D類功率放大器設(shè)計(jì)報(bào)告

D類功率放大器設(shè)計(jì)報(bào)生口目錄摘要關(guān)鍵字設(shè)計(jì)分析系統(tǒng)方案2.1前置放大電路的論證與選擇2.2三角波產(chǎn)生電路的論證與選擇2.3調(diào)制電路的設(shè)計(jì)2.4整形、延時(shí)、驅(qū)動(dòng)及功放輸出電路設(shè)計(jì)2.5低通濾波器設(shè)計(jì)3.測(cè)試方案與測(cè)試結(jié)果3.1電路測(cè)試3.2測(cè)試結(jié)果與改進(jìn)方案4,測(cè)試結(jié)果4.1測(cè)試結(jié)果4.2結(jié)果數(shù)據(jù)分析附錄1：參考文獻(xiàn)附錄2：電路圖摘要本文主要論述了D類功率放大器的系統(tǒng)設(shè)計(jì)方案、理論分析與計(jì)算和系統(tǒng)硬軟件設(shè)計(jì)等，D類功率放大器由+5V電源供電，整個(gè)系統(tǒng)主要由前置放大電路、三角波產(chǎn)生電路、PWM調(diào)制電路、功率放大電路、低通濾波電路組成。通過(guò)該系統(tǒng)的各個(gè)部分的功能實(shí)現(xiàn)了對(duì)音頻信號(hào)的放大作用。關(guān)鍵詞D類功率放大器、PWM脈寬調(diào)制、功率放大、四階巴特沃斯濾波器、H橋功率放大器電路D類功率放大器設(shè)計(jì)分析音頻功率放大器的目的，是以要求的音量和功率水平在發(fā)聲輸出元件上重新產(chǎn)生真實(shí)、高效和低失真的輸入音頻信號(hào)。衡量音頻放大器優(yōu)劣的主要性能，一是它的頻率特性指標(biāo)，包括頻率響應(yīng)、諧波失真度和互調(diào)失真度；二是它的時(shí)間特性指標(biāo)，包括瞬態(tài)響應(yīng)、瞬態(tài)互調(diào)失真和阻尼系數(shù)；三是信號(hào)噪聲比、最大輸出動(dòng)態(tài)范圍、最大功率和效率；尤其第三個(gè)方面的性能指標(biāo)主要由功率放大器實(shí)現(xiàn)。傳統(tǒng)的低頻功率放大器主要有：A類（甲類）、B類（乙類）及AB（甲乙類）。A類放大器的晶體管總是處于導(dǎo)通狀態(tài)，即在一個(gè)輸入信號(hào)周期內(nèi)，功率器件都是導(dǎo)通的，也就是說(shuō)沒(méi)有信號(hào)輸入時(shí)，晶體管也有輸出功率，因此晶體管功耗非常大。因?yàn)橥ǔＳ泻艽蟮闹绷髌秒娏髁鬟^(guò)晶體管，而沒(méi)有提供給負(fù)載，盡管其效率很低（約20%），但精度非常高。它的優(yōu)點(diǎn)是輸出信號(hào)的失真比較小，缺點(diǎn)是輸出信號(hào)的動(dòng)態(tài)范圍小、效率低，理想情況下其效率為25%。B類放大器采用兩只晶體管推拉工作，每只晶體管工作半個(gè)周期：一只晶體管工作于輸入信號(hào)的正半周，另一只晶體管則工作于輸入信號(hào)的負(fù)半周，因此在理論上兩只晶體管不會(huì)在同一時(shí)間內(nèi)導(dǎo)通。在沒(méi)有輸入的情況下，兩只晶體管均處于截止?fàn)顟B(tài)且無(wú)輸出功率，因此其效率高于A類放大器。由于晶體管都需要一定的開(kāi)通時(shí)間，這樣，在兩只三極管交替工作過(guò)程中，輸出端存在一個(gè)短暫的無(wú)輸出功率狀態(tài)，這個(gè)無(wú)功率區(qū)域稱為交越區(qū)，這就造成了相對(duì)較大的信號(hào)失真。