DC-DC電源轉(zhuǎn)換

1、直流電壓變換直流電壓變換( (DC-DC)DC-DC)電路設(shè)計(jì)電路設(shè)計(jì)孫祖希孫祖希2002年年3月月一、 主板的電源電流分配二、 DC-DCDC-DC電壓轉(zhuǎn)換電路 2.1 齊納(ZenerZener)二極管 2.2 可調(diào)整穩(wěn)壓二極管 2.3 線性穩(wěn)壓電路 2.4 開關(guān)穩(wěn)壓電路 2.4.1 線性電源與開關(guān)電源的比較 2.4.2 非同步開關(guān)電源 2.4.3 同步開關(guān)電源 2.4.4 多相電源三、 元件的可靠性和系統(tǒng)的穩(wěn)定性四、 PCB設(shè)計(jì)要注意的問題一、 主板的電源電流分配隨著CPU的發(fā)展，為不同功能和不同頻率芯片的要求，主板上電源的種類越來越多；低電壓電源的電流也越來越大。特別是CPU的核心電壓

2、越來越低，而電流越來越來越大。如423腳P4 CPU，其Vcc（VID）電壓為1.56 1.7V；電流最大值，對1.4G CPU為40.6A；1.5GCPU 43.0A；2.0G CPU 52.7A；對FMB（Flex Mother Board）為60.4A。對Northwood 533MHzCPU標(biāo)稱電壓1.5V，電流 2.2G CPU為47.1A；2.4G CPU 49.8A；2.53G CPU 52.7A；對FMB1 為 60A。對FMB2 為66A （考慮CPU的發(fā)展和北橋等芯片等芯片電流和電容充電，電源應(yīng)按比FMB的要求的電流大來設(shè)計(jì)）。而睡眠狀態(tài)的電流僅有8.5A。 （VID）設(shè)置

3、值1.475V；實(shí)際允許的最大和最小值與CPU電流有關(guān)（與電流成反比）。例如2.2G CPU VIDmin為1.335V；對2.4G CPUVIDmin 為1.325V；在同一電流下，最大最小差值0.05V。 1.475V為電流為0時的最大值。Intel P4主板所需的電源有Vcc_core（VID）、Vcc_1.5、 Vccsus_1.5、 Vcc_2.5、 Vccsus_3.3Vcc_3.3、5V及雙輸入電源選擇開關(guān)（正常電源與sus電源間選擇）5Vdual、 3.3Vdual、2.5Vdual、 1.25Vdual（用于DDR的Vtt，可由2.5Vdual產(chǎn)生）。這些電源負(fù)載電流小的僅數(shù)

4、十毫安；電流大的達(dá)幾安培或幾十安。睡眠狀態(tài)的電流和也大于1A。而系統(tǒng)的電源按常規(guī)僅有5V、3.3V、12V、-12V和5Vsus少數(shù)種類電源因此如何設(shè)計(jì)電源系統(tǒng)，將有限的電源種類轉(zhuǎn)換為主板系統(tǒng)所需的多種類電源，是對主板設(shè)計(jì)工程師的挑戰(zhàn)。既要滿足系統(tǒng)CPU、各芯片和插卡及外接口對電壓電流的需求，及可靠性、穩(wěn)定性的需求，又要減少成本使所設(shè)計(jì)的產(chǎn)品在市場有競爭力。不同的主板廠家，電源系統(tǒng)的設(shè)計(jì)可有不同。為減少機(jī)箱的發(fā)熱，參照筆記本電腦，新的臺式系統(tǒng)的設(shè)計(jì)將獨(dú)立的AC-DC電源由機(jī)箱移出并簡化。外接AC-DC轉(zhuǎn)換電路直接插AC電源，只產(chǎn)生一種DC電源，接到主板。這樣，主板電源系統(tǒng)的設(shè)計(jì)變得更加重要。二

5、、 DC-DCDC-DC電壓轉(zhuǎn)換電路 2.1 齊納(ZenerZener)二極管齊納(ZenerZener)二極管:利用P-N結(jié)雪崩擊穿原理產(chǎn)生穩(wěn)定的輸出VhIRIZR IoutVzIR = ( Vh Vz )/R; IR = Iout + IZ IZ min 應(yīng)大于拐點(diǎn)電流優(yōu)點(diǎn)：電路簡單缺點(diǎn)：輸出功率小(最大值為 IR減拐點(diǎn)電流Iz ， IR最大值 受 二極管最大功耗限制。二極管實(shí)際最大功耗IZ max * Vzmax 。 IZmax = IR max Ioutmin ； Iout max = IR min IZmin ) 精度差（元件本身電壓誤差 +/- 5%左右；輸出電流變化時， 使IZ

