第3章直流-直流變換器 (2)

1、第第3章章 DC-DC變換技術(shù)變換技術(shù) 3.1 3.1 概述概述 3.2 DC-DC3.2 DC-DC變換器的基本電路拓?fù)渥儞Q器的基本電路拓?fù)?3.3 3.3 帶變壓器隔離的帶變壓器隔離的DC-DCDC-DC變換器原理變換器原理 3.4 PWM3.4 PWM控制器原理控制器原理 2/893.1 3.1 概述概述將一個(gè)不受控制的輸入直流電壓變換成為另一個(gè)受控的輸出直流電壓稱之為DC-DC變換。隨著科學(xué)技術(shù)的發(fā)展，對電子設(shè)備的要求是：性能更加可靠；功能不斷增加；使用更加方便；體積日益減小。這些使DC-DC變換技術(shù)變得更加重要。目前，DC-DC變換器在計(jì)算機(jī)、航空、航天、水下行器、通信及電視等領(lǐng)域得

2、到了廣泛的應(yīng)用，同時(shí)，這些應(yīng)用也促進(jìn)了DC-DC變換技術(shù)的進(jìn)一步發(fā)展。實(shí)現(xiàn)DC-DC變換有兩種模式，一種是線性調(diào)節(jié)模式(Linear Regulator)，另一種是開關(guān)調(diào)節(jié)模式（Switching Regulator）。3/891 1、兩種調(diào)節(jié)模式及比較、兩種調(diào)節(jié)模式及比較線性調(diào)節(jié)器模式如圖3-1a所示，在這種模式中晶體管工作在線性工作區(qū)，其輸出電壓為V0=ILRL。晶體管模型可以用可調(diào)電阻RT等效，其等效電路如圖3-1b所示。顯然晶體管功率損耗為P=IL2RL 。開關(guān)調(diào)節(jié)模式如圖3-2a所示，其等效電路和輸出電壓如圖3-2b、3-2c所示。假設(shè)：晶體管關(guān)斷時(shí)，IL=0；晶體管導(dǎo)通時(shí)VCE=0

3、；則該晶體管為理想開關(guān)（Ideal switch），在理想開關(guān)情況下，晶體管損耗為零。兩種模式的電源方塊圖如圖3-3a和圖3-3b所示。OLLVI R2LTPIR0LI0CEV4/89 圖3-1 a 線性調(diào)節(jié)器模式 b 等效電路圖3-2a開關(guān)調(diào)節(jié)模式圖 3-2b等效電路圖 3-2c輸出電壓5/89 a 線性模式電源框圖圖3-3 線性電源和開關(guān)電源框圖b 開關(guān)模式電源框圖(SMPS: Switch-mode power supply)6/89開關(guān)調(diào)節(jié)模式與線性調(diào)節(jié)模式相比具有明顯的特點(diǎn)：開關(guān)調(diào)節(jié)模式與線性調(diào)節(jié)模式相比具有明顯的特點(diǎn)：1、功耗小、效率高。在DC-DC變換中，電力半導(dǎo)體器件工作在開關(guān)

4、狀態(tài)，工作頻率很高，目前這個(gè)工作頻率已達(dá)到數(shù)百甚至1000KHz，這使電力半導(dǎo)體器件功耗減少、效率大幅度提高。2、體積小、重量輕。由于頻率提高，使脈沖變壓器、濾波電感、電容的體積、重量大大減小，同時(shí)，由于效率提高，散熱器體積也減小。還由于DC-DC變換無笨重的工頻變壓器，所以DC-DC變換體積小、重量輕。3、穩(wěn)壓范圍寬。目前DC-DC變換中基本使用脈寬調(diào)制（PWM）技術(shù)，通過調(diào)節(jié)脈寬來調(diào)節(jié)輸出電壓，對輸入電壓變化也可調(diào)節(jié)脈寬來進(jìn)行補(bǔ)償，所以穩(wěn)壓范圍寬。由于電力半導(dǎo)體器件工作在高頻開關(guān)狀態(tài)，它所產(chǎn)生的電流和電壓會通過各種耦合途徑，產(chǎn)生傳導(dǎo)干擾和輻射干擾。目前，許多國家包括我國對電子產(chǎn)品的電磁兼容

5、性和電磁干擾制定了許多強(qiáng)制性標(biāo)準(zhǔn)，任何電子產(chǎn)品如果不符合標(biāo)準(zhǔn)不得進(jìn)入市場。7/891）按激勵(lì)方式劃分。分為它激式和自激式兩種方式，它激式DC-DC變換中有專門的電路產(chǎn)生激勵(lì)信號控制電力半導(dǎo)體器件開關(guān)；自激式變換中電力半導(dǎo)體器件是作為振蕩器的一部分（作為振蕩器的振蕩管）。2） 按調(diào)制方式劃分。目前在變換中常使用脈寬調(diào)制和頻率調(diào)制兩種方式，脈寬調(diào)制PWM（pulse width modulation）是電力半導(dǎo)體器件工作頻率保持不變，通過調(diào)整脈沖寬度達(dá)到調(diào)整輸出電壓。頻率調(diào)制PFM（pulse frequent modulation）是保持開通時(shí)間不變，通過調(diào)節(jié)電力半導(dǎo)體器件開關(guān)工作頻率達(dá)到調(diào)整輸

6、出電壓。頻率調(diào)制在DC-DC變換器設(shè)計(jì)中由于易產(chǎn)生諧波干擾、且濾波器設(shè)計(jì)困難。脈寬調(diào)制與頻率調(diào)制相比具有明顯的優(yōu)點(diǎn)，目前在DC-DC變換中占據(jù)主導(dǎo)地位。還有混合式，即在某種條件下使用脈寬調(diào)制（PWM），在另一條件下使用頻率調(diào)制（PFM）。2 DC-DC變換分類：8/893）按電力半導(dǎo)體器件在開關(guān)過程中是否承受電壓、電流應(yīng)力劃分。可分為硬開關(guān)和軟開關(guān)。所謂軟開關(guān)是指電力半導(dǎo)體器件在開關(guān)過程中承受零電壓（ZVS）或零電流（ZCS）。4）按輸入輸出電壓大小劃分。可分為降壓型和升壓型。5）按輸入與輸出之間是否有電氣隔離劃分?？煞譃楦綦x型和不隔離型。隔離型DC-DC變換器按電力半導(dǎo)體器件的個(gè)數(shù)可分為：單