在理想情況下，其效率為75%，實(shí)際使用中，效率約為40%左右。AB類放大器與B類放大器非常相似，由于AB類放大器使用了小的直流偏置電流，使兩只晶體管在同一時(shí)刻微導(dǎo)通以消除交越失真，因而其性能有所改善°AB類放大器的效率（約為50%）不如B類放大器高，但精度得到了提高，因此常作為音頻放大器使用。D類放大器由于采用了不同于上述各類放大器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)（見(jiàn)圖2-10），其功耗遠(yuǎn)低于上述任何一類放大器。系統(tǒng)方案根據(jù)設(shè)計(jì)要求及對(duì)各類低頻功率放大器的分析，本設(shè)計(jì)選用D類放大器，它由前置放大器、三角波產(chǎn)生電路、脈寬調(diào)制器、整形電路、延時(shí)及驅(qū)動(dòng)電路、功率放大器及低通濾波器等組成。其系統(tǒng)框圖如圖所示。前置放大器的作用一方面要滿足系統(tǒng)對(duì)輸入阻抗大于10KQ的要求，另一方面可使電壓放大倍數(shù)從1至20倍可調(diào)，前置放大電路由寬帶運(yùn)算放大器及電阻、電容組成。N>20時(shí)，調(diào)制器輸出端產(chǎn)生的矩形脈沖，其寬度正比于正弦波的幅值與三角波幅值之比，即在每個(gè)音頻信號(hào)周期內(nèi)，PWM脈沖的占空比正比于音頻信號(hào)的幅度，考慮到低通濾波器的幅頻特性，本設(shè)計(jì)選用四階巴特沃思LC濾波器，它對(duì)150KHz的載波信號(hào)衰減達(dá)60dB。因此，綜合考慮上述因素，三角波產(chǎn)生電路的頻率選為150KHz，三角波電路由寬帶運(yùn)算放大器及高速電壓比較器組成。脈寬調(diào)制器由于使用自然采樣法產(chǎn)生PWM脈沖，故電路采用高速電壓比較器。由于設(shè)計(jì)要求功率放大器為+5V供電，這樣電壓比較器也采用單電源供電，因而電壓比較器輸出為單極性PWM調(diào)制信號(hào)。整形電路的作用是將調(diào)制器輸出的PWM信號(hào)變換成為一對(duì)反相的脈沖信號(hào)，以驅(qū)動(dòng)功放電路，本系統(tǒng)采用反相施密特觸發(fā)器作為整形電路。延時(shí)及驅(qū)動(dòng)電路的作用一是將整形電路輸出的一對(duì)反相的脈沖信號(hào)進(jìn)行適當(dāng)?shù)难訒r(shí)，以避免H橋MOS管上、下同時(shí)導(dǎo)通；二是給功放管提供合適的驅(qū)動(dòng)電流。D類功率放大器采用增強(qiáng)型MOS管組成的H橋高速開(kāi)關(guān)電路，由于它工作于開(kāi)關(guān)狀態(tài)，輸出管的功率損耗極低，因而有效功率可以達(dá)到很高。2.1前置放大電路的論證與選擇方案一：采用儀用放大器實(shí)現(xiàn)前置放大當(dāng)輸入信號(hào)離測(cè)量放大器較遠(yuǎn)或干擾較大時(shí)，會(huì)造成兩點(diǎn)地電位不統(tǒng)一，這樣不可避免存在長(zhǎng)線干擾和傳輸網(wǎng)絡(luò)阻抗不對(duì)稱引入的誤差。為了抑制干擾、減少誤差，運(yùn)放通常采用差動(dòng)輸入方式。