6、變，輸出電壓有相應(yīng) 的變化。） 輸出電壓標(biāo)稱值由3.3V按 10%遞增 二極管功耗大。特別是Vz較高時。使用限制：要求精度不高的電壓參考 功率低且精度低的DC-DC電壓轉(zhuǎn)換設(shè)計(jì)注意點(diǎn)：先確定輸出電流的最大和最小值。為可靠最小值可為0。根 據(jù)所需輸出電壓確定標(biāo)稱值。根據(jù)所需二極管最大功耗選二 極管。由二極管實(shí)際允許功耗確定允許的最大電流。參照最大 輸出電流。確定IR的最大值。再計(jì)算和選定R的阻值和功耗。 IRmax = ( Vhmax Vzmin )/Rmin ； IRmin = ( Vhmin Vzmax )/RmaxIZVZIrmax - Ioutmin I Zmin ( 由拐點(diǎn)電流 限定）

7、IZ電流過大會燒穩(wěn)壓二極管（如輸出對電源短路）或縮短壽命（功耗偏大，RMA率高）。電流過小輸出電壓降低，若低于拐點(diǎn)電流，輸出電壓會遠(yuǎn)離穩(wěn)壓值。2.2 可調(diào)整穩(wěn)壓二極管可調(diào)整穩(wěn)壓二極管:利用半導(dǎo)體禁帶寬度設(shè)計(jì)的專門的三端集成電路。通過調(diào)控陽極電壓VZ保證VREF不變。因而可利用電阻分壓得到2.5V-36V穩(wěn)壓輸出。所以稱為可調(diào)整穩(wěn)壓二極管。VZ = VREF（1+ R1/R2）+ IREF x R1IR = Iout + Iz + (Vz VREF )/R1對 LM431A, VREF = 2.495 +/- 0.055 V; IREF 最大值為4 A.。動態(tài)電阻0.75 。（0.5W 3.3V

8、齊納二極管動態(tài)電阻28 ) Iz的范圍 1 100 mA。工作溫度范圍內(nèi)電壓變化小于17mV，平均溫度系數(shù) 50ppm/。C。（齊納二極管為 -7000ppm ） 通常VREF為2.5V。若R1為零，可用作2.5V參考源?，F(xiàn)也有 1.25V 器件。優(yōu)點(diǎn)：精度高；電路簡單；電壓可調(diào)范圍廣缺點(diǎn)：輸出功率??；二極管功耗大；Vz隨Iout變化有小的變化。使用限制：要求精度高的電壓參考 功率極低且精度高的DC-DC電壓轉(zhuǎn)換R1、R2精度現(xiàn)為+/- 1%。若R1/R2 比值小，精度可放到2%或5%。Vz（Vout）的精度主要受VREF的影響。IZVREF2.3 線性穩(wěn)壓電路線性穩(wěn)壓電路：用高精度參考源、功

9、率放大和閉環(huán)控制實(shí)現(xiàn)高精度、大功率的DC-DC 轉(zhuǎn)換開環(huán)增益 ：K = Vout / （Vref V2）V2 = Vout * R2/（R1+R2） （假定比較器輸入電流為0）閉環(huán)時 Vout = Vref * K(R1+R2)/(K*R2+R2+R1)若 K為無窮大，則 Vout Vref(1+ R1/R2)若 R1為0，則Vout = VREF（K/(1+K)選擇R1和R2，除考慮Vout值外，要考慮輸入電流的影響。K越大Vout越接近由Vref、R1、R2給定的值。考慮到電路的頻率特性，高頻時，K越大穩(wěn)壓特性好，但易產(chǎn)生自激振蕩。電路中可有阻容相移電路，以抑制振蕩。功率輸出管功耗：PQ

