所以功率因數(shù)可以定義為輸入電流失真系數(shù)與相移因數(shù)

CLP*項］8￡①Z,w.K,、PF=—==xcos①=尸cosC*（1）式中：A表示輸入基波電流有效值；表不輸入電流有兢值；y=j-表示輸入電流失真系數(shù)。8,①表示基波電壓與基波電流之間的相移因數(shù)。所以功率因數(shù)可以定義為輸入電流失真系數(shù)（^）與相移因數(shù)（*①）的乘積?？梢姽β室驍?shù)（PF）由電流失真系數(shù)（^）和基波電壓、基波電流相移因數(shù)（匚眼①）決定。'眼①低，則表示用電電器設備的無功功率大，設備利用率低，導線、變壓器繞組損耗大。同時，值低，則表示輸入電流諧波分量大，將造成輸入電流波形畸變，對電網(wǎng)造成污染，嚴重時，對三相四線制供電，還會造成中線電位偏移，致使用電電器設備損壞。由于常規(guī)整流裝置常使用非線性器件（如可控硅、二極管），整流器件的導通角小于180o，從而產生大量諧波電流成份，而諧波電流成份不做功，只有基波電流成份做功。所以相移因數(shù)（'口'①）和電流失真系數(shù)（尸）相比，輸入電流失真系數(shù)（^）對供電線路功率因數(shù)（PF）的影響更大。為了提高供電線路功率因數(shù)，保護用電設備，世界上許多國家和相關國際組織制定出相應的技術標準，以限制諧波電流含量。如：IEC555-2，IEC61000-3-2，EN60555-2等標準，它們規(guī)定了允許產生的最大諧波電流。我國于1994年也頒布了《電能質量公用電網(wǎng)諧波》標準（GB/T14549-93）。傳統(tǒng)的功率因數(shù)概念是假定輸入電流無諧波電流（即I1=Irms或尸=1）的條件下得到的，這樣功率因數(shù)的定義就變成了PF=8’①。PF與總諧波失真系數(shù)（THD：TheTotalHarmonicDistortion）的關系即FF=,門/①(2)』1+0頃"功率因數(shù)校正實現(xiàn)方法PF—cos①xp=1可知，要提高功率因數(shù)，有兩個途徑：1.使輸入電壓、輸入電流同相位。此時8'①=1，所以PF=F。A=II*,PF—cosxy=12.使輸入電流正弦化。即Irn=J1（諧波為零），有*即；「從而實現(xiàn)功率因數(shù)校正。利用功率因數(shù)校正技術可以使交流輸入電流波形完全跟蹤交流輸入電壓波形，使輸入電流波形呈純正弦波，并且和輸入電壓同相位，此時整流器的負載可等效為純電阻，所以有的地方又把功率因數(shù)校正電路叫做電阻仿真器。有源功率因數(shù)校正方法分類按有源功率因數(shù)校正電路結構分（1）降壓式：因噪聲大，濾波困難，功率開關管上電壓應力大，控制驅動電平浮動，很少被采用。（2）升/降壓式：需用二個功率開關管，有一個功率開關管的驅動控制信號浮動，電路復雜，較少采用。（3）反激式：輸出與輸入隔離，輸出電壓可以任意選擇，采用簡單電壓型控制，適用于150W以下功率的應用場合。（4）升壓式（boost）:簡單電流型控制，PF值高，總諧波失真（THD）小，效率高，但是輸出電壓高于輸入電壓。適用于75W~2000W功率范圍的應用場合，應用最為廣泛。它具有以下優(yōu)點:1電路中的電感L適用于電流型控制。2由于升壓型APFC的預調整作用在輸出電容器C上保持高電壓，所以電容器C體積小、儲能大。3在整個交流輸入電壓變化范圍內能保持很高的功率因數(shù)。4輸入電流連續(xù)，并且在APFC開關瞬間輸入電流小，易于EMI濾波。5升壓電感L能阻止快速的電壓、電流瞬變，提高了電路工作可靠性。UC3854是一種工作于平均電流的的升壓型(boost)APFC電路，它的峰值開關電流近似等于輸入電流，是目前使用最廣泛的APFC電路。按輸入電流的控制原理分平均電流型：工作頻率固定，輸入電流連續(xù)(CCM)，波形圖如圖1(a)所示。