儀用放大器的特點(diǎn)是：高輸入阻抗，以抑制信號(hào)源于傳輸網(wǎng)絡(luò)電阻不對(duì)稱引入的誤差；高共模抑制比，以抑制各種共模干擾引入的誤差；高增益及寬的增益調(diào)節(jié)范圍，以適應(yīng)信號(hào)源電平的寬范圍；抑制共模信號(hào)干擾的最常用的方法，是在基礎(chǔ)同相并聯(lián)電路之后，再接一級(jí)差動(dòng)運(yùn)算放大器，電路如圖2-19所示，它不僅能割斷共模信號(hào)的傳送，還將雙端變單端，以適應(yīng)接地負(fù)載的需要。儀用放大器均采用雙電源供電，由于設(shè)計(jì)要求功率放大器的電源電壓為+5V，如果前置放大器采用雙電源供電，則信號(hào)在處理過(guò)程中要采用提升直流電壓的方法來(lái)變換信號(hào)，電路形式過(guò)于復(fù)雜。方案二：采用同相輸入的運(yùn)算放大器實(shí)現(xiàn)前置放大按設(shè)計(jì)要求，功放部分為單電源供電，故前置放大及整個(gè)系統(tǒng)均采用單電源供電為宜。由于設(shè)計(jì)要求電壓增益為1—20倍連續(xù)可調(diào)，輸入信號(hào)最高頻率為20kHz，且輸入阻抗要求不高，為10kQ，故本設(shè)計(jì)采用具有單電源供電的運(yùn)放組成的前置放大器。電路如圖2-20所示。能夠使用單電源供電的運(yùn)放有uA741、oP07、NE5532及TLC4502等。對(duì)于uA741和OP07在相同輸入條件下，當(dāng)電壓增益為100時(shí)，對(duì)應(yīng)的帶寬為10kHz；對(duì)于NE5532，當(dāng)電壓增益為100倍時(shí)，帶寬為130kHz；對(duì)于TLC4502，當(dāng)電壓增益為100倍時(shí)，帶寬為1.3MHz。因此選用寬頻帶、低漂移的運(yùn)放TLC4502,組成增益可調(diào)的同相寬帶放大器，路如圖2-20所示。2）電路參數(shù)選擇及電壓增益的確定由設(shè)計(jì)要求，整個(gè)功放的電壓增益從1—20連續(xù)可調(diào)，當(dāng)功放輸出的最大不失真功率為1W時(shí)，其負(fù)載8Q電阻上的電壓計(jì)算過(guò)程如下：因?yàn)镻o為最大不失真輸出功率，匕為負(fù)載Rl=8Q電阻實(shí)際電壓的有效值，這樣而匕的幅值其峰-峰值故8Q負(fù)載的峰一峰值由于送至脈寬調(diào)制器人3輸入音頻信號(hào)",不能大于2V，這樣，功率放大器最大輸入信號(hào)為2V，所以功率放大器的最大電壓增益人件=8/2二4。由設(shè)計(jì)要求，系統(tǒng)總的電壓增益A—A,A—20A-4 A—5VV1V2 ，其中V2，所以要求前直放大器的電壓增益V1，即可滿足要求。之所以選擇同相放大器，是因?yàn)樗妮斎胱杩馆^大，容易實(shí)現(xiàn)輸入電阻Riz10kn的要求，同時(shí)運(yùn)放在單電源供電時(shí)仍能正常地放大。取A4的K—~T=2.5V，由于設(shè)計(jì)要求系統(tǒng)的輸入電阻大于10kQ，故取R1O—R11-51kn，則Ri—51/2—25-5kQ。為精確調(diào)整，Rn選用100kQ可調(diào)電位器。因?yàn)槿t取標(biāo)稱阻值R13—5.1kQ，為調(diào)整方便，R12選用50kQ可調(diào)電位器。