10、= IQ x (Vin Vout )輸出電壓的限制Vinmin Voutmax Vcesmax，以保證NPN管工作在放大區(qū)，保證穩(wěn)定的電壓輸出。 轉(zhuǎn)換效率 = Vout / VinQ的選擇： 普通三極管是電流控制。電流放大倍數(shù)= IQ/Ib。 一般NPN 管，小，基極電流大，飽和壓降?。欢?NPN Darlington三極管，大，基極電流小，飽和壓降大。若控制電路不能提供足夠的Ib， IQ會減??；Vce會加大，功耗加大。 也可用N溝MOS管。但MOS管為電壓控制，gs電壓大于閾值電壓后，源（S）漏（D）極間電阻減小，Vgs越大Rdson越小。若實(shí)際的Vgs最小值接近管子的閾值電壓最大值時或低

11、于給定負(fù)載電流管子所要求的Vgs會出現(xiàn)批次性小量Vout降變低的問題。由于MOS管壓降加大，功耗也可能加大。普通NMOS管的閾值電壓的最大值3.0V，低閾值電壓NMOS管閾值電壓的最大值為1.5V。線性穩(wěn)壓電路所用的NMOS管不要求Rdson最小，要考慮價(jià)格和低閾值電壓。若Vout接近Vin，由Vin產(chǎn)生的基極電流小，或Vgs小，可考慮用PNP三極管?；騊溝MOS，但比較輸入和VREF的極性相反（保證負(fù)反饋閉環(huán)控制）；C和E或D和S的連接相反（保證電流方向和電路工作）。必須保證Q的功耗小于在使用散熱條件下的允許功耗；設(shè)計(jì)時可用加大漏極銅皮面積或加散熱片來降低管子溫度。這是保證可靠性，減少RMA

12、返修率的關(guān)鍵。CT為低頻濾波電容。決定于負(fù)載電流的變化速率和允許的電壓變化。若電流變化大而允許的電壓變化小，要用低ESR（等效串聯(lián)電阻）低頻濾波電解電容和高頻濾波陶瓷電容。否則低頻濾波電解電容值可減小，充分利用閉環(huán)反饋的穩(wěn)壓功能。電容過大時，過大的充放電電流可導(dǎo)致加電時或長期使用后Q管或/和控制電路損壞。加電時的峰值電流可能影響正常開機(jī)。例1： 直接用431A產(chǎn)生2.5V以上穩(wěn)壓輸出 IR = Ib + Iz；Vout = Vz + Vbe； Vref = 2.5V; Vout Vref(1+ R1/R2) （ Vout 2.5V) R的選擇要保證Iout最大時，有足夠的基極電流，而在Iout

13、最小時又不損壞431A。根據(jù)IR的最小值和NPN管的 (放大區(qū))確定能否滿足Iout最大值和在此電流下工作在放大區(qū)的要求. 若用NMOS，則Vcc需考慮Iout最大值對Vgs的要求。Vgs大于閾值電壓。R值可大但需MOS管輸入電容對電流變化引起的電壓變化的影響。例二： 用運(yùn)算放大器作比較、放大和控制參考電壓Vref由431A的2.5V參考分壓產(chǎn)生，現(xiàn)為1.25V。由于運(yùn)放輸入電流小于1A ，IR、Iz均可小而且穩(wěn)定的參考電壓。調(diào)參考電壓的分壓比或輸出電壓的分壓比,使輸出電壓可在2.5V之下，而且有較寬的可調(diào)范圍。但設(shè)計(jì)時要考慮所選運(yùn)放的輸出電壓（與Vcc有關(guān)）范圍和輸出電流（受Vcc和功耗的限

14、制）。例三：LDO器件將功率輸出管、參考電壓源與比較、放大和控制電路集成在一個芯片內(nèi)。與Darlington管相比（Vin Vout）的允許值大大減小，因而稱為低壓降輸出（Low DropOut）穩(wěn)壓源。Vout Vref(1+ R1/R2)； Vref為內(nèi)部參考電壓。根據(jù)輸出電壓范圍為2.5V或1.25V。使用時根據(jù)Vout、電流和（Vin Vout）確定型號和R1、R2值。驗(yàn)算功耗。 2.4 開關(guān)穩(wěn)壓電路 2.4.1 線性電源與開關(guān)電源的比較線性穩(wěn)壓電路 優(yōu)點(diǎn)：簡單，成本低 缺點(diǎn) ：功耗大，效率低 （ Vin Vout 受飽和壓降和增益的限制） 所能提供的電流難于達(dá)到8A以上（TO-220