TI的UC3854就工作在平均電流控制方式。這種控制方式的優(yōu)點是：1恒頻控制。2工作在電感電流連續(xù)狀態(tài)，開關管電流有效值小、EMI濾波器體積小。3能抑制開關噪聲。4輸入電流波形失真小。主要缺點是：1控制電路復雜。2需用乘法器和除法器。3需檢測電感電流。4需電流控制環(huán)路。滯后電流型。工作頻率可變，電流達到滯后帶內發(fā)生功率開關通與斷操作，使輸入電流上升、下降。電流波形平均值取決于電感輸入電流，波形圖如圖1(b)所示。峰值電流型。工作頻率變化，電流不連續(xù)(DCM)，工作波形圖如圖1(c)所示。DCM采用跟隨器方法具有電路簡單、易于實現(xiàn)的優(yōu)點，但存在以下缺點：①功率因數(shù)和輸入電壓吃與輸出電壓V。的比值“有關。即當Vin變化時，功率因數(shù)PF值也將發(fā)生變化，同時輸入電流波形隨"的加大而THD變大。②開關管的峰值電流大(在相同容量情況下，DCM中通過開關器件的峰值電流為CCM的兩倍)，從而導致開關管損耗增加。所以在大功率APFC電路中，常采用CCM方式。電壓控制型。工作頻率固定，電流不連續(xù)，工作波形圖如圖1(d)所示。

圖1輸入電流波形圖四.有源功率因數(shù)校正的實現(xiàn)下面以常見的美國TI公司生產的APFC用集成電路UC3854介紹其性能特點、工作原理與典型應用電路。UC3854控制集成電路（1）UC3854引腳功能說明（參見圖3、圖4）。UC3854引腳功能如表1所示。表1UC3854的引腳（端）功能引腳號引腳符號引腳功能(1)GND接地端，器件內部電壓均以此端電壓為基準(2)PKLMT峰值限定端，其閾值電壓為零伏與芯片外檢測電阻負端相連，可與芯片內接基準電壓的電阻相連，使峰值電流比較器反向端電位補償至零(3)CAout電流誤差放大器輸出端，對輸入總線電流進行檢測，并向脈沖寬度調制器發(fā)出電流校正信號的寬帶運放輸出

(4)Isense電流檢測信號接至電流放大器反向輸入端，（4）引腳電壓應高于-0.5V（因采用二極管對地保護）(5)Multout乘法放大器的輸出和電流誤差放大器的同相輸入端(6)IAC乘法器的前饋交流輸入端，與B端相連，（6）引腳的設定電壓為6V，通過外接電阻與整(7)VAOUt誤差電壓放大器的輸出電壓，這個信號又與乘法器A端相連，但若低于1V乘法器便無輸出(8)VRMS前饋總線有效值電壓端，與跟輸入線電壓有效值成正比的電阻相連時，可對線電壓的變化進行補償(9)VREF基準電壓輸出端，可對外圍電路提供10mA的驅動電流(10)ENA允許比較器輸入端，不用時與+5V電壓相連(11)V檢測電壓誤差放大器反相輸入端，在芯片外與反饋網(wǎng)絡相連，或通過分壓網(wǎng)絡與功率因數(shù)校正器輸出端相連(12)Rset（12）端信號與地接入不同的電阻，用來調節(jié)振蕩器的輸出和乘法器的最大輸出(13)SS軟啟動端，與誤差放大器同相端相連(14)Ct接對地電容器ct，作為振蕩器的定時電容(15)Vcc正電源閾值為10V—16V(16)GTDRVPWM信號的圖騰輸出端，夕卜接MOSFET管的柵極，該電壓被鉗位在15V（2）UC3854中的前饋作用UC3854的電路框圖和內部工作框圖如圖2、圖3所示。圖2UC3854電路框圖OBCI-LATOROBCI-LATOR在APFC電路中，整流橋后面的濾波電容器移到了整個電路的輸出端（見圖2、圖4中的電解電容C）,這是因為vin應保持半正弦的波形，而vout需要保持穩(wěn)定。11°Ut從圖3所示的UC3854工作框圖中可以看到，它有一個乘法器和除法器，它的輸出為】，而C為前饋電壓Vs的平方，之所以要除C是為了保證在高功率因數(shù)的條件下，使APFC的輸入功率Pi不隨輸入電壓Vin的變化而變化。