7、管DC-DC變換器單端正激（Forward）、單端反激(Flyback)；雙管DC-DC變換器雙管正激(Double transistor forward converter)、雙管反激（Double transistor flyback converter）、推挽電路（Push-pull converter）和半橋電路（Half-bridge converter）等；四管DC-DC變換器即全橋DC-DC變換器（Full-bradge converter）。不隔離型主要有降壓式（Buck）變換器、升壓式（Boost）變換器、升降壓式（Buck-Boost）變換器、Cuk變換器、Zeta變換器、

8、Sepic變換器等。9/891）輸入?yún)?shù)：輸入電壓及輸入電壓變化范圍；輸入電流及輸入電流變化范圍；2）輸出參數(shù)：輸出電壓及輸出電壓變化范圍；輸出電流及輸出電流變化范圍；輸出電壓穩(wěn)壓精度。輸出電壓穩(wěn)壓精度，包括兩個(gè)內(nèi)容:負(fù)載調(diào)整率，即負(fù)載效應(yīng)。指當(dāng)負(fù)載在0-100%額定電流范圍內(nèi)變化時(shí)，輸出電壓的變化量與輸出電壓額定值的比值。源效應(yīng)是指當(dāng)輸入電壓在規(guī)定范圍內(nèi)變化時(shí)，輸出電壓的變化量與輸出電壓額定值的比值。效率輸出電壓紋波有效值和峰-峰值比功率（功率/重量）,是表征小型化的重要指標(biāo)。返回3 3、 DC-DCDC-DC變換器的要求及主要技術(shù)指標(biāo)變換器的要求及主要技術(shù)指標(biāo)10/893.2 DC-DC變

9、換器的基本電路1 1 、BuckBuck電路電路 Buck電路又稱為串聯(lián)開關(guān)穩(wěn)壓電路，或降壓斬波電路。Buck變換器原理圖如圖3-4a所示。它有兩種基本工作模式，即電感電流連續(xù)模式CCM和電感電流斷續(xù)模式。電感電流連續(xù)是指輸出濾波電感電流總是大于零，電感電流斷續(xù)是指在開關(guān)管關(guān)斷期間有一段時(shí)間電感電流為零，這兩種狀態(tài)之間有一個(gè)臨界狀態(tài)，即在開關(guān)管關(guān)斷末期電感電流剛好為零。電感電流連續(xù)時(shí)，Buck變換器存在兩種開關(guān)狀態(tài)；電感電流斷續(xù)時(shí)，Buck變換器存在三種開關(guān)狀態(tài)；如圖3-4b、c、d所示。 11/89123456ABCD654321DCBATitleNumberRevisionSizeBDat

10、e:5-Aug-2000 Sheet of File:D:licircuitlihong.ddbDrawn By:QDLCZVducaQDLCZVduccQDLCZVducbQDLCZVducdiCioioioioQ導(dǎo)通Q關(guān)斷Q關(guān)斷時(shí)電感電流為零Buck電路圖LiLiLi圖3-4 Buck變換器原理圖及不同開關(guān)狀態(tài)下的等效電路圖 12/89將圖3-5所示的方波信號加到功率半導(dǎo)體器件的控制極，功率半導(dǎo)體器件在控制信號激勵(lì)下，周期性的開關(guān)。通過電感中的電流iL是否連續(xù)取決于開關(guān)頻率、濾波電感和電容的數(shù)值。電感電流iL連續(xù)條件下其工作波形如圖3-5a所示。電路穩(wěn)定狀態(tài)下的工作分析如下：1）電感電流連

11、續(xù)模式CCM（Continuous current mode）13/89圖3-5 Buck電路圖各點(diǎn)波形VGEiLILmaxILminIOVGEiLILmaxILminILminILmaxiQiDiCvOVOttttttttttttILmaxILmaxILmaxiCvOa 電感電流連續(xù)b 電感電流斷續(xù)000000000000IOQQVOtontoffTtonTtoff14/89開關(guān)狀態(tài)1：Q導(dǎo)通t=0時(shí)刻，Q管被激勵(lì)導(dǎo)通，二極管D中的電流迅速轉(zhuǎn)換到Q管。二極管D被截止，等效電路如圖3-4b所示，這時(shí)電感上的電壓為：若VO在這期間保持不變，則有：顯然即導(dǎo)通過程的電流變化：ontt 0dtdiLV

12、VLOddtdiLuLLontdt onOdLLonOdLOdtLVViitLVVdidtLVVonOdopenedLtLVVi )(ontt 0dtdiLVVLOddtdiLuLLonOdLLonOdLOdtLVViitLVVdidtLVV()dOLononVVitL15/89 t=ton時(shí)刻，Q關(guān)斷，儲能電感中的電流不能突變，于是電感L兩端產(chǎn)生了與原來電壓極性相反的自感電動勢，該電動勢使二極管D正向偏置，二極管D導(dǎo)通，儲能電感中儲存的能量通過二極管D向負(fù)載供電，二極管D的作用是續(xù)流，這就是二極管D被稱為續(xù)流二極管的原因。等效電路如圖3-4c所示，這時(shí)電感上的電壓為：顯然即關(guān)斷過程的電流變化

13、：dtdiLVLOOffOLOLtLViLVdtdi()OLoffOffVitLTtton開關(guān)狀態(tài)開關(guān)狀態(tài)2：Q關(guān)斷關(guān)斷16/89顯然，只有Q管導(dǎo)通期間（ton內(nèi)）電感L增加的電流等于Q管截止期間（toff時(shí)間內(nèi)）減少的電流，這樣電路才能達(dá)到平衡，才能保證儲能電感L中一直有能量，才能不斷地向負(fù)載提供能量和功率。 考慮到 和 ，可得因此，Buck電路輸出電壓平均值與占空比D成正比，D從0變到1，輸出電壓從0變到,且輸出電壓最大值不超過輸入電壓。offOonOdtLVtLVVontDT(1)offtD TOdVDV17/89圖3-618/89由于濾波電容上的電壓等于輸出電壓，電容兩端的電壓變化量實(shí)

14、際上就是輸出電壓的紋波電壓 ， 的波形如圖3-6所示。因?yàn)?，當(dāng) 時(shí)，C充電，輸出電壓vo升高；當(dāng) 時(shí)，C放電，輸出電壓vo下降，假設(shè)電感電流的直流分量完全流入負(fù)載，交流分量完全流入電容，則可求出輸出電壓紋波： 電容充電電荷量即電流曲線與橫軸所圍的面積 LIOVOVOLCiiiOLIi OLIi CQVVCQCVQOOO2228LLiTiTQS88LLOCiTiQVUCCCf 19/89 由上式可知，降低紋波電壓，除與輸入輸出電壓有關(guān)外，增大儲能電感L和濾波電容C可以起到顯著效果，提高電力半導(dǎo)體器件的工作頻率也能收到同樣的效果。在已知 、Vd、Vo和f的情況下根據(jù)上述公式可以確定C和L的值。

