí)同步脈沖；(g)為恢復(fù)的信息，其中第4個(gè)碼元發(fā)生誤碼，誤碼的原因主要是信道的加性噪聲，以及傳輸特性（包括收、發(fā)濾波器和信道的特性）不理想引起的波形延遲、展寬、拖尾等畸變，使碼元之間相互串?dāng)_。此時(shí)，實(shí)際抽樣判決值不僅有本碼元的值，還有其他碼元在該碼元抽樣時(shí)刻的串?dāng)_值及噪聲。顯然，接收端能否正確恢復(fù)信息，在于能否有效地抑制噪聲和減小碼間串?dāng)_，這兩點(diǎn)也正是本章討論的重點(diǎn)。第4章數(shù)字基帶傳輸系統(tǒng)其中，(a)是輸入的基帶信號(hào)，這是第4章數(shù)字基帶傳輸系統(tǒng)圖4-2基帶系統(tǒng)的各點(diǎn)波形示意圖第4章數(shù)字基帶傳輸系統(tǒng)第4章數(shù)字基帶傳輸系統(tǒng)4.2數(shù)字基帶信號(hào)4.2.1數(shù)字基帶信號(hào)的波形及其表示二元碼只有兩個(gè)取值的脈沖序列就是二元碼。最簡(jiǎn)單的二元碼基帶信號(hào)波形為矩形波，幅度取值只有兩種電平，分別對(duì)應(yīng)于二進(jìn)制碼的1和0。常用的幾種二元碼波形如圖4-3所示。第4章數(shù)字基帶傳輸系統(tǒng)4.2數(shù)字基帶信號(hào)第4章數(shù)字基帶傳輸系統(tǒng)圖4-3幾種常用的二元碼波形第4章數(shù)字基帶傳輸系統(tǒng)第4章數(shù)字基帶傳輸系統(tǒng)（1）單極性不歸零碼

單極性不歸零波形如圖4-3（a）所示，這是一種最簡(jiǎn)單、最常用的基帶信號(hào)形式。用高電平和低電平（常為零電平）兩種取值分別表示二進(jìn)制碼1和0，在整個(gè)碼元期間電平保持不變，此種碼通常記作NRZ（不歸零）碼。很多終端設(shè)備輸出的都是這種碼，因?yàn)橐话憬K端設(shè)備都有一端是固定的0電位，因此輸出單極性碼最為方便。其特點(diǎn)是極性單一，有直流分量，脈沖之間無間隔。另外位同步信息包含在電平的轉(zhuǎn)換之中，當(dāng)出現(xiàn)連0序列時(shí)沒有位同步信息。（2）雙極性不歸零波形

在雙極性不歸零波形中脈沖的正、負(fù)電平分別對(duì)應(yīng)于二進(jìn)制代碼1、0，如圖4-3（b）所示，在整個(gè)碼元期間電平保持不變。由于它是幅度相等極性相反的雙極性波形，故當(dāng)0、1符號(hào)等可能出現(xiàn)時(shí)無直流分量。這樣，恢復(fù)信號(hào)的判決電平為0，因而不受信道特性變化的影響，抗干擾能力也較強(qiáng)。故雙極性波形有利于在信道中傳輸，可以在電纜等無接地的傳輸線上傳輸，因此得到了較多的應(yīng)用。第4章數(shù)字基帶傳輸系統(tǒng)（1）單極性不歸零碼第4章數(shù)字基帶傳輸系統(tǒng)（3）單極性歸零波形此碼常記作RZ（歸零）碼。與單極性不歸零碼不同，RZ碼發(fā)送1時(shí)高電平在整個(gè)碼元期間T內(nèi)只持續(xù)一段時(shí)間，在其余時(shí)間則返回到零電平，發(fā)送0時(shí)用零電平表示。

稱為占空比，通常使用半占空碼。單極性歸零碼可以直接提取到定時(shí)信號(hào)，它是其它碼型提取位定時(shí)信號(hào)時(shí)需要采用的一種過渡碼型。（4）雙極性歸零波形用正極性的歸零碼和負(fù)極性的歸零碼分別表示1和0，如圖4-3（d）所示。這種碼兼有雙極性和歸零的特點(diǎn)。雖然它的幅度取值存在三種電平，但是它用脈沖的正負(fù)極性表示兩種信息，因此通常仍歸入二元碼。以上四種碼型是最簡(jiǎn)單的二元碼，它們有豐富的低頻乃至直流分量，不能用于有交流耦合的傳輸信道。另外，當(dāng)信息中出現(xiàn)長1串或長0串時(shí)，不歸零碼呈現(xiàn)連續(xù)的固定電平，沒有電平躍變，也就沒有定時(shí)信息。它除了具有雙極性不歸零波形的特點(diǎn)外，還有利于同步脈沖的提取。第4章數(shù)字基帶傳輸系統(tǒng)（3）單極性歸零波形第4章數(shù)字基帶傳輸系統(tǒng)（5）差分波形

這種波形不是用碼元本身的電平表示消息代碼，而是用相鄰碼元的電平的跳變和不變來表示消息代碼，如圖4-3(e)，(f)所示。在差分碼中，1和0分別用電平的跳變或不變來表示。在電報(bào)通信中，常把1稱為傳號(hào)，把0稱為空號(hào)。若用電平跳變表示1，稱為傳號(hào)差分碼。若用電平跳變表示0，則稱為空號(hào)差分碼。傳號(hào)差分碼和空號(hào)差分碼分別記作NRZ（M）和NRZ（S）。這種碼型的信息1和0不直接對(duì)應(yīng)具體的電平幅度，而是用電平的相對(duì)變化來表示，其優(yōu)點(diǎn)是信息存在于電平的變化之中，可有效地解決PSK同步解調(diào)時(shí)因收信端本地載波相位倒置而引起信息“1”和“0”的倒換問題，故得到廣泛應(yīng)用。由于差分碼中電平只具有相對(duì)意義，因此又稱為相對(duì)碼。（6）數(shù)字雙相碼

數(shù)字雙相碼又稱分相碼或曼徹斯特碼，如圖4-4（a）所示。它用一個(gè)周期的方波表示1，用方波的反相波形表示0，并且都是雙極性非歸零脈沖。這樣就等效于用2位二進(jìn)制碼表示信息中的1位碼。例如可以規(guī)定：用10表示0，用01表示1。因?yàn)殡p相碼在每個(gè)碼元間隔的中心都存在電平跳變，所以有豐富的位定時(shí)信息。在這種碼中，正、負(fù)電平各占一半，因而不存在直流分量。第4章數(shù)字基帶傳輸系統(tǒng)（5）差分波