低噪聲放大器的設計

1、1放大器是射頻與微波電路中最基本的有源電路模塊。常用的放大器有低噪聲放大器、寬頻帶放大器和功率放大器。本課程只討論低噪聲放大器與功率放大器。本講座針對低噪聲放大器。2放大器的噪聲系數 NF可定義如下outoutininNSNSNF/式中，NF為微波部件的噪聲系數； Sin，Nin分別為輸入端的信號功率和噪聲功率； Sout，Nout分別為輸出端的信號功率和噪聲功率。噪聲系數的物理含義是：信號通過放大器之后，由于放大器產生噪聲，使信噪比變壞；信噪比下降的倍數就是噪聲系數。通常，噪聲系數用分貝數表示，此時)lg(10)(NFdBNF3放大器自身產生的噪聲常用等效噪聲溫度 Te來表達。噪聲溫度 Te

2、與噪聲系數 NF 的關系是) 1(0NFTTe式中，T0為環(huán)境溫度，通常取為 293K。根據公式（6-3） ，可以計算出常用的噪聲系數和與之對應的噪聲溫度，如表 6-1 所示。表 6-1 噪聲系數和噪聲溫度關系NF(dB)0.1 0.2 0.3 0.4 0.5 0.6 0.7 0.8 0.9 1.0NF1.023 1.047 1.072 1.096 1.122 1.148 1.175 1.202 1.230 1.259Te(K)6.825 13.81 20.96 28.27 35.75 43.41 51.24 59.26 67.47 75.87NF(dB) 1.5 2.0 2.5 3.0 3.

3、5 4.0 4.5 5.0 6.0 10NF1.413 1.585 1.778 1.995 2.239 2.512 2.818 3.162 3.981 10.00Te(K)120.9 171.3 228.1 291.6 362.9 442.9 532.8 633.5 873.5 26374微波放大器功率增益有多種定義，比如資用增益、實際增益、共扼增益、單向化增益等。對于實際的低噪音放大器，功率增益通常是指信源和負載都是50標準阻抗情況下實測的增益。實際測量時，常用插入法，即用功率計先測信號源能給出的功率 P1；再把放大器接到信源上，用同一功率計測放大器輸出功率 P2，功率增益就是12PPG 低

4、噪聲放大器都是按照噪聲最佳匹配進行設計的。噪聲最佳匹配點并非最大增益點，因此增益 G 要下降。噪聲最佳匹配情況下的增益稱為相關增益。通常，相關增益比最大增益大概低 24dB。5功率增益的大小還會影響整機噪聲系數，下面給出簡化的多級放大器噪聲系數表達式：.11213121GGNGNNNffff其中：fN放大器整機噪聲系數； 321fffNNN，分別為第 1，2，3 級的噪聲系數；21GG，分別為第 1，2 級功率增益。從上面的討論可以知道，當前級增益 G1和 G2足夠大的時候，整機的噪聲系數接近第一級的噪聲系數。因此多級放大器第一級噪音系數大小起決定作用。作為成品微波低噪音放大器的功率增益，一般

5、是 2050dB 范圍。6增益平坦度是指工作頻帶內功率增益的起伏，常用最高增益與最小增益之差，即G(dB)表示，如下圖所示。7考慮到噪音系數是主要指標，但是在寬頻帶情況下難于獲得極低噪音，所以低噪音放大器的工作頻帶一般不大寬，較多為20上下。工作頻帶不僅是指功率增益滿足平坦度要求的頻帶范圍，而且還要求全頻帶內噪音要滿足要求，并給出各頻點的噪音系數。8動態(tài)范圍是指低噪音放大器輸入信號允許的最小功率和最大功率的范圍。動態(tài)范圍的下限取決于噪聲性能。當放大器的噪聲系數 Nf給定時，輸入信號功率允許最小值是：MfkTNPmf)(0min其中：mf微波系統(tǒng)的通頻帶(例如中頻放大器通頻帶)；M 微波系統(tǒng)允許