15、設(shè)負(fù)載阻抗 ，則電感平均電流為：電感電流的最大值： 電感電流的最小值：0022()(1)88doCVVVDUVDLCfLCf CU0OLLVIIRLRZ max(1)11222OOLLLOLLVVDiDIIVRLfRLfmin(1)11222OOLLLOLLVVDiDIIVRLfRLf220201(1)()82cVfDDVLCff20/89電感電流不能突變，只能近似的線性上升和下降，電感量越大電流的變化越平滑；電感量越小電流的變化越陡峭。當(dāng)電感量小到一定值時(shí)，在t=T時(shí)刻，電感L中儲藏的能量剛剛釋放完畢，這時(shí) ，此時(shí)的電感量被稱為臨界電感，當(dāng)儲能電感L的電感量小于臨界電感時(shí)，電感中電流就發(fā)生斷

16、續(xù)現(xiàn)象。LC即為臨界電感值，式中RL為負(fù)載電阻。這時(shí)臨界電感電流平均值為：0m00()222dLLBBondVViDTIItVVLL0minLI11(1)2LDRLf(1)2LCRLLDf0maxdLLmonVVIitL21/89（1 1）V Vd d不變，常用于直流電機(jī)的調(diào)速控制不變，常用于直流電機(jī)的調(diào)速控制 這種情況 當(dāng)當(dāng)D=0.5D=0.5時(shí)時(shí)， 當(dāng)負(fù)載增大，使IL0表示導(dǎo)通期間儲存的磁場能量還沒有釋放完；Ismin0表示導(dǎo)通期間儲存的磁場能量還沒有到時(shí)刻就已經(jīng)釋放完畢，事實(shí)上，Ismin不可能小于零，導(dǎo)通期間儲存的磁場能量釋放完畢后Ismin=0。上述三種情況即Fly-back變換器的

17、三種工作狀態(tài)：連續(xù)狀態(tài)、臨界狀態(tài)和斷續(xù)狀態(tài)。77/89t=T時(shí)刻，繞組N2中的電流is正好下降到零。在下一個(gè)周期重新導(dǎo)通時(shí)，N1中的電流ip也從零開始按 規(guī)律線性上升，這時(shí)磁化電流處于臨界狀態(tài)。2)2)不連續(xù)狀態(tài)不連續(xù)狀態(tài)當(dāng)Q的截止時(shí)間toff比繞組N2中電流is衰減到零所需的時(shí)間更長時(shí)：1INVLOsoffVLIt2maxOsoffVLIt2max1 1）臨界狀態(tài)）臨界狀態(tài)78/89VbeVbeIpmaxIpminILminIsmaxipistttttttttttIsmaxa 電感電流連續(xù)b 電感電流斷續(xù)0000000000tontoffTtonTtoffipisIpmaxVN1VINOVN

18、N21VN1OVNN21圖3-27 Fly-back變換器變壓器中的初、次級電流、磁通及初級電壓波形79/89即t=T時(shí)刻，繞組中的電流和變壓器的磁通早已衰減到零，在下一個(gè)周期Q重新導(dǎo)通時(shí)，N1中的電流ip和變壓器磁通都從零開始按VIN/L1的規(guī)律線性上升。電流斷續(xù)時(shí)有三種開關(guān)狀態(tài)，如圖3-26a、b、c所示，斷續(xù)期間負(fù)載所需能量由電容提供。磁化電流處于斷續(xù)狀態(tài)時(shí)變壓器中的初、次級電流、磁通及初級電壓波形如圖3-27b所示。從能量守恒出發(fā)，假定電路中沒有損耗，輸入的能量都被負(fù)載吸收，在此條件下，推導(dǎo)磁化電流處于斷續(xù)狀態(tài)時(shí)輸出電壓與輸入電壓的關(guān)系。80/89導(dǎo)通期間存儲在變壓器中的能量為：在一個(gè)

19、周期T的時(shí)間內(nèi)，其輸出能量為：從能量守恒出發(fā)，由下式成立：輸出電壓與負(fù)載阻值成正比，這就是反激式變換器必須在電路中接入固定負(fù)載的原因。2max121PINILWTRVWLOOUT2221max2121max1112()222OPLINLonLPLOIN onVL ITRVR LtR L ILRVV tTTTL81/89現(xiàn)在看一看Q承受的反向耐壓。Q截止時(shí)，D1導(dǎo)通，次級繞組N2上的電壓近似為輸出電壓VO，此時(shí)繞組N1上感應(yīng)的電壓為因此截止期間，集-射（漏-源）極間承受的電壓為： 即截止期間，集-射（漏-源）極間承受的電壓不僅與輸入電壓還與輸出電壓有關(guān)，而輸出電壓又與負(fù)載阻值成正比，因此，負(fù)載開

20、路時(shí)容易損壞管子。ONVNNV211OINceVNNVV2182/89當(dāng)截止時(shí)間toff小于繞組N2中的電流衰減到零所需的時(shí)間時(shí)，即：繞組N2中的電流is大于零,在下一個(gè)周期Q重新導(dǎo)通時(shí)，N1中的電流ip從Ipmin開始按VIN/L1的規(guī)律線性上升，這時(shí)磁化電流處于連續(xù)狀態(tài)。電流連續(xù)時(shí)，F(xiàn)ly-back變換器有兩種開關(guān)狀態(tài)，如圖3-26a、b所示。磁化電流處于連續(xù)狀態(tài)時(shí)變壓器中的初、次級電流、磁通及初級電壓波形如圖3-27a所示。OsoffVLIt2max3) 連續(xù)狀態(tài)連續(xù)狀態(tài)83/89變壓器B磁芯中的磁通 在Q導(dǎo)通期間隨著變壓器初級繞組中的電流的增長而增長，在截止期間隨著變壓器次級繞組中的電

21、流減小而減小，設(shè)磁通的最小值為 ，顯然， 大于零，磁通只工作在磁滯回線的一側(cè)，在磁化電流臨界狀態(tài)和不連續(xù)狀態(tài)下對應(yīng)于剩磁感應(yīng)的磁通。如果在每個(gè)工作周期結(jié)束時(shí)，磁通沒有回到周期開始的出發(fā)點(diǎn)，而是隨著周期的重復(fù)，磁通棘輪式上升，即工作點(diǎn)逐漸上移，電流逐漸增大，鐵芯最終飽和，最終造成損壞，這一過程是在瞬間完成。因此，每個(gè)周期結(jié)束時(shí)磁通必須回到原來的位置。從電壓與磁通的關(guān)系 出發(fā)，有：minmindtdNV84/89Q導(dǎo)通期間：Q截止期間：導(dǎo)通和截止期間磁通的變量應(yīng)相等，有：在磁化電流連續(xù)狀態(tài)下，單端反激式變換器的輸出電壓值取決于匝比、占空比和輸入電壓，與負(fù)載電阻無關(guān) 。當(dāng)占空比等于0.5時(shí)，集射（漏