2.2三角波產(chǎn)生電路的論證與選擇按設(shè)計(jì)要求，功率放大電路為+5V單電源供電，這樣就要求D類放大器的調(diào)制信號(hào)為PWM單極性調(diào)制方式，因而本設(shè)計(jì)確定整個(gè)系統(tǒng)均采用+5V直流電源供電。方案一：三角波產(chǎn)生電路由寬帶運(yùn)放及高速電壓比較器組成。三角波產(chǎn)生電路如圖2-16所示，其中R1，R2，R3，C1及A1組成積分器，R4、R5、R6及A2組成滯回比較器。積分器所用的運(yùn)放采用寬頻、低漂移運(yùn)放TLC4502，電壓比較器采用LM311。由于采用+5V直流電源供電，我們將運(yùn)放A1⑥腳和電壓比較器A2③腳的電位用R3調(diào)整為+2.5V，同時(shí)設(shè)R5為100k。，并忽略比較器高電平時(shí)R6上的壓降，則R4的求解過(guò)程為取標(biāo)稱值r4=39k^。選定工作頻率fo=150kHZ，并設(shè)定R1+R2=20kQ。則電容C1的計(jì)算過(guò)程如下：對(duì)電容q的恒流充電或放電電流為電容兩端電壓值為其中T其中Ti為半周期，L的最大電壓值為2V，則取q=220pF，R2TOkQ，R1采用20kQ可調(diào)電位器，使振蕩頻率fo在150kHz左右有較大的調(diào)整范圍。方案二：三角波產(chǎn)生電路采用寬帶運(yùn)放。電路如圖2-17所示，該電路采用+5V單電源供電方式，以產(chǎn)生單極性三角波信號(hào)。其中R1、R2、R3、R5及A1組成電壓比較器，R4、C1及A2組成積分器，4和人2均采用寬帶運(yùn)放NE5532。通過(guò)調(diào)整R1和七，使得4②腳和A?⑤腳位+2.5V電壓，為得到準(zhǔn)確值，R1取10kQ，R2用20kQ三角波的幅值為三角波頻率為其中，％取20kQ，％用500kQ可調(diào)電位器代替，r5用50kQ可調(diào)電位器代替，調(diào)整凡，可使三角波的幅值匕以=1V，三角波的頻率f=15°kHz。經(jīng)比較，使用方案一電路產(chǎn)生的三角波線性度不夠好，方案二電路得到的三角波線性度良好，而且得到三角波幅值與頻率均能滿足設(shè)計(jì)要求，故本設(shè)計(jì)三角波產(chǎn)生電路選用方案二。2.3調(diào)制電路的設(shè)計(jì)2.3.1PWM調(diào)制原理三角波調(diào)制法是建立在每一個(gè)特定時(shí)間間隔能量等效于正弦波所包含能量的概念上發(fā)展起來(lái)的一種脈寬調(diào)制法，如圖2-13所示。制波形，等份（N就可以分制波形，等份（N就可以分包含的面將正弦波的一個(gè)周期在時(shí)間上劃分成N2兀為偶數(shù)），每一份脈寬都是N，這樣別計(jì)算出在各個(gè)時(shí)間間隔內(nèi)正弦波所積，如圖2-14所示。圖2-14所示的PWM調(diào)制波形中每個(gè)特定的時(shí)間間隔，都可以用一個(gè)脈寬與之對(duì)應(yīng)的正弦波所包含的面積相等或成比例。通過(guò)其脈沖幅值都等于V偵的矩形脈沖來(lái)代替正弦波的部分，這樣N個(gè)寬度不等的脈沖就組成了一個(gè)與正弦波等效的脈寬調(diào)制波形。假設(shè)正弦波的幅值為匕，等效矩形波形的幅值為匕以，則各等效矩形脈沖波的寬度5i為圖2-13PWM圖2-13PWM脈寬調(diào)制示意圖..式(2.1)=2^-msinP-sin..式(2.1)ViNAm2—i— …-式中'=~N—N，i=］、2、3KPi是各時(shí)間間隔分段的中心角，也是各等效脈沖位置的中心角。