6、的信號噪聲比，或信號識別系數；T0 環(huán)境溫度，293K。由公式可知，動態(tài)范圍下限基本上取決于放大器噪聲系數，但是也和整個系統(tǒng)的狀態(tài)和要求有關。例如，電視機信號微波中繼每信道頻帶mf40MHz，信號噪音比 M10，放大器噪聲系數 Nf=1.2(0.8dB)動態(tài)范圍下限是dBmWP811023. 79min。動態(tài)范圍的上限是受非線性指標限制，有時候要求更加嚴格些，則定義為放大器非線性特性達到指定三階交調系數時的輸入功率值。9低噪聲放大器主要指標是噪聲系數，所以輸入匹配電路是按照噪聲最佳來設計的，其結果會偏離駐波比最佳的共扼匹配狀態(tài)，因此駐波比不會很好。此外，由于微波場效應晶體或雙極性晶體管，其增益

7、特性大體上都是按每倍頻程以6dB規(guī)律隨頻率升高而下降，為了獲得工作頻帶內平坦增益特性，在輸入匹配電路和輸出匹配電路都是無耗電抗性電路情況下，只能采用低頻段失配的方法來壓低增益，以保持帶內增益平坦，因此端口駐波比必然是隨著頻率降低而升高。10當放大器的輸入和輸出端的反射系數的模都小于 1（即12, 11）時，不管源阻抗和負載阻抗如何，網絡都是穩(wěn)定的，稱為絕對穩(wěn)定；當輸入端或輸出端的反射系數的模大于 1 時，網絡是不穩(wěn)定的，稱為條件穩(wěn)定。對條件穩(wěn)定的放大器，其負載阻抗和源阻抗不能任意選擇，而是有一定的范圍，否則放大器不能穩(wěn)定工作。定義：211211112SSSsuficient211222122S

8、SSsuficient211222112221122111222SSSSSSSSnecessary放大器在S輸入平面上絕對穩(wěn)定的充分必要條件為101necessarysuficient放大器在L輸入平面上絕對穩(wěn)定的充分必要條件為102necessarysuficient11如果只關心放大器的外部特性，放大器可當作一個二端口網絡，其輸入、輸出之間的關系可表示為式中a1 、b1分別為輸入端口P1面上的歸一化入射波、反射波電壓；a2、 b2分別為輸出端口P2面的歸一化入射波、反射波電壓。111121221222bSSabSSa 輸入匹配電路輸出匹配電路微波器件SP3P1P2P4a1a2b1b2Z0Z

9、0 1 2 sLZinZoutZsZL121、增益與負載有關，輸入輸出匹配時輸出最大如果輸入匹配電路和輸出匹配電路使微波器件的輸入阻抗Zin和輸出阻抗Zout都轉換到標準系統(tǒng)阻抗Z0，即Zin = Z0， Zout = Z0（或S = 1*，L = 2*）就可使器件的傳輸增益最高。輸入匹配電路輸出匹配電路微波器件SP3P1P2P4a1a2b1b2Z0Z0 1 2 sLZinZoutZsZL132、輸入、輸出匹配時，噪聲并非最佳。相反有一定失配，才能實現噪聲最佳。對于MES FET（金屬半導體場效應晶體管）來說，其內部噪聲源包括熱噪聲、閃爍噪聲和溝道噪聲。這幾類噪聲是相互影響的，綜合結果可歸納為

10、本征FET柵極端口的柵極感應噪聲和漏極端口的漏極哭聲兩個等效噪聲源。這兩個等效噪聲源也是相關的，如果FET輸入口（即P1面）有一定的失配，這樣就可以調整柵極感應噪聲和漏極噪聲之間的相位關系，使它們在輸出端口上相互抵消，從而降低了噪聲系數。對于雙極型晶體管也存在同樣機理。根據分析，為獲得最小的FET本征噪聲，從FET輸入口P1面向信源方向視入的反射系數有一個最佳值，用out表示。當改變輸入匹配電路使呈現S = out此時，放大器具有最小噪聲系數Nfmin，稱為最佳噪聲匹配狀態(tài)。14輸入、輸出不匹配時，增益將下降。因為負載是復數，有可能在不同的負載下得到相同的輸出，經分析在圓圖上，等增益線為一圓，