工作原理分析、推導如下：乘法器的輸出為式中：Km表示乘法器的增益因子。Kin表示輸入脈動電壓縮小的比例因子。電流控制環(huán)按照Vin和電流檢測電阻Ro（參見圖2）建立了1、即孩=匕乂寸⑷Ki表示Vin的衰減倍數(shù)將式（3）代入式（4）后有如果PF=1效率n=i有由（6）可知：當Ve固定時，Pi、Po將隨V2in的變化而變化。而如果利用除法器，將Vin除以一個可見在保證提高功率因數(shù)的前提下，Ve恒定情況下，p「Po不隨Vin的變化而變化。即通過輸入電壓前饋技術和乘法器、除法器后，可以使控制電路的環(huán)路增益不受輸入電壓V如果PF=1效率n=i有由（6）可知：當Ve固定時，Pi、Po將隨V2in的變化而變化。而如果利用除法器，將Vin除以一個在實際應用中需要加以注意：前饋電壓中任何100Hz紋波進入乘法器都會和電壓誤差放大器中的紋波疊加在一起，不但會增加波形失真，而且還會影響功率因數(shù)的提高。前饋電路中前饋電容Cf（圖2、圖4中的Cf）的取值大小也會影響功率因數(shù)。如果Cf太小，則功率因數(shù)會降低，而Cf過大，前饋延遲又較大。當電網(wǎng)電壓變化劇烈時，會造成輸出電壓的過沖或欠沖，所以Cf的取值應折中考慮。（3）UC3854的典型應用電路原理圖如圖4所示。

WK圖4UC3854典型應用電路原理圖WK小結通過以上的討論可以看出，由在APFC控制過程中，UC3854引入了前饋和乘法器、除法器，并且工作于平均電流的電流連續(xù)(CCM)工作方式，性能較優(yōu)，使用效果較好，在實用中得到了廣泛應用。參考文獻TIAnalog/Mixed-singalProductsDesigner'sMasterselectionGuideCD-ROMAugust2002SLYC005GUC3854PDF路秋生有源功率因數(shù)校正及應用核工業(yè)自動化2001.2P31--35路秋生有源功率因數(shù)補償(APFC)核工業(yè)自動化2002.2P43--48張延鵬等通信用高頻開關電源人民郵電出版社ISBN7-115-06427-X/TN.1174P67--77關于作者路秋生教授主要從事電子技術、電力電子技術的教學科研工作。功率因數(shù)校正(PFC)的數(shù)字控制方法文章作者：劉小光尹華杰文章類型：設計應用文章加入時間：2004年5月20日20:41文章出處：電源技術應用摘要：控制技術的數(shù)字化是開關電源的發(fā)展趨勢。相對于傳統(tǒng)的模擬控制技術，采用數(shù)字控制技術的功率因數(shù)校正（PFC）具有顯著的優(yōu)點。詳細討論了采用數(shù)字信號處理器（DSP）作為控制核心時的設計事項和方法，最后提出了數(shù)字控制技術有待解決的問題。關鍵詞：數(shù)字控制；數(shù)字信號處理器；功率因數(shù)校正；開關電源引言電力電子產品的廣泛使用，對電網(wǎng)造成了嚴重的諧波污染。這使得功率因數(shù)校正（PFC）技術成為電力電子研究的一個熱點。功率因數(shù)校正的目的，就是采用一定的控制方法，使電源的輸入電流跟蹤輸入電壓，功率因數(shù)接近為1。傳統(tǒng)上，模擬控制在開關電源應用中占據(jù)了主導地位[1]。隨著高速度，廉價的數(shù)字信號處理器（DSP）的出現(xiàn)，在開關電源中使用數(shù)字控制已成為發(fā)展的趨勢[2][3][4][5][6]。本文對實現(xiàn)PFC的模擬控制方法和數(shù)字控制方法進行了比較，介紹了采用數(shù)字控制的獨特優(yōu)點。詳細討論了采用數(shù)字信號處理器作為控制核心時的設計事項和方法。