式2.1表明：由能量等效法得出的等效脈沖寬度5與分段中心角Pi的正弦值成正比。用三角波來(lái)實(shí)現(xiàn)脈寬調(diào)制，可以很方便的利用由運(yùn)算放大器組成的比較器來(lái)完成這一功能。假設(shè)三角波的頻率f與正弦波的頻率f之比為f/f（載波比），為了使輸出波形滿足奇函數(shù)，N應(yīng)該是偶數(shù)。如果假定在正弦波大于三角波部分所產(chǎn)生脈沖的中心位置在每一段脈沖的中心，并以Pi代表的話，則角度Pi為從圖2-14可以看出，由于Aabg與Acdg相似，所以這樣圖2-14由于hg=VAm （Vm三角波幅值）=VmSinPi（Vm為正弦波幅值）如果令脈寬5i牝Cd，則當(dāng)N>20時(shí)，2—i—…P= ——將'NN代入式2.1可以得到5=2匕sin—sin(竺-—'.式(2.2)^' VN"NN.式(2.2)Am

式2.2說(shuō)明：當(dāng)載波比N固定，且大于20以上時(shí)，在比較器輸出端產(chǎn)生的矩形脈沖，其寬度正比于正弦波的幅值與三角波幅值之比，該脈沖寬度也正比于分段中心角&/的正弦值。對(duì)于脈寬調(diào)制波形，其基波和各次諧波的幅值表達(dá)式為N4E亍 一八8式(2.3),?式(2.4)=——乙(-1)k+12cosP.式(2.3),?式(2.4)k=1N4EV一八81=——乙(-1)k+12cosP.cos-^k=1由式2.3與式2.4可知：基波幅值匕1及各次諧波幅值匕〃與脈沖寬度8.有關(guān)，而脈沖寬度8.又與調(diào)幅比VA.有關(guān)。在正弦波的幅值小于三角波的幅值時(shí)，比較器輸出電壓的基波分量幾乎與調(diào)制波的調(diào)幅比呈線性關(guān)系，即故在每個(gè)音頻信號(hào)周期內(nèi)，PWM脈沖的占空比正比于音頻信號(hào)的幅度。通過(guò)對(duì)脈沖寬度調(diào)制原析，由電壓比較器及外圍電阻PWM調(diào)制電路能滿足設(shè)計(jì)要速電壓比較器選用精密、高速LM393，電路如圖2-18所示。將三角波產(chǎn)生電路得到為150kHz三角波經(jīng)C故在每個(gè)音頻信號(hào)周期內(nèi)，PWM脈沖的占空比正比于音頻信號(hào)的幅度。通過(guò)對(duì)脈沖寬度調(diào)制原析，由電壓比較器及外圍電阻PWM調(diào)制電路能滿足設(shè)計(jì)要速電壓比較器選用精密、高速LM393，電路如圖2-18所示。將三角波產(chǎn)生電路得到為150kHz三角波經(jīng)C2耦合，組成的求，高比較器的頻率三角波信號(hào)音頻信號(hào)送至A3理的分合送至反相輸入端;音頻信號(hào)經(jīng)C3耦合送至A3同相輸入端。由于比較器采用+5V單電源供電，以產(chǎn)生單極性PWM信號(hào)，通過(guò)R6和R7及R8和鳥(niǎo)組成分壓電路，分別給A3同相輸入端和反相輸入端提供 2.5V的靜態(tài)電位，取R6=R8=10kQ，為精確調(diào)整2.5V電位，R7和R9選用20kQ可調(diào)電位器。由于三角波峰-峰值Vp-p=2V。所以要求音頻信號(hào)的VP-p不能大于2V。否則會(huì)使得功放產(chǎn)生失真。2.4整形、延時(shí)、驅(qū)動(dòng)及功放輸出電路設(shè)計(jì)2.4.1非重疊時(shí)間的建立（驅(qū)動(dòng)死區(qū)時(shí)間的建立）