11、這個圓叫等增益圓。當輸入匹配電路不能使信源反射系數S和最佳反射系數opt（噪聲系數最小時的反射系數）相等時，放大器噪聲將增大。由于S是復數，不同的S值有可能得到相同的噪聲系數，在圓圖上噪聲系數等值線為一圓，叫等噪聲圓。15等噪聲源、等增益圓是我們設計輸入輸出匹配電路，尤其輸入匹配電路的依據。16依據：1.滿足規(guī)定的技術指標 噪聲系數（或噪聲溫度）；功率增益；增益平坦度；工作頻帶；動態(tài)范圍2.輸入、輸出為標準微帶線，其特征阻抗均為50步驟：1.放大器級數2.晶體管選擇3.電路拓樸結構4.電路初步設計5.用CAD軟件進行設計、優(yōu)化、仿真模擬171. 在優(yōu)先滿足噪聲小的前提下，提高電路增益，即根據輸

12、入等增益圓、等噪聲圓，選取合適的S ，作為輸入匹配電路設計依據。2. 輸出匹配電路設計以提高放大器增益為主， out = Z0 （ L = 2*）3. 滿足穩(wěn)定性條件4. 結構工藝上易實現18輸入匹配電路模塊輸出匹配電路模塊低噪聲放大器一般不止一級，還有級間匹配電路模塊。輸入匹配電路輸出匹配電路微波器件SP3P1P2P4a1a2b1b2Z0Z0 1 2 sLZinZoutZsZL19要求：Zout = Zopt out = opt20并聯導納型匹配電路阻抗變換型匹配電路21（1）微波的高頻段，比如工作頻率在X波段或更高，宜選用微帶阻抗跳變式的阻抗變換器類，（2）對于微波的低頻段，例如S波段或更

13、低端，宜選用分支微帶結構。（3）微波管輸入阻抗為容性時，此時s11處在史密斯圓圖下半平面，匹配電路第1個微帶元件宜用電感性微帶單元；反之，當s11處在史密斯圓圖上半平面時，宜用電容性微帶單元。（4）微波晶體管輸入總阻抗為低阻抗時，即s11處在史密斯圓圖第2、3象限，微帶變換器應采用高特性阻抗的微帶線；反之，s11處在史密斯圓圖第1、4象限時，為高輸入阻抗，微帶變換器宜采用低特性阻抗微帶線。22以上介紹了微帶匹配電路的多種基本單元。應該注意的是，實際放大器都有一定的工作頻帶，不同頻率時微波管有不同的輸入阻抗（即s11）。從理論上講，一個頻率點上，復數阻抗可以匹配到實數信源阻抗，而整個頻帶內多個頻

14、率點的復數阻抗不可能都匹配到實數信源阻抗。因此，上述各種匹配電路形式往往是綜合運用的。根據上述原則，不同輸入阻抗（即不同的s11情況），微波管的適宜電路可歸納如圖6-8所示。圖中微帶線寬度表示了微帶線特性阻抗的高或低，線越寬表示特性阻抗越低。這里所指高特性阻抗是指高于50而言，反之是指低于50。圖6-8 具有不同s11的微波晶體管適宜的匹配電路結構2324其基本任務是使后級微波管輸入阻抗與前級微波管輸出阻抗匹配，以獲得較大增益。在達到級間共軛匹配時應有Zin = ZT1*Zout = ZT2*圖6-10 放大器的級間匹配電路由于級間匹配電路是電抗性匹配，它的輸入和輸出必然同時達到共軛匹配。如果

15、級間電路是第1級微波管后面的電路，除了增益匹配之外，對它還有兩個要求：（1）按低噪聲設計，使第2級要有足夠低的噪聲（2）要兼顧第1級輸入駐波比。25第二級按低噪聲設計，使第2級要有足夠低的噪聲 隨著技術的進步，第一級微波放大的噪聲越來越低。相對來說，第2級噪聲對整機的噪聲附加值愈加突出。舉例來看，具體參數是：第1級噪聲溫度T1 = 25K （FdB = 0.36dB）第1級相關增益G1 = 12 （G = 11dB）第2級噪聲溫度T2 = 120K （FdB = 1.5dB）整機噪聲溫度T = 25 + 120/12 = 35K這時整機噪聲溫度增大10K，即增大了40%。若第2級按低噪聲設計，