22、源）承受電壓為兩倍的輸入電壓，當(dāng)占空比小于0.5時(shí)，集射（漏源）承受電壓大于兩倍的輸入電壓。11,ININonVdVNtdtN 0022,offVdVNtdtN 022012111offINononININoffVtVttNNDVVVNNNtND10211INceINININVNDVVVVVNDD85/89Forward變換器（單端正激變換器）實(shí)際上是在降壓式BUCK變換器中插入隔離變壓器而成，由于變壓器的磁通只工作在磁滯回線的一側(cè)，因此要遵循磁通復(fù)位的原則，即每個(gè)周期結(jié)束時(shí)變壓器磁通必須回到原來的位置，也就是說，要保證變壓器原邊在導(dǎo)通期間的電壓時(shí)間乘積（伏秒積）與關(guān)斷期間的伏秒積相等。正激變

23、換器變壓器鐵芯的磁復(fù)位有許多方法，在輸入端接復(fù)位繞組是最常用的方法。圖3-28給出了輸入端接復(fù)位繞組的單端正激變換器的主電路。開關(guān)管Q按PWM方式工作，D1是輸出整流二極管，D2是續(xù)流二極管，Lf是輸出濾波電感，Cf是輸出濾波電容。變壓器有三個(gè)繞組，W1原邊繞組，W2副邊繞組，W3復(fù)位繞組，符號*表示繞組同名端。圖3-29是變換器在不同開關(guān)狀態(tài)下的等效電路。（2）Forward（單端正激）變換器86/891234ABCD4321DCBATitleNumberRevisionSizeADate:27-Mar-2001Sheet of File:F:李宏電路圖lihong.ddbDrawn By:

24、D3D1D2VINTQCLRffLWW123W*+-uuuw1w2w3VO+-iLf圖3-28 單端正激變換器的主電路87/891234ABCD4321DCBATitleNumberRevisionSizeADate:27-Mar-2001Sheet of File:F:李宏電路圖lihong.ddbDrawn By:D3D1D2VINTQCLRffLWW123W*+-uuuw1w2w3VO+-iLfD3D1D2VINTQCLRffLWW123W*+-uuuw1w2w3VO+-iLfD3D1D2VINTQCLRffLWW123W*+-uuuw1w2w3VO+-iLf(a)Q導(dǎo)通(b)Q關(guān)斷(c

25、)Q關(guān)斷，磁復(fù)位完成（a ）Q導(dǎo)通（b） Q 關(guān)斷，變壓器磁復(fù)位（c ）Q 關(guān)斷圖3-29 FORWARD變換器不同開關(guān)狀態(tài)下的等效電路88/89圖3-30 FORWARD變換器不同開關(guān)狀態(tài)下的等效電路89/89開關(guān)管Q導(dǎo)通，電源電壓VIN加在原邊繞組上，變壓器鐵芯磁通增加，則變壓器鐵芯磁通增量：由 得變壓器勵(lì)磁電流：式中LM是原邊繞組的勵(lì)磁電感。副邊繞組W2上的電壓為：此時(shí)整流二極管D1導(dǎo)通，續(xù)流二極管D2截止，流過濾波電感Lf的電流增加：顯然這和BUCK變換器中開關(guān)管Q導(dǎo)通時(shí)一樣。( )111ININonINonVVtVtTD TWWTW INVdtdW1INWVWWu12221LfINO

26、fdiWVVLWdtdtdiLVMMINtLVdtLViMINtKTKTMINM90/89變壓器原邊繞組電流： Q關(guān)斷，變壓器原邊繞組和副邊繞組中都沒有電流流過，此時(shí)變壓器通過復(fù)位繞組進(jìn)行磁復(fù)位，勵(lì)磁電流iM從復(fù)位繞組W3經(jīng)過二極管D3回饋到輸入電源中去。此時(shí)整流管D1關(guān)斷，流過電感Lf電流通過續(xù)流二極管D2續(xù)流，復(fù)位繞組電壓：變壓器原邊繞組和副邊繞組的電壓分別為：MLfWiiWWi211INWVu3INWVWWu311INWVWWu32291/89此時(shí)整流管關(guān)斷，流過電感Lf電流通過續(xù)流二極管D2續(xù)流，顯然和BUCK變換器類似。在此開關(guān)狀態(tài)中，加在Q上的電壓為：電源VIN反向加在復(fù)位繞組W3

27、上，故鐵芯被去磁，鐵芯的磁通減?。鸿F芯磁通的減小量：式中tr是去磁時(shí)間。1133(1)QINININWWVVVVWWINVdtdW33( )INrVtW 92/89勵(lì)磁電流iM從原邊繞組中轉(zhuǎn)移到復(fù)位繞組中，并開始線性減?。涸趖=ton+tr 時(shí)刻， ，變壓器完成磁復(fù)位。Q關(guān)斷狀態(tài)中，當(dāng)所有繞組均沒有電流時(shí)，它們的電壓為零。濾波電感電流經(jīng)續(xù)流二極管續(xù)流。在此時(shí)Q上的電壓為 。由于在正激變換器中磁通必須復(fù)位，得： 整理得：3111333ININWMononMMVVWWWiitttWWLW L30WiINQVV 13ININonrVVttWW1133ronWWttDTWW93/89為了保證變壓器磁芯

28、可靠地磁復(fù)位：應(yīng)有：顯然，W3越小，占空比調(diào)節(jié)范圍越大，但開關(guān)管的電壓應(yīng)力也越高。為了充分提高占空比和減小Q兩端電壓，通常折衷選擇。一般選W1=W3，這時(shí) ，而Q管電壓等于2倍輸入電壓。由于單端正激變換器（Forword）變換器實(shí)際上是一個(gè)隔離的BUCK變換器，因此其輸入和輸出關(guān)系為： 主要波形見圖3-31所示。31max113, (1) , roffWWttDTD TDWWW2QMinVVmax0.5D21OINWVV DW94/89VbeiLfiW3ttttt00000tontoffTuW1VININVWW31TriMiW1IO圖3-31 主要波形95/89使用單端隔離變壓器之后，變壓器磁