電路如圖2-21所示，本設(shè)計(jì)功放級(jí)為H橋互補(bǔ)對(duì)稱輸出電路，它由T?七四只增強(qiáng)型場(chǎng)效應(yīng)管組成，其工作形式是當(dāng)T7、〈0導(dǎo)通時(shí)，T8、T9截止。由于增強(qiáng)型場(chǎng)效應(yīng)管有非常低的導(dǎo)通電阻，因而避免上下管同時(shí)導(dǎo)通的情況顯得很重要，因?yàn)樗鼤?huì)產(chǎn)生一個(gè)從+5V到地的低電阻路徑通過(guò)晶體管，從而產(chǎn)生很大的沖擊電流：最好的情況是晶體管發(fā)熱并消耗功率，最壞的情況是晶體管被毀壞，所以對(duì)晶體管的控制應(yīng)該后開(kāi)先合，這可以通過(guò)延時(shí)電路提供的一對(duì)有時(shí)間差別的反相脈沖信號(hào)來(lái)完成。由脈沖寬度調(diào)制器輸出的PWM信號(hào)經(jīng)施密特觸發(fā)器CC40106整形后，一路送到4“R15，C5，Ti組成的延時(shí)電路，另一路由另一個(gè)CC40106芯片送至由Ru、人留、c6及T2組成的反相電路。在由R14、R15、C5及T1組成的延時(shí)電路中，通過(guò)調(diào)整R14和C5來(lái)控制T1飽和導(dǎo)通的時(shí)間。使T1上升沿比T2下降沿延時(shí)0」3~心，從而達(dá)到控制功功率管導(dǎo)通時(shí)序。在R17、C6及T2組成的反相電路中，C6的作用是加速T2的導(dǎo)通和截止。2.4.2驅(qū)動(dòng)及功放輸出電路.原理在D類放大器中，比較器的輸出與功率放大電路相連，功放電路采用金屬氧化物場(chǎng)效應(yīng)管(MOSFET)替代雙極型晶體管(BJT)，這是由于前者具有更快的響應(yīng)時(shí)間，因而適用于高頻工作模式。D類放大器需要兩只MOSFET，它們?cè)诜浅６痰臅r(shí)間內(nèi)可完全工作在導(dǎo)通或截止?fàn)顟B(tài)下。當(dāng)一只MOSFET完全導(dǎo)通時(shí)，其管壓降很低；而當(dāng)MOSFET完全截止時(shí)，通過(guò)管子的電流為零。兩只MOSFET交替工作在導(dǎo)通和截止?fàn)顟B(tài)的開(kāi)關(guān)速度非?？?，因而效率極高，產(chǎn)生的熱量很低，所以D類放大器不需要散熱器。D類放大器的兩只MOSFET采用半橋連接結(jié)構(gòu)，一只是N溝道MOSFET(NMOS)，另一只是P溝道MOSFET(PMOS)。為使MOSFET完全導(dǎo)通，它必須工作在飽和狀態(tài)。對(duì)于NMOS管，柵源電壓(VGS)必須高于閾值電壓(VT3V)。由于MOSFET在電阻區(qū)域內(nèi)的VGS電壓可能圖2.3：NMOS在3至4V之間，因此VGS最好選為5V。當(dāng)VGS為5V時(shí)，MOSFET相當(dāng)于短路，沒(méi)有管壓降，電源電壓全部加在電阻上；當(dāng)VGS低于VT電源電壓全部加在電阻上；當(dāng)VGS低于VT時(shí)，MOSFET截止，相當(dāng)于開(kāi)圖2.4：PMOS路，電阻中沒(méi)有電流，電源電壓全部加在MOSFET上(如圖2.3)。對(duì)于一個(gè)PMOS管，VT為負(fù)壓(VT-3V)，此時(shí)為使MOSFET導(dǎo)通，VGS必須比VT更低(VGS-5V)。截止時(shí)VGS則需要高于VT(VGS>VT)，如圖2.4所示?；谏鲜鲈恚琋MOS管和PMOS管的連接方式如圖2.5所示。當(dāng)柵極輸入為高電平(VGS5V)時(shí)輸出為低電平；當(dāng)柵極輸入為負(fù)電平(VGS-5V)時(shí)輸出為高電平。比較器的輸出(即MOSFET