16、使T2 = 40K，整機噪聲溫度T = 25 + 40/12 = 28.3K，此時整機噪聲溫度僅增大3.3K。因此，對于要求較高的低噪聲放大器，必須第2級也按低噪聲設計。26第1級設計在最佳噪聲匹配狀態(tài)下，放大器輸入駐波比一定不很好。利用微波管反向傳輸系數s12有可能適當調正第1微波管的輸入反射系數o1，見圖6-10中標注。反射系數o1是式中，1 = (Zin-Z0)/( Zin+Z0)是級間匹配電路輸入反射系數；Z0 = 50。在級間匹配電路設計時，使之略有失配，1的變化將改變o1（公式6.27），而o1又將引起放大器輸入駐波比的變化。只要得到合適的o1，即可適當改善放大器輸入駐波比。但也應

17、該知道，通過s12的反饋，由于受到相位和衰減影響，僅能對放大器駐波比略有改善，不可能改善很多。12211111221,1ossss2728輸出匹配電路的基本任務是把微波管復數輸出阻抗匹配到負載實數阻抗50。圖6-12 放大器輸出匹配電路輸出匹配電路應解決的目標有下面幾項。1、提高增益2、改善整機增益平坦度3、滿足放大器輸出駐波比4、發(fā)送放大器穩(wěn)定性29輸出電路和輸入電路的區(qū)別僅是右端為實數負載，只要把圖6-7和圖6-6中的匹配單元倒轉過來使用即可。由于放大器具有一定寬度的工作頻帶，不可能全頻帶內都達到共軛匹配，尤其是對于存在潛在不穩(wěn)定的微波管更不可能達到共軛匹配。因此輸出匹配電路設計的目標是在

18、保持穩(wěn)定的前提下有盡可能高的增益。低噪聲放大器總增益至少要大于30dB，才能抑制掉后級電路設備噪聲的影響。有時低噪聲放大器后接數十米長電纜或后級設備噪聲很大，尤其在整機噪聲要求嚴格時，總增益要求都在4050dB以上。當輸出電路與微波管達到共軛匹配時，即Zin = ZT*時，功率增益最高。電路結構形式可參見輸入電路基本單元圖6-8和圖6-9。30微波晶體管的自身增益都是隨頻率升高而下降，下降比例大體上是每倍頻程下降6dB。 放大器前兩級的主要目標是最佳噪聲匹配，因此頻帶內功率增益隨頻率變化曲線是向右下傾斜，因而末級放大增益特性曲線必須向右上傾斜才能彌補整個放大器增益的不平度。如果增益不平度較大，

19、而且末級還要照顧到駐波比指標，這就需要兩級甚至三級才能校正前級增益的下跌傾斜。這就是低噪聲放大器經常包含4級或5級的原因。其實，如果只有噪聲這一項要求，放大器增益為4050dB時，后級噪聲影響已完全不存在了。但是，為了增益平坦，必須級數較多，這時總增益可能要高達6070dB。31圖6-13（b）中的虛線是未加陷波電路時的頻帶特性，實線是加陷波器以后的頻帶特性。陷波電路只能適當調整頻帶形狀，它是電抗性單元，只能用于末級或末前級，不能用于前級。若用于前級，相位不合適時，會使輸入駐波比變壞，甚至放大器不穩(wěn)定。圖6-13 陷波電路（a）陷波電路；（b）幅頻特性的改善。為獲得良好頻帶特性，有時要加陷波電

20、路或吸收電路，如圖6-13所示。陷波電路就是一段g/4的終端開路微帶線，并聯在輸出電路任意處，見圖6-13（a）；l是待吸收頻率的波長。32輸出駐波比的指標主要是靠輸出匹配電路解決。一般的微波管s22比s11要小些，所以比較容易達到良好匹配。匹配完善時，輸出駐波比很小，但增益又成為向右上傾斜，因此要兼顧這兩項指標。如果是5級放大器，末級可以只考慮駐波比，而增益平坦度指標由末前2級承擔。33通過對R阻值和分支微帶特性阻抗Zr的調整，可以控制頻帶形狀和對增益壓縮的大小，這樣就能使傾斜增益得以校正，而且對帶外增益抑制更多。由于有阻性損耗，就比純電抗匹配法對駐波比的影響小，更有利于改善輸出駐波比。有耗