15、、252、263封裝） 開關(guān)電源轉(zhuǎn)換電路 直流輸入電壓 - 寛度可調(diào)制脈沖 - 平滑 - 直流輸出電壓 能量（功率）傳遞 優(yōu)點(diǎn)：功耗低，效率高 缺點(diǎn)：噪音大，電路復(fù)雜，成本高，PCB布局布線困難。2.4.2 非同步開關(guān)電源空度比 ( DUTY SYCLE):D = t ON t ON + t OFF輸出電壓 Vout = D X V in（ 實(shí)際空度比還與負(fù)載電流有關(guān)）PWM：脈寬調(diào)制電路，此處還包括 參考電源、比較電路、差值放大和脈寬調(diào)制一起組 成對MOS管開關(guān)（柵極電壓）的控制。MOS管：電流開關(guān)。通導(dǎo)時電流由Vin經(jīng)MOS管、電感流向負(fù)載和電容。電流增加，存在電感中的能 量增加。電感、電

16、容和肖特基二極管：平滑電路。MOS管截止時，電流由地經(jīng)電感流向負(fù)載。消耗存在電感 中的能量。電容用于負(fù)載電流的調(diào)節(jié)和穩(wěn)定輸出電壓。二個電流變化過程：Iout穩(wěn)定時電感中電流的變化（如上圖所示） Iout突變時改變脈寬調(diào)接電感中的平均電流，逐步達(dá) 到Iout。IL 與Iout的差值由濾波電容提供。2.4.3 同步開關(guān)電源用低RDSON的MOS管代替肖特基二極管作為接電源MOS管截止時電感電流到地的通路。由于可選擇RDSON極小的MOS管，因此此管的功耗可大大低于用肖特基二極管的功耗。例如NDB 6030L VGS=10V，IV=26A時， RDSON MAX=13.5m。當(dāng)IO為20A時，功耗

17、3.24W。而用肖特基二極管的功耗為7.2W (IO=20A;VD=0.6V)。這樣，可提高轉(zhuǎn)換電路的效率；減少板上熱量；并降低成本。帶來的問題：上下MOS管同時導(dǎo)通可能導(dǎo)致極大電流從電源到地。 為避免此問題，控制信號UGATE和LGATE邊沿轉(zhuǎn)換時有間隔，保證兩管有短暫同時截止的時間。在此時刻，電感電流通過下MOS管的PN結(jié)寄生二極管到地?；蚺cMOS管并聯(lián)肖特基二極管，電流通過此二極管（功耗比PN結(jié)二極管低）。先進(jìn)的功率MOS管設(shè)計(jì)已將肖特基二極管與MOS管集成在同一封裝中。VID為數(shù)字信號輸入，通過控制內(nèi)部參考電壓控制輸出電壓。對P4所用PWM芯片，電壓范圍標(biāo)稱值由1.100V到1.850

18、V，步距0.025V(25mV)。開關(guān)電源動態(tài)過沖(噪音) 電源紋波Vripple與電感和濾波電容的等效串聯(lián)電阻有關(guān) 電源電壓的變化穩(wěn)態(tài)Vesr與濾波電容的等效串聯(lián)電阻有關(guān) 電源電壓的變化尖峰Vesl與與濾波電容的等效串聯(lián)電感有關(guān)措施：選擇ESR，ESL小的低頻濾波電容 PCB設(shè)計(jì)時注意減少電流通路的分布電阻和電感 PWM控制器芯片用動態(tài)參考源。即對同一VID標(biāo)稱值，負(fù)載電流小時實(shí)際參考電壓 （輸出電壓）趨于允許范圍的上限，負(fù)載電流大時實(shí)際參考電壓（輸出電壓）趨于允 許范圍的下限。當(dāng)標(biāo)稱值為允許電壓的中心值時，此方法可有效利用允許的電壓范圍， 減小實(shí)際的動態(tài)電壓變化的峰峰值。對P4 CPU 考