國龜子網(wǎng)14玉螺書器:>)數(shù)-竿握制Kf旬免論巫滂.杭匡1PFC模擬控制和數(shù)字控制的比較國龜子網(wǎng)14玉螺書器:>)數(shù)-竿握制Kf旬免論巫滂.杭匡功率因數(shù)校正的模擬控制方法已經(jīng)使用了多年，也有現(xiàn)成的商業(yè)化集成電路芯片(比如TI/Unitrode的UC3854，F(xiàn)airchild的ML4812，STmicroelectronics的L6561等)。圖1(a)是基于UC3854的模擬控制電路結構方框圖。電路采用平均電流控制方式，通過調節(jié)電流信號的平均幅度來控制輸出電壓。整流線電壓和電壓誤差放大器的輸出相乘，建立了電流參考信號，這樣，這個電流參考信號就具有輸入電壓的波形，同時，也具有輸出電壓的平均幅值。PFC的模擬控制方法簡單直接。但是，控制電路的元器件比較多，電路適應性差，容易受到噪聲的干擾，而且調試麻煩。因此，模擬控制有被數(shù)字控制取代的趨勢。圖1（b）是PFC的數(shù)字控制原理框圖。類似于模擬方法，使用了兩個控制環(huán)路電壓環(huán)和電流環(huán)。電壓環(huán)通過調節(jié)平均輸入電流來控制直流總線電壓，電流環(huán)控制交流輸入電流使之跟蹤輸入電壓?？刂七^程由DSP完成，通過DSP的軟件來實現(xiàn)電流和電壓的調節(jié)。數(shù)字控制方法具有以下幾個優(yōu)點：1）通過軟件調整控制參數(shù)，比如，增益和帶寬，從而使系統(tǒng)調試很方便；2）大量控制設計通過DSP來實現(xiàn)，而用模擬控制器是難以實現(xiàn)的；3）在實際電路中，使用數(shù)字控制可以減少元器件的數(shù)量，從而減少材料和裝配的成本；4）DSP內部的數(shù)字處理不會受到電路噪聲的影響，避免了模擬信號傳遞過程中的畸變、失真，從而控制可靠；5）如果將網(wǎng)絡通信和電源軟件調試技術相結合，可實現(xiàn)遙感、遙測、遙調。圖3存在高頻噪聲的電感電流現(xiàn)在，數(shù)字控制PFC方法已經(jīng)在深入研究。文獻［7］提出了一個基于模擬儀器公司ADMC401的數(shù)字控制PFC方案，如圖2所示。為了實現(xiàn)數(shù)字控制，模擬控制變量〔包括輸入電流iL（t），輸入電壓vin（t）和輸出電壓vo（t））必須轉換成數(shù)字量。將模擬控制變量除以他們相應的參考值（，和），得到相對值，再由ADC變換器將獲得的相對值轉換成數(shù)字量。其中iL,n，vin,n，vo,n分別表示相應的第n個采樣值。數(shù)字控制器包括一個電流環(huán)和一個電壓環(huán)。對于電流環(huán)，將指令輸入電流減去輸入電流iL,n所得的電流誤差ie,n輸入到電流環(huán)數(shù)字PI控制器。最后，將控制器輸出的占空比Dn輸入到PWM產生單元，控制開關S的通斷。對于電壓環(huán)，PFC變換器的輸入電導期待值ge,n與輸入電壓vin,n相乘，得到指令輸入電流iL,n大。2數(shù)字控制的實現(xiàn)在實現(xiàn)一個電力電子系統(tǒng)的實際數(shù)字控制器時，需要考慮大量的因素，比如，控制處理器的選擇，采樣算法和采樣頻率的確定，PWM信號的產生，控制器和功率電路之間的連接，硬件設計和控制算法的軟件實現(xiàn)等。這些因素都會對系統(tǒng)的性能產生很大影響，需要細心設計和實際實驗。