的輸入)應(yīng)為兩種電壓以確保NMOS和PMOS管能夠完全導(dǎo)通或截止。圖2.5:半橋連接設(shè)計(jì)信號(hào)經(jīng)D類放大器中的功放級(jí)之后通過(guò)一個(gè)低通濾波器來(lái)恢復(fù)原始信號(hào)，一個(gè)簡(jiǎn)單的LC濾波器可以將PWM信號(hào)復(fù)原為具有一定失真的模擬信號(hào)波形，與濾波器相連的是一個(gè)模擬揚(yáng)聲器的8Q電阻。為提高功率管的開(kāi)關(guān)速度，應(yīng)該為功率管提供一個(gè)產(chǎn)生較大驅(qū)動(dòng)電流的驅(qū)動(dòng)電路，該電路由T3和T4及T5和T6分別以共集電極電路組成。由于共集電極電路具有很低的輸出阻抗，又有較大的電流放大作用，故該電路由三極管組成。功放電圖2-21整形、延時(shí)、驅(qū)動(dòng)由A4輸出的PWM脈沖 IT及功放輸出電路路由t7、組成，米用增強(qiáng)型場(chǎng)效應(yīng)圖2-21整形、延時(shí)、驅(qū)動(dòng)由A4輸出的PWM脈沖 IT及功放輸出電路路由t7、組成，米用增強(qiáng)型場(chǎng)效應(yīng)管，其中P溝道管采IRFD9120，N溝道管采用IRFD120。之所以采用場(chǎng)效應(yīng)管而不采用三極管作為功放輸出，是因?yàn)槿龢O管需要多達(dá)20%的額外集電極電流以保證飽和度，而增強(qiáng)型場(chǎng)效應(yīng)管需要的驅(qū)動(dòng)電流小得多，由于它是一種多數(shù)載流子器件，其電荷存儲(chǔ)效應(yīng)不是很明顯，故它能夠以較高的速度工作；另外，它沒(méi)有三極管特有的二次擊穿機(jī)理，故發(fā)生熱擊穿的可能性較小?；パa(bǔ)PWM驅(qū)動(dòng)信號(hào)交替開(kāi)啟T和T10（或T和T9）2.5低通濾波器設(shè)計(jì)由于D類功放管最終輸出是一個(gè)音頻方波，為了從PWM波形中提取音頻信號(hào)，需要將D類功放的輸出送人一個(gè)低通濾波器再接負(fù)載。設(shè)計(jì)時(shí)采用4階巴特沃思通濾波器。由于音頻信號(hào)最高頻率為20kHz，要做到20kHz帶寬內(nèi)增益下降小于3dB，則要求濾波器具有截止頻率為40kHz的巴特沃思響應(yīng)，以達(dá)到最大平坦通帶，本系統(tǒng)根據(jù)歸一化LPF來(lái)設(shè)計(jì)巴特沃思四階低通濾波器。1）歸一化LPF設(shè)計(jì)方法1 _w0.159Hz歸一化低通濾波器設(shè)計(jì)數(shù)據(jù)，指的是特征阻抗為1。且截止頻率為2兀 的基準(zhǔn)低通濾波器的數(shù)據(jù)。在設(shè)計(jì)巴特沃思型的歸一化LPF的情況下，以巴特沃思的歸一化LPF設(shè)計(jì)數(shù)據(jù)為基準(zhǔn)濾波器，將它的截止頻率和特征阻抗變換為待設(shè)計(jì)濾波器的相應(yīng)值。