19、慮實(shí)際通路的壓降，參考電壓的中心值也隨負(fù)載電流的大小變化。 關(guān)鍵參數(shù)MOS管：上管通導(dǎo)功耗 PMOSU = IO D RDSON 下管通導(dǎo)功耗 PMOSD = IO （1- D） RDSONIO為最大輸出電流；D為空度比；RDSON 為MOS管通導(dǎo)電阻。除RDSON外，要考慮VGS（有足夠大的柵極控制電壓）、通導(dǎo)延遲和邊沿，及截止延遲和邊沿（保證無同時通導(dǎo)問題）。肖特基二極管功耗： PD = IO2 （1- D ） VD （非同步電源）VD為二極管壓降，例如：IO為20A時，VD可達(dá)0.6V，PD達(dá)7.2W 上管功耗還應(yīng)有通導(dǎo)和截止時的開關(guān)損耗、下管寄生二極管反向恢復(fù)的影響和MOS管輸出電容充

20、放電的影響等瞬態(tài)功耗。下管功耗還應(yīng)有通導(dǎo)和截止時的開關(guān)損耗、下管寄生二極管的通導(dǎo)功耗等瞬態(tài)功耗。 電感： Vin - Vout - IO （ Rin+ RDSON +RL+Rout） D L = IL fs fs為開關(guān)頻率, IL = 2 （IPK-IO）為容許的電感電流變化Rin和Rout分別為PCB上輸入輸出通路的銅皮電阻。對電感必須保證在峰值電流IPK時,磁通不飽和,電感值下降不大于10%，否則充電電流會急劇上升，甚至于燒CPU。此外還須考慮磁芯材料的頻率特性和導(dǎo)線電阻RL（熱，損耗，趨膚效應(yīng)）關(guān)鍵參數(shù)（續(xù)）濾波電容： 當(dāng)CPU電流有突然變化時，其變化速率最大值為30A/s，控制電路不能

21、立即響應(yīng)此變化，靠濾波電容調(diào)節(jié)此電流變化。最大電流變化近似于IOMAX。要求相應(yīng)的電壓變化小于動態(tài)電壓變化范圍。影響瞬態(tài)電壓變化的主要電容參數(shù)是等效串聯(lián)電阻（ESR）和等效串聯(lián)電感（ESL）。因此低頻濾波電容選用低等效串聯(lián)電阻電解電容。 VTRAN = （RcESR + （ LcESL /TTRAN） （ITRAN / Nc）RcESR、 LcESL分別為單個電容的等效串聯(lián)電阻和電感；Nc為電容的個數(shù)； ITRAN=IOMAX - ISLP， ISLP為CPU睡眠時的電流； TTRAN = ITRAN / （ 30A/s） 當(dāng)CPU電流不變時，通過電感的電流在變，也由電容調(diào)節(jié)電流變化。由于電流

22、變化慢， LcESL 的作用忽略。電壓變化為輸出紋波電壓： Vout = （RcESR IL ）/ NC 此外，CPU工作頻率高，電流大，PCB上有1f 和4.7f高頻陶瓷電容。更準(zhǔn)確的最大電流IOMAX下的占空比： Vout + IOMAX （RDSON（TMAX）+RL+Rout） D（ IOMAX，T） = Vin IOMAX RinRDSON（TMAX）在結(jié)溫高時，電阻大。例如NDB 6030L VGS=10V，IV=26A， Tj=25時， RDSON MAX=13.5m,當(dāng)Tj=125時, RDSON MAX=24m, 峰值電流：IPK = IOMAX + IL ；IL = （Vi

23、n-Vout）/ 2L） Ts D（ IOMAX，T）Ts = 1/ fsFs為開關(guān)頻率， Ts為周期。電容個數(shù)：NC = （ （RcESR + （ LcESL /TTRAN ） ） ITRAN ） / VTRAN 開關(guān)電源的輸入電源處的濾波也很重要，它可隔離大的開關(guān)電流變化對其它元件的干擾。通常采用電感電容濾波。電容的選擇要根據(jù)電容充放電的峰值電流、電容的等效串聯(lián)電阻和脈動電流（Ripple current）確定。脈動電流是在一定的頻率交流電下，不超過允許溫度的所能通過的電流。由于Vin處電流變化大，因而電容充放電電流也大。需要低ESR的電解電容，以減少電容的溫度。否則影響電容的壽命，增加R