29、芯如何在每個(gè)脈動工作磁通之后都能恢復(fù)到磁通起始值，這是產(chǎn)生的新問題，稱為去磁復(fù)位問題。因?yàn)榫€圈通過的是單向脈動激磁電流，如果沒有每個(gè)周期都作用的去磁環(huán)節(jié)，剩磁通的累加可能導(dǎo)致出現(xiàn)飽和。這時(shí)開關(guān)導(dǎo)通時(shí)電流很大；斷開時(shí)，過電壓很高，導(dǎo)致開關(guān)器件的損壞。剩余磁通實(shí)質(zhì)是磁芯中仍殘存有能量，如何使此能量轉(zhuǎn)移到別處，就是磁芯復(fù)位的任務(wù)。具體的磁芯復(fù)位線路可以分成兩種：一種是把鐵芯殘存能量自然的轉(zhuǎn)移，在為了復(fù)位所加的電子元件上消耗掉，或者把殘存能量反饋到輸入端或輸出端；另一種是通過外加能量的方法強(qiáng)迫鐵芯的磁狀態(tài)復(fù)位。具體使用那種方法，可視功率的大小、所使用的磁芯磁滯特性而定。最典型的兩種磁芯磁滯特性曲線如圖

30、3-32所示。單端變換器的磁復(fù)位技術(shù)單端變換器的磁復(fù)位技術(shù)96/89HBBr-Br0HBBr-Br0圖3-32 典型的兩種磁芯磁滯特性曲線97/89在磁場強(qiáng)度H為零時(shí)，磁感應(yīng)強(qiáng)度的多少是由鐵芯材料決定。圖3-32a的剩余磁感應(yīng)強(qiáng)度Br比圖3-32b小，圖3-32a一般是鐵氧體、鐵粉磁芯和非晶合金磁芯，圖3-32b一般為無氣隙的晶粒取向鎳鐵合金鐵芯。對于剩余磁感應(yīng)強(qiáng)度Br較小的鐵芯，一般使用轉(zhuǎn)移損耗法。轉(zhuǎn)移損耗法有線路簡單、可靠性高的特點(diǎn)。對于剩余磁感應(yīng)強(qiáng)度Br較高的鐵芯，一般使用強(qiáng)迫復(fù)位法。強(qiáng)迫復(fù)位法線路較為復(fù)雜。簡單的損耗法磁芯復(fù)位電路是由一只穩(wěn)壓管和二極管組成，穩(wěn)壓管和二極管與變壓器原邊繞

31、組或和變壓器副邊繞組并聯(lián)，磁芯中殘存能量由于穩(wěn)壓管反向擊穿導(dǎo)通而損耗，它具有兩種功能，既可以限制功率開關(guān)管過電壓又可以消除磁芯殘存能量。在實(shí)際應(yīng)用中由于變壓器從原邊到副邊的漏電感（寄生電感）存在，這個(gè)電感中也有存儲的能量，因此一般把穩(wěn)壓管和二極管與變壓器原邊繞組并聯(lián)連結(jié)。這種電路只適用于小功率變換器中，如圖3-33所示。98/89123456ABCD654321DCBATitleNumberRevisionSizeBDate:1-Apr-2001 Sheet of File:F:李宏電路圖lihong.ddbDrawn By:T1DZD1QD2D3C1L1VVINOC2*圖3-33將變壓器鐵芯

32、的儲能反饋到變換器的輸出端 99/89圖3-34是推挽式DC-DC變換器的主電路，整流二極管DR1和DR2的左側(cè)是逆變電路，右側(cè)是整流、濾波電路。輸出整流電路有三種基本類型：全波整流電路、全橋整流電路和倍流整流電路。全波整流電路適用于輸出電壓較低的場合，可以減小整流電路中的通態(tài)損耗，全橋整流電路適用于輸出電壓較高的場合，可以降低整流管的電壓額定值。圖中為全波整流電路，Lf是輸出濾波電感，Cf是輸出濾波電容。推挽直流變換器可看成是兩個(gè)Forword變換器的組合，這兩個(gè)Forword變換器的開關(guān)管輪流導(dǎo)通，故變壓器鐵芯是交變磁化的。全波整流電路變壓器副邊有兩個(gè)繞組，他們的匝數(shù)相等，圖中還接有續(xù)流管

33、DFW，但也可不接。2 2、推挽式、推挽式DC-DCDC-DC變換器（變換器（PUSH-PULLPUSH-PULL）100/891234ABCD4321DCBATitleNumberRevisionSizeA4Date:5-Apr-2001 Sheet of File:F:李宏電路圖lihong.ddbDrawn By:QQDDTrVin1212W11W12W21DDDLCVOR1R2ffFWW22圖3-34推挽式DC-DC變換器主電路101/89圖3-35是推挽直流變換器的主要波形。在Q1或Q2導(dǎo)通期間，變壓器副邊繞組中感應(yīng)電勢為vw2，電壓脈沖寬度決定于Q1或Q2的導(dǎo)通時(shí)間ton，幅值為

34、，為一交流電。該電壓經(jīng)整流管整成一個(gè)直流方波電壓。濾波電感電流在電流連續(xù)時(shí)為三角波，圖中給出了流過DR1、DR2和DFW的電流波形。設(shè)Q1或Q2的導(dǎo)通時(shí)間為ton，則電感電流連續(xù)時(shí)輸出電壓與輸入電壓之間的關(guān)系為：可以看出，若輸入是恒定的沒有紋波，則輸出同樣也是恒定的沒有紋波。對于多路輸出的開關(guān)電源來說，這一點(diǎn)是特別重要的。這也是為什么把降低輸出電壓紋波的重點(diǎn)和精力都放在降低輸入電壓紋波的原因所在。inVWW12/2onystDTyinDWWVV120102/89tQ1Q2tinVWW12)(2221WWvvtinVWW12DFWvtLfitt1DRi2DRitQ1Q2tinVWW12)(222

35、1WWvvtinVWW12DFWvtLfittt1DRi2DRiDFWiabtQ1Q2tinVWW12)(2221WWvvtinVWW12DFWvtLfitt1DRi2DRitQ1Q2tinVWW12)(2221WWvvtinVWW12DFWvtLfittt1DRi2DRiDFWiab圖3-35 推挽變換器各點(diǎn)主要波形 a無續(xù)流二極管 b 有續(xù)流二極管103/89開關(guān)管Q1和Q2上的電壓：整流管DR1和DR2上電壓為 續(xù)流二極管DFW上的電壓為：電感電流的平均值就是負(fù)載電流。由于Q1和Q2輪流導(dǎo)通，故的脈動頻率為開關(guān)頻率的二倍，通過DR1、DR2和DFW的電流的最大值為： FWD12122DD