對(duì)濾波器截止角頻率的變換是通過(guò)先求出待設(shè)計(jì)濾波器截止角頻率與基準(zhǔn)角頻率的比值M，再用這個(gè)M去除濾波器中的所有元件值來(lái)計(jì)算所需參數(shù)，其計(jì)算公式如下：M待設(shè)計(jì)濾波器的截止頻率M=—-—-―———:———基準(zhǔn)濾波器的截止頻率 式（2.5）表2-3歸一化巴特沃斯型LPF基準(zhǔn)待設(shè)計(jì)濾波器階數(shù)數(shù)據(jù)模型濾2波3器4對(duì)濾波器的特征阻抗的變換時(shí)通過(guò)先求出待設(shè)計(jì)濾波器特征阻抗與基準(zhǔn)濾波器特征阻抗的比值K，再用這個(gè)K去乘基準(zhǔn)濾波器中的所有電感元件值和用這個(gè)K去除基準(zhǔn)濾波器中所有電容元件值來(lái)計(jì)算所需參數(shù)。其計(jì)算公式如下：基準(zhǔn)濾波器的特征阻抗K=待設(shè)計(jì)濾波器的特征阻抗基準(zhǔn)濾波器的特征阻抗.式(2.6)那么，對(duì)于待設(shè)計(jì)的LPF濾波器而言，其計(jì)算公式為:(new)M(base)(new)—(base)(new)—M?K...式(2.8)表2-3給出了2~5階巴特沃思型濾波器的基準(zhǔn)濾波器數(shù)據(jù)，并可按圖2-22所示步驟進(jìn)行濾波器的設(shè)計(jì)。2）參數(shù)計(jì)算由設(shè)計(jì)要求，3dB通頻帶為300?20kHz，故濾波器截止頻率為40kHz。由于功率管是交替開(kāi)啟T、七（或T、七），則與T、J輸出連的低通濾替開(kāi)啟T、七（或T、七），則與T、J輸出連的低通濾歸一化低通濾波器波器的負(fù)載為4Q，故按最大功率傳輸原則，四階巴特沃思低通濾征阻抗選為4Q。①截止頻率變換2-22用歸一化LPF設(shè)計(jì)濾波器的步驟截止頻率變換特征阻抗變換波器的特由式(2.5),所要求設(shè)計(jì)的LPF的截止頻率為40kHz，故40x103Hz 5M= =2.512x105(2兀)Hz ..式(2.9)②特征阻抗變換由式(2.6)，所要求設(shè)計(jì)的LPF的特征阻抗為4Q，故.式（2.10）K=.式（2.10）1Q③四階Butterworth低通濾波器的電感電容參數(shù)由表2-3中四階Butterworth低通濾波器的歸一化LPF基準(zhǔn)濾波器的參數(shù)，設(shè)L1=0-76537H、L2=1-84776H、C1=1-84776F、C2=0-76537F，將式(2.5)、式(2.6)代入式(2.7)中得到待設(shè)計(jì)LPF的電感參數(shù)為將式(2.9)、式(2.10)代入式(2.8)中得到待設(shè)計(jì)LPF的電容參數(shù)為取C1new=2.2吁，C2new=mF，電感采用無(wú)損磁芯及細(xì)包漆線繞制而成，其電感值可用專用測(cè)量?jī)x器測(cè)量得到，故可取理論值為其實(shí)際值來(lái)繞制電感線圈。測(cè)試方案與測(cè)試結(jié)果3.1電路測(cè)試3.1.1三角波產(chǎn)生電路的調(diào)試(1)、將2號(hào)管腳的點(diǎn)位調(diào)至2.5V(2)然后調(diào)節(jié)電阻R3與R5的阻值，以此來(lái)調(diào)節(jié)三角波的頻率與幅值。三角波的幅值:三角波的頻率:

用以上方法將三角波的幅值調(diào)至2V,頻率調(diào)至150KHZ左右。（1） 將3