21、網絡匹配方法，將對放大電路引入電阻熱噪聲，因此只能用于輸出電路，不能用于前級。圖6-14 用有耗匹配電路改善穩(wěn)定性前述匹配電路大都是電抗性匹配。如果加入電阻就形成有耗匹配，例如圖6-14所示。在主微帶線上并聯電阻R，電阻R后面再接一段u/4的微帶線，微帶線終端通過電容C構成微波接地。u是頻帶內高端頻率fu的波長。在頻率fu時，由于u/4的作用，電阻無損耗；在頻率低于fu時，相當于在主線上并聯一個包含電阻損耗的分支電路。頻率偏離fu越多，損耗越大，增益就越低。34圖6-15給出一個完整的C波段低噪聲放大器微波電路。為了便于分析，圖中未畫出偏置電壓的引線和電源部分的電阻電容元件。圖6-15 四級低

22、噪聲放大器微帶電路第1級FET按最佳噪聲要求設計。第2級也是最佳噪聲設計。第3級和第4級用直接移相線段作級間匹配電路。35第1級FET按最佳噪聲要求設計。為了改善穩(wěn)定性，在FET的兩個源極和地之間各串聯一段微帶線構成串聯負反饋。負反饋微帶接地方式是在基片上打孔，基片是聚四氟乙烯纖維板，孔壁金屬化后與底面金屬地層接通。柵偏壓由扇線短路點引入，短路點上焊裝了穩(wěn)定電阻，用以抑制頻帶外過高增益，增加放大器的穩(wěn)定性。主微帶線兩側各加有一排方形小塊，是微調小島?？捎煤稿a把一部分小島聯通，用以改變主微帶線寬度。微調小島一般置于電路敏感度高的地方，可用來微調電路，從而可補償有源元件和焊裝的工藝參數離散性。第2

23、級也是最佳噪聲設計。第1級和第2級之間用兩個分支電路進行匹配。第2級FET也加了源極串聯負反饋。兩根細微帶都是偏置電流引入線。開路分支頂端有一排小島，可用來微調分支微帶長度。第3級和第4級用直接移相線段作級間匹配電路。這兩級采用另一種型號的FET，未加負反饋。電路中的橫向縫隙是直流斷開點，用于焊裝隔直流電容器。C波段隔直流電容常用20100pF片式電容器。電容器在焊裝前都要用微波網絡分析儀測量其微波S參數，以確保隔直流電容器在工作頻段內損耗足夠小。36圖6-16是該放大器電原理電路，對低頻和直流供電電路來說，微帶線呈直通特性。本電路采用雙電源供電。所謂雙電源是指漏極正電壓和柵極負電壓分別由正壓

24、和負壓兩個電源供電。外加電源15V，經1N4001保護二極管，用集成穩(wěn)壓塊M1（此處為7805）獲得穩(wěn)定電壓正5V。分別經Rd1、Rd2、Rd3、Rd4降壓后加到4個FET的漏極。在微帶電路上是加在偏置微帶線的零電位點，使之不影響微波電路。調整各個Rd即分別控制了各FET的漏極電壓。通常低噪聲MES FET漏極工作電壓為3V，電流為10Ma；HEMT的漏極電壓為2V。37Rg1、Rg2、Rg3、Rg4是調整低噪聲放大器的重要元件。微帶電路制作好了以后，較難調整。如果用CAD軟件經過仔細設計的電路，有時微帶電路元件無需調整。這時微波管的直流工作點就成了唯一可調參數。改變各個電阻Rg就可以改變各微

25、波管的直流工作點，從而改變了微波管S參數，使放大器得以微調。柵負壓減低時（向更負電壓方向調整），漏極電流減小，FET的s21下降，增益下降。同時，由于改變工作點電流時s11和s22也都有變化，因此Rg可以對增益平坦度和噪聲特性都能進行有效調整。穩(wěn)壓塊M1輸出的正5V電壓經倒置穩(wěn)壓塊M2變換成負5V。分別經Rg1、Rg2、Rg3、Rg4和820電阻分壓后供給各微波管柵極負電壓。低噪聲微波FET柵負壓一般是1V左右，柵極電流可認為是零。對于雙極型微波晶體管，有基極電流但也不大。38 圖6-17 放大器自生偏壓電路微波管源極串接電阻R和電容C之后接地。電容C對微波短路。電阻R上的負電壓通過輸入匹配電路接地T分支微帶加到柵極。盡管R和C都用微型片式元件，形式雖小但仍然有一定尺寸，而且焊接點也不可能緊貼微波管殼，這就相當于存