36、QQinVVVVVinDRDRVWWVV1221221DFWinOWVVVWLfDFWDRDRiIIII210maxmax2max1212syfinLfTDLVWWi21max2maxmax014inDRDRDFWyfsVWIIIIDWL f104/89因iDR1和iDR2就是流過變壓器副邊繞組的電流，若不計(jì)變壓器的勵(lì)磁電流，則變壓器原邊繞組電流的最大值為：流過變壓器原邊的電流最大值也就是流過開關(guān)管電流的最大值。開關(guān)管的反并二極管不流過負(fù)載電流，僅流過鐵芯磁復(fù)位時(shí)的磁化電流。如果斷開續(xù)流管DFW,該變壓器的主要波形如圖3-35a所示。當(dāng)Q1和Q2關(guān)斷時(shí)，本應(yīng)流過DFW的電流現(xiàn)在改為通過DR1、

37、DR2，兩者電流大小相同，這樣變壓器副邊繞組的合成磁勢才為零。sfyinpfLDVWWIWWI4)(212012max105/89Q1和Q2的交替開關(guān)，使變壓器鐵芯交替磁化與去磁，完成電能從原邊到副邊的傳遞。由于電路不可能完全對稱，例如Q1和Q2導(dǎo)通時(shí)的通態(tài)壓降可能不同，或兩管的開通時(shí)間可能不同，會在變壓器原邊的高頻交流電壓上疊加一個(gè)數(shù)值較小的直流電壓，這就是所謂的直流偏磁。由于原邊繞組電阻很小，即使是一個(gè)較小的直流偏磁電壓，如果作用時(shí)間太長，也會使變壓器鐵芯單方向飽和，引起大的磁化電流，導(dǎo)致器件損壞。推挽式變換器存在著以下方面缺點(diǎn)：容易發(fā)生偏磁，功率開關(guān)的耐壓至少是輸入電壓的二倍，考慮最壞情

38、況下的安全設(shè)計(jì)，例如輸入電壓波動10%；由于變壓器漏感影響在截止瞬間產(chǎn)生的電壓尖刺一般限制在輸入電壓的20%；實(shí)際應(yīng)用中電壓額定值留取20%的余量；則功率開關(guān)的耐壓至少為 倍，在直接使用交流電網(wǎng)供電的情況下（220/380V交流，對應(yīng)直流310/530V左右）幾乎很難找到合適的功率管。因而實(shí)際應(yīng)用較少，只用在輸入電壓較低的場合。3 . 38 . 021 . 12 . 1106/89推挽直流變換器開關(guān)管承受反向電壓至少是電源電壓的兩倍，因而大多用于電源電壓較低的場合。半橋變換器開關(guān)管承受的反向電壓為電源電壓，故可在電源電壓較高的場合應(yīng)用。半橋變壓器是由半橋逆變器、高頻變壓器和輸出整流濾波電路組成

39、，因而也屬于直流-交流-直流變換器。圖3-36給出了輸出為全波整流電路的半橋直流變換器的主電路，圖3-37給出了各點(diǎn)主要波形。3 3、半橋式、半橋式DC-DCDC-DC變換器原理及設(shè)計(jì)變換器原理及設(shè)計(jì)107/89123456ABCD654321DCBATitleNumberR evisionSizeBDate:20-Jan-2002Sheet of File:F:李 宏 電 路 圖 LIHONG2.ddbDrawn B y:Q2Q1C1C2D1D2TrLW1W21W22*lkABDDLCRffLDR1R2VOinV圖3-36輸出為全波整流電路的半橋直流變換器的主電路108/89圖3-37輸出為

40、全波整流電路的半橋直流變換器主電路各點(diǎn)主要波形109/89工作原理工作原理由兩個(gè)相等的電容C1和C2構(gòu)成一個(gè)橋臂，開關(guān)管Q1、Q2（均含有反并聯(lián)二極管）構(gòu)成另一個(gè)橋臂，兩個(gè)橋臂的中點(diǎn)A、B接高頻變壓器，由于電容C1和C2較大，其中點(diǎn)B的電位保持不變，且等于Vin/2。從另一個(gè)角度看，它實(shí)際上是兩個(gè)正激變換器的組合，每個(gè)正激變換器輸入電壓為Vin/2 ，輸出電壓為Vo。變壓器原邊繞組匝數(shù)為W1，兩個(gè)副邊繞組匝數(shù)相等，即W21=W22=W2，圖中Llk是變壓器的漏感。110/89不考慮變壓器漏感當(dāng)Q1導(dǎo)通時(shí)，變壓器原邊繞組上電壓為 ，繞組感應(yīng)電勢“*”端為“正”極性，故DR1導(dǎo)通，DR2反偏截止，

41、輸出濾波電感電流iLf增長。在t=Ton時(shí)，Q1關(guān)斷，由于電感電流不能斷續(xù)，iLf繼續(xù)按原方向流動，故副邊繞組is和原邊繞組中的電流ip也仍按原方向流動，D2續(xù)流，因此極性反轉(zhuǎn)，DR2導(dǎo)通。由于兩個(gè)輸出整流二極管同時(shí)導(dǎo)通，將變壓器副邊電壓箝位為零，由變壓器原理可知，變壓器原邊電壓為零，這時(shí)ip=0，這時(shí)is1=is2=is/2，由于這時(shí)變壓器原邊繞阻W1中電流為零，因此D2續(xù)流停止。實(shí)際上當(dāng)Q1關(guān)斷時(shí)出現(xiàn)負(fù)壓的時(shí)間很短，因此在圖中沒有畫出。在死區(qū)時(shí)間Ton，Ts/2內(nèi)，電感電流下降，在Ts/2時(shí)刻，Q2導(dǎo)通， ，變壓器繞組電勢“非*”為正，ip從零反向增長到 ，二極管DR1截止， ， ，在Ts

42、/2，Ts區(qū)間，與上類似。inABV21inABV21LfiWW1201DRi2DRLfii111/89電感電流連續(xù)時(shí)輸出電壓：Q1 、Q2承受的反向電壓為輸入電源電壓；整流二極管承受的反向電壓為 ；電感電流的平均值為負(fù)載電流Io，通過輸出整流二極管的最大電流為 ， 為電感電流脈動量：流過功率開關(guān)管的最大電流： 2212221onininoySTVVWWVDWTW2SonyTTD inVWW12LfoiI21Lfi2211122222inyininLfononffsfVDVVWWiTTWWLWLfLWsfyinoPQQfLDVWWIWWIII821212maxmaxmax21112/89考慮變