24、MA率。2.4.4 2.4.4 多相電源多相電源CPU的要求 低電壓 50A 高電流變化率 100A/us單相同步電源目前的限制: 25A多相同步電源可滿足要求 對相同的Rdson，電流分路 可減小MOS管功耗；增加電 流變化率對電流穩(wěn)定負(fù)載可減小紋波 等效開關(guān)頻率提高 電容上的紋波電流小，使輸 出紋波電壓小 每路電流小，電感量可小； 導(dǎo)線可比用單相細(xì) 技術(shù)難點(diǎn)： 精確測試每路電流，使每 路電流和功耗平衡 多相開關(guān)電源的PWM控制器除了要監(jiān)測輸出電壓外還，要檢測每相的電流。將不同時間各相取樣測定的電流（實(shí)際為與電流成比例的電壓）相加，取平均值。再與各相電流比較。各相電流開關(guān)通導(dǎo)寬度的控制根據(jù)輸

25、出電壓（CPU處）與VID參考電壓的差值和各相電流與平均值的差值調(diào)整。前一差值主要保證CPU電流變化時有穩(wěn)定的電壓輸出；后一差值主要保證各相電流盡可能平衡，以保證功耗均勻。避免過熱，導(dǎo)致MOS管損壞。甚至波及CPU。測試電流的方法1、精密電阻 在下MOS管源極與地間接毫歐級精密電阻。電阻精度可達(dá)+1%，溫度系數(shù)20ppm/ ，因此 電流測試準(zhǔn)確。但增加成本；占用PCB空間；電阻要消耗功率，降低效率，并要考慮散熱。 +1% 1W電阻， $0.15/通道。 +4% Mn-Cu線電阻， $0.06(加工困難)2、下MOS管的通導(dǎo)電阻Rdson 測下管通導(dǎo)時漏極的電壓。這電壓等于下管通導(dǎo)電流乘Rdso

26、n。成本低（不增加元件），但 電流測試準(zhǔn)確度低。只能監(jiān)測下管電流。Rdson 的偏差+ 7%。它受廠家（管子結(jié)構(gòu)和制造 工藝）、披次（工藝參數(shù)）、柵極驅(qū)動電壓、負(fù)載電流的影響。由于電流的變化取樣時間和 地線噪音也會影響影響到測試結(jié)果。 開關(guān)時下管漏極電壓變化大并有振蕩，取樣點(diǎn)應(yīng)在下管真正通導(dǎo)后和開始截止前的區(qū)間內(nèi)。 各相取樣點(diǎn)要平衡。 Rdson的溫度系數(shù)為+3000 -7000ppm/ 。溫度高，功耗大。不利于MOS管的可靠性，但有 助于電流地平衡5 5V V供電，同步開管電源下供電，同步開管電源下MOSMOS的漏極電壓的漏極電壓波形在波形在5 5V V與地間變化。開關(guān)時過沖產(chǎn)生的與地間變化

27、。開關(guān)時過沖產(chǎn)生的振蕩，將加大瞬態(tài)功耗。振蕩，將加大瞬態(tài)功耗。將垂直比例由2V/div改為 20mv/div 時，可看到下管通導(dǎo) 時的壓降變化（由約40mv變到 32mv， 輸出電流約16A）Intersil的6301（PWM主控制器）和MOS管柵極驅(qū)動器。采用Rdson測電流。ISEN輸入用于監(jiān)測電流。由于MOS管輸入電容大，開關(guān)時充放電電流大，驅(qū)動級的功耗大。因而將驅(qū)動級與主控制器分開。連帶的優(yōu)點(diǎn)是驅(qū)動級芯片到MOS管的線短，分布電感小，電路不易振蕩。驅(qū)動級芯片與MOS管用同一電源供電。因此要用自舉（BOOT）電路。 PHASE和BOOT腳間的電容在BOOT端，接上管驅(qū)動輸出的電源，并通過

28、二極管接+12V。下管通導(dǎo)時，PHASE電平接近0，12V經(jīng)二極管向電容充電。下管截止后上管通，隨著PHASE電平的提高。上管驅(qū)動級的電源電平也跟著升高，以保證上管有足夠的柵源電壓，使上管充分通導(dǎo)。RSEN將下MOS管通導(dǎo)時的電壓轉(zhuǎn)換為電流。PWM控制器內(nèi)有電流傳感電路。n Rdson在同一批次內(nèi)和不同批次間的差別 n 電流平衡受占空比不匹配的影響大0 柵極驅(qū)動的延遲0 MOS管的參數(shù)：閾值電壓、電容沖電n 例：三通道總電流50A015ns 脈寬失配 (DD R1C1，所測電流大于電感電流；當(dāng) L / RL R1C1， 所測電流小于電感電流。三、三、 元件的可靠性和系統(tǒng)的穩(wěn)定性元件的可靠性和系