■>；睥2:刨>■>；睥2:刨>“點L<圖5踐攻泉料其主的泉珥蠟間C-)1迎-C間*W由｝時間-I<關器皿：酒2.1微處理器的選擇在設計控制系統(tǒng)時，微處理器的選擇需要考慮很多的因素，諸如功能，價格，硬件設計的簡單性和軟件支持等?，F(xiàn)在，已經(jīng)有多種內嵌有PWM單元和A/D轉換等控制外設的DSP芯片可供選擇（比如TI的TMS320C2XX系列，AD的ADMCXXX系列，Motorola的DSP56800等）。以TI公司的TMS320C2XX系列為例，它擁有很多良好的特性，比如，多個獨立可編程的時鐘，50ns指令周期，16位并聯(lián)乘法器，兩通道多路復用的10位A/D轉換器，還有片內RAM和EEPROM等。這使得它成為實現(xiàn)功率變換系統(tǒng)數(shù)字控制的首選。如果需要進一步降低成本，可以選擇STmicrocontroller的8位DSPST52x420。圖6開關指令和測量輸入電流討之間的延.歸注:信號從上至下分另1為：開關指令，開美§兩端的電壓匚，箜■入史普，測堂輸入虹說L,2.2采樣算法和采樣頻率的選擇在設計數(shù)字控制器時，選擇合適的采樣頻率起著重要的作用，因為，采樣頻率直接影響到可完成的功能和數(shù)字控制系統(tǒng)的可靠性，因此，它應該在合成控制器之前確定。對于更高的系統(tǒng)帶寬要求，應該使用更高的采樣頻率。然而，采樣頻率的提高也對字長和數(shù)字控制器的計算速度提出了更高的要求。工程設計的目標總是使用更低的采樣頻率來達到給定的設計要求。由于Boost變換器的輸入電流含有大量諧波。因此，采樣頻率必須遠高于開關頻率，輸入電流才能不失真地還原。由于開關頻率已經(jīng)很高（＞20kHz），要采用更高的采樣頻率是困難的，而且，處理器也來不及處理相應的控制計算任務。而使用比較低的頻率將產生頻譜重疊。雖然可以在A/D轉換

前加入前置濾波，但是，這樣又需要更高的帶寬。因此，采樣頻率選擇與開關頻率同步，這樣，開關紋波就成為隱性振蕩，不會在還原信號中出現(xiàn)。這種采樣方法在一個周期中只采樣一次，稱為SSOP（singlesamplinginoneperiod）方法。采用這種采樣方法時，有一個采樣點確定的問題。電感電流在開關的瞬間存在電流尖峰，如圖3所示。顯然，應該避免在開關點進行采樣，否則系統(tǒng)將不能正常工作。在PFC應用中，輸入電流必須跟蹤輸入電壓，而且輸出電壓要保持恒定，PWM信號將在一個大的范圍內變動，因此，這個問題變得更加突出。圖8頂點規(guī)則采樣圖8頂點規(guī)則采樣PWM的關鍵波形注〔從上至下分別是:模擬蛤\信手”，采樣桁入信號"NDH的輸出信號sP*M栽波,產生P破M波成點規(guī)蚪笊打IWM的坨理樞圖為了保證在每次開關周期中確定一個固定的采樣點，而且遠離開關點，一個簡單的設想就是在兩個尖峰之間（上升沿或者下降沿）的中點進行采樣，即采樣平均電流。但是，當上升沿或者下降沿非常窄的時候（即開關的占空比非常窄或者非常寬），采樣信號的準確度仍然會受到開關噪音的影響。如圖4所示，如果采用上升沿采樣，當導通時間較長時〔圖4(b))，采樣點(Ai)是可靠的，反之是不可靠的〔圖4(a))。為了克服這個缺點，采用改進的采樣算法。這個算法同樣是同步采樣，但是，采樣邊沿的選擇取決于開關的導通時間。如果導通時間大于關斷時間，選擇上升沿；反之采用下降沿。這樣便很好地避免了開關噪聲的影響。而且算法本身簡單，計算量少。如圖5所示。2.3PWM信號的產生為了敘述方便，定義一個開關周期的起點P，如圖6所示。對大多數(shù)數(shù)字PWM單元來說，占空比的值應該在開關周期開始之前裝載入寄存器，因此，控制變量的采樣應該在p點之前準備好，以便控制算法的計算及時完成。這里采用平均電流控制，選擇采樣點，得到每個開關周期的輸入平均電流測量值。理想的采樣點si和實際采樣點sr之間有一個時間延遲Td。td由兩個原因造成，一個是在信號鏈中低通濾波器產生的相移，另一個是開關S的開關指令和實際開關動作之間的延遲。這樣，留給處理器完成控制計算的時間就是Tc。延遲td和計算時間Tc共同決定了反饋環(huán)路的延遲。式中：Ts為開關周期。使用頂點規(guī)則采樣PWM方法產生開關指令。如圖7和圖8所示。對于輸入信號u在平衡值附近的小偏移，頂點規(guī)則采樣PWM的響應可以描述為TOC\o"1-5"\h