43、壓器漏感在實(shí)際應(yīng)用中，變壓器總是存在漏感，由于漏感的存在，變換器的工作原理與不考慮漏感時(shí)有所不同。圖3-27b給出了半橋變換器考慮變壓器漏感時(shí)的主要波形。Q1關(guān)斷，變壓器原邊電流不能斷續(xù)，D2由續(xù)流，此時(shí) ，輸出整流二極管DR2導(dǎo)通，這時(shí)輸出整流二極管DR1還在導(dǎo)通。由于兩個(gè)輸出整流二極管同時(shí)導(dǎo)通，將變壓器原邊電壓箝位為零，因此 就全部加在變壓器漏感上，這個(gè)電壓使變壓器原邊電流線性下降，在t1時(shí)刻ip下降到零，此時(shí)D2關(guān)斷，Vab=0。Ton，t1區(qū)間的電壓方波（圖中用陰影表示）是變壓器原邊電流減小到零所必需的，一般稱為復(fù)位電壓,同樣Q2關(guān)斷時(shí)也會出現(xiàn)復(fù)位電壓。inABVv21inABVv21

44、inABVv21inABVv21113/89Q2導(dǎo)通， ，此時(shí)變壓器原邊電流從零開始反向線性上升，由于變壓器漏感限制了它的上升率，在t2時(shí)刻之前，輸出整流二極管DR1還沒有恢復(fù)其阻斷能力，兩個(gè)輸出整流二極管同時(shí)導(dǎo)通，將變壓器副邊電壓箝位為零，同時(shí)也把變壓器原邊電壓箝位為零，因此 就全部加在變壓器漏感上，這個(gè)電壓使變壓器原邊電流線性增加，在t2時(shí)刻輸出整流二極管DR1關(guān)斷，變壓器原邊電流線性增加，箝位結(jié)束。雖然在Ton/2，t2這一區(qū)間 ，但變壓器副邊電壓為零，也就是說，變壓器副邊丟失了Ton/2，t2 時(shí)段的電壓方波，這部分時(shí)間與Ts/2的比值稱為占空比丟失。2/sTlossDinABVv21

45、inABVv21inABVv21221422lkLfsSlossSinL IftTWDTWV114/89通過上述分析，可以看出，漏感帶來復(fù)位電壓和占空比丟失兩個(gè)問題。要求我們在設(shè)計(jì)電路時(shí)要對最大占空比進(jìn)行限制，留出復(fù)位時(shí)間；占空比丟失使有效占空比減小，為了得到所要求的輸出電壓，必須減小變壓器的原副邊匝比，但匝比減小會帶來兩個(gè)問題，其一是原邊開關(guān)電流峰值增加，通態(tài)損耗增加；其二是輸出整流二極管的耐壓值要增加。為了減小復(fù)位電壓時(shí)間和占空比丟失，應(yīng)盡量減小漏感。115/893）電容選取電容器的值可以從已知的初級電流和工作頻率來計(jì)算。若總輸出功率為PO（包括變壓器損耗），工作頻率為f，占空比 ，半周期

46、為Ts/2，則初級平均電流為當(dāng)Q1導(dǎo)通，初級電流流入B點(diǎn)，當(dāng)Q2導(dǎo)通，則從B點(diǎn)取出電流，在半個(gè)周期內(nèi)由電容C1、C2補(bǔ)充電荷損失。在半個(gè)周期內(nèi)電容上的電壓變化為：在實(shí)際應(yīng)用中，C1=C2=C，則上式可寫為：2inOVPI平均)(21222121CCfVPCCTIVsinOS平均CfVPVsinO2116/89電容上直流電壓變化率與輸出整流電壓變化率是相同的，因此輸出紋波系數(shù)為：為了滿足輸出紋波要求，C則為：實(shí)際應(yīng)用中，一般將濾波電容和分壓電容分別設(shè)置，濾波電容取幾百到幾千微法的電解電容，分壓電容常取幾個(gè)微法的無極性電容。fCVpVVRFinOin22RFfVPCinO2117/894)半橋電路

47、抗不平衡能力分析半橋電路具有較強(qiáng)的抗偏磁能力，即在主電路不平衡條件下仍能維持高頻變壓器磁通對稱。在分析這個(gè)結(jié)論之前，作下述假設(shè)：只研究導(dǎo)通和截止的穩(wěn)態(tài)過程而不考慮開通和關(guān)斷的瞬態(tài)過程；輸入直流電壓恒定；功率開關(guān)用理想開關(guān)和串聯(lián)等效電阻R1、R2表示，電阻R1、R2表示功率開關(guān)管飽和壓降不同；高頻變壓器用低頻等效電路表示，忽略漏感和勵(lì)磁電感，變壓器直流等效電阻用R0表示，變壓器二次側(cè)負(fù)載折合到一次側(cè)用RL表示；通過上述假設(shè)，圖3-36半橋式變換器原理圖可等效為圖3-38(a)。當(dāng)開關(guān)Q1閉合，Q2斷開時(shí)，C2充電，C1放電，充放電電流分別用和表示，如圖3-38(b)所示。當(dāng)開關(guān)Q1斷開，Q2閉合

48、時(shí)，C1充電，C2放電，充放電電流分別用和表示，如圖3-38(c)所示。30RRRL118/89123456ABCD654321DCBATitleNumberRevisionSizeBDate:10-Mar-2002Sheet of File:F:李宏電路圖LIHONG2.ddbDrawn By:C1C2ABinVR1R2R3Q1Q2C1C2ABinVR1R2R3Q1Q2C1C2ABinVR1R2R3Q1Q2i2i1i2i1圖3-38 半橋式變換器原理圖等效電路119/89全橋變換器原理圖及波形如圖所示。全橋變換器中4個(gè)功率管只承受電源電壓，與推挽變換器相比，多用了2個(gè)功率管。從圖可以看出，全

49、橋變換器功率管的開關(guān)過程：SW1、SW2（或SW3、SW4）同時(shí)開關(guān)，這兩對管子互補(bǔ)導(dǎo)通。為了防止直通現(xiàn)象，設(shè)置有一死區(qū)，死區(qū)期間4個(gè)管子都不導(dǎo)通。輸出電壓：全橋變換器充分利用了變壓器傳遞能量的能力，是大功率DC-DC變換器的理想電路。全橋變換器也有明顯的缺點(diǎn)，如直通問題；偏磁問題等。DNNVVpsso 24 4 、全橋、全橋DC-DCDC-DC變換器原理變換器原理120/89圖3-39 全橋變換器原理圖及波形121/89所謂偏磁問題是指變壓器磁芯的工作磁滯回線中心點(diǎn)偏離了坐標(biāo)遠(yuǎn)點(diǎn)，變壓器正反向脈沖過程中磁通不對稱現(xiàn)象。造成偏磁的原因主要有功率管的飽和導(dǎo)通壓降不一致、導(dǎo)通時(shí)間（功率管從關(guān)斷到導(dǎo)

50、通的時(shí)間）和關(guān)斷時(shí)間不一致以及加在變壓器上的正負(fù)脈沖電壓寬度不一致等原因所造成的。偏磁在全橋變換器中是必然現(xiàn)象。偏磁發(fā)生時(shí)，可通過電流母線來觀察，可以發(fā)現(xiàn)流過母線的相鄰電流脈沖信號幅度不相等。也就是說流過、和、的電流不相等。在電路設(shè)計(jì)中，一般都假定流過、和、的電流相等，兩組功率管分擔(dān)了輸出能量，如果偏磁嚴(yán)重就會造成功率管的損壞。全橋變換器必須有抗偏磁電路，否則全橋變換器幾乎無法可靠工作。實(shí)際應(yīng)用中，常使用變壓器原邊串聯(lián)電容的方法或使用電流型PWM控制器來減弱偏磁危害。返回122/895.4 PWM控制器原理1 1、電壓型、電壓型PWMPWM電壓型脈寬調(diào)制器是一個(gè)電壓-脈沖變換裝置，用鋸齒波作調(diào)

51、制信號的脈寬調(diào)制器原理圖如圖3-30所示。電壓 與鋸齒波調(diào)制信號比較，輸出的PWM開關(guān)信號為與鋸齒波同頻率、脈沖寬度與 的大小成正比的脈寬調(diào)制信號。ctrlVctrlV123/89圖3-30 脈寬調(diào)制原理圖124/89 電流型電流型PWMPWM控制器與傳統(tǒng)的僅有輸出電壓反饋的控制器與傳統(tǒng)的僅有輸出電壓反饋的電壓型電壓型PWMPWM控制器比較具有較多的優(yōu)點(diǎn)。從電路控制器比較具有較多的優(yōu)點(diǎn)。從電路結(jié)構(gòu)上看，是增加了一個(gè)電感電流反饋，而且結(jié)構(gòu)上看，是增加了一個(gè)電感電流反饋，而且此電流反饋就作為此電流反饋就作為PWMPWM的斜波函數(shù)，就不再需要的斜波函數(shù)，就不再需要鋸齒波鋸齒波( (或三角波或三角波)

52、 )發(fā)生器，更重要的是在于引發(fā)生器，更重要的是在于引入了電感電流反饋使系統(tǒng)的性能具有明顯的優(yōu)入了電感電流反饋使系統(tǒng)的性能具有明顯的優(yōu)越性。越性。2 2、電流型、電流型PWMPWM控制器原理控制器原理125/89電流型PWM控制器常用的幾種原理方案（1）恒定遲滯環(huán)寬控制：在電感中產(chǎn)生一個(gè)固定的電流減小量后，功率開關(guān)管被導(dǎo)通，如圖3-31（a）中由一遲滯比較器來實(shí)現(xiàn)，即恒定遲滯環(huán)寬控制。（2）恒定關(guān)斷時(shí)間控制：經(jīng)過一個(gè)固定的時(shí)間間隔后，功率開關(guān)管被導(dǎo)通，如圖3-31（b）中由一單穩(wěn)態(tài)觸發(fā)器來實(shí)現(xiàn)，即恒定關(guān)斷時(shí)間控制。（3）恒定頻率控制；有一個(gè)固定頻率的時(shí)鐘信號控制觸發(fā)器從而控制功率開關(guān)管的導(dǎo)通，如

53、圖3-31（c）所示，即恒定頻率控制。下邊介紹恒定頻率控制的電流型PWM控制電路工作原理。126/89時(shí)鐘IM（由UC置定）IM（由UC置定）功率級功率級單穩(wěn)態(tài)RS觸發(fā)器IM（由UC置定）功率級圖3-31 電流型PWM原理框圖（a）恒定遲滯環(huán)寬控制（b）恒定關(guān)斷時(shí)間控制（c）恒定頻率控制 127/89 圖3-32為恒定頻率的電流型PWM控制器所構(gòu)成的變換器電路工作原理，RS為流過功率管電流的取樣電阻，控制電路為雙環(huán)控制，具有電壓外環(huán)和電流內(nèi)環(huán)，峰值電流在內(nèi)環(huán)。電流內(nèi)環(huán)的反饋電流為電感電流或開關(guān)電流。圖3-32 具有斜坡補(bǔ)償?shù)碾娏餍涂刂频腂UCK變換器128/89假定功率開關(guān)器件和整流二極管是理

54、想開關(guān)；產(chǎn)生動態(tài)過程的擾動信號頻率遠(yuǎn)低于開關(guān)頻率；擾動信號的幅度比其穩(wěn)態(tài)量小得多，在以上假設(shè)條件下得BUCK功率變換器主電路等效電路如圖3-33所示。圖中開關(guān)S接通時(shí)間受占空比D控制。圖3-33 全橋功率變換電路主電路等效電路129/89在電感電流連續(xù)模式下，每個(gè)周期有兩個(gè)開關(guān)狀態(tài)：通態(tài)和斷態(tài)，導(dǎo)通時(shí)間ton ，關(guān)斷時(shí)間toff，在一個(gè)周期T內(nèi)，其平均值分別為 和 ，利用小信號狀態(tài)空間平均技術(shù)得：加干擾信號，用 、 、 、 分別代替 、 、 、 忽略兩個(gè)微變量乘積項(xiàng)，得到小信號模型： DTtonDTtoff1)1 (DLsVDLsVVIOOiL)1(CsRRIVLLLOoOVViiVVDDLL

55、IIOViVDLILsVDVVDIoiiL)1(CsRRIVLLLO130/89寫成復(fù)變量形式，帶“”符號的變量表示動態(tài)擾動信號：對于功率級來說，是通過調(diào)節(jié)占空比D來控制電感電流。因此，把PWM功率級作為一個(gè)功能塊，它有兩個(gè)輸入，一個(gè)為占空比，一個(gè)是輸入電壓，占空比為控制輸入，控制功率級的開關(guān)動作，即控制電感電流。 sVLssDLsVsVLsDsiOiiL1)(CsRRsisVLLLO1)()(131/89電感電流取樣電阻和電感電流信號乘積即為電流取樣信號，由電感電流取樣信號所圍成的三角形面積在周期T內(nèi)平均值為三角形高度的一半，利用狀態(tài)空間平均技術(shù)得：式中m為補(bǔ)償信號斜率。加干擾信號，忽略兩個(gè)微變量乘積項(xiàng)，寫成復(fù)變量形式，得：LTR