29、統(tǒng)的穩(wěn)定性電源電路元件多、電流大、電壓高、功耗大、溫度高，這就影響到元件的可靠性。特別是功率管和低頻濾波電容的可靠性。按經(jīng)驗(yàn)元件溫度升高10 ，夀命縮短一半。而這些元件的損壞又可能使CPU損壞。因而要特別關(guān)注與CPU電源有關(guān)元件的可靠性。過高的輸入電壓或輸出反沖電壓會導(dǎo)致內(nèi)部反向二極管擊穿，使芯片內(nèi)局部溫度的升高，損壞局部電路。如大于10V的輸入電平時要檢查輸入耐壓和限流電阻。（TTL和5VCMOS的器件輸入、輸出最高電壓小于8V。電源的偏差和動態(tài)毛刺直接影響信號的高電平，因而影響系統(tǒng)的穩(wěn)定。檢查每個電源輸出管的功耗，保證小于允許功耗，并有余量。要考慮CPU的發(fā)展使負(fù)載電流加大，而加大功耗的影

30、響。在一個系列芯片組主板生產(chǎn)的早期、中期和晚期都要關(guān)注。因?yàn)殡娐返脑O(shè)計(jì)往往未變，但負(fù)載電流的變化，影響輕的，會產(chǎn)生穩(wěn)定性或兼容性問題；影響重的，會產(chǎn)生可靠性問題。由于功耗大產(chǎn)生的可靠性問題根據(jù)大的程度，在調(diào)試階段可表現(xiàn)為元件表面溫度偏高；在生產(chǎn)時表現(xiàn)為千分之幾的損壞；售后表現(xiàn)為高的返修率（月RMA率千分之四以上，或維修時該元件損壞率占維修量的百分之四以上。超過的功耗越多，損壞的比例也越大。設(shè)計(jì)和質(zhì)量控制要密切關(guān)注些跡象。盡快發(fā)現(xiàn)設(shè)計(jì)上的缺陷，而不是把問題不加分析地歸于元件生產(chǎn)廠（要計(jì)算最壞情況的功耗、測試電流，與廠家規(guī)格書比較后，再作判斷）。使用不當(dāng)?shù)膯栴}容易表現(xiàn)為廠家批次的問題。線性電源的輸

31、出功率管一定要工作在放大區(qū)；而開關(guān)電源的上管和下管必需工作在深度飽和區(qū)或截止區(qū)。MOS開關(guān)管的通導(dǎo)電阻與溫度、電流和Vgs有關(guān)。而上管的Vgs一般小于下管的Vgs。若PWM驅(qū)動級芯片的Vcc與上管漏極電壓相同，則要用自舉電路提高上管的Vgs驅(qū)動級的功耗大，要考慮由它引起的溫升。功率管的熱阻RQJC (與元件有關(guān)) 引腳尺寸和材料 引腳數(shù) 晶片尺寸 晶片粘著的材料 注塑封裝的尺寸與材料RQCA ( 與使用條件和環(huán)境有關(guān) ) 焊盤尺寸,材料,形裝和位置 元件在PCB上的位置 連線的寬度與長度 PCB的尺寸與材料 上下銅皮間的過孔數(shù) 氣流的速度和流量 環(huán)境溫度 相鄰的發(fā)熱源等對上端 MOS管, 通導(dǎo)

32、時的柵-源極間電壓 Vgs = Vg-Vs =11-5 = 6V參照上面曲線, Vgs=6V20A時比例系數(shù)為1.1。 FDB7030BLVgs為6V，源漏電流為20A時 RdsonVgs6v 為避免 Rdson_Vgs6v = 1.1 x Rdson_Vgs10 = 1.1 x 8.5m = 9.35m通導(dǎo)電阻Rdson隨Vgs 和ID電流的變化。以測試點(diǎn)Vgs = 10v；ID = 60A 時的Rdson為基準(zhǔn)，比例系數(shù)為1。通導(dǎo)電阻隨結(jié)溫的變化：對FDB7030BL，若工作結(jié)溫在100C時的Rdson為25 C 時 Rdson 的 1.3倍。 因此 FDB7030BL Vgs=6V, T

33、j=100 C, ID=20A條件下 Rdson = 1.3 X 9.35m = 12.16m在計(jì)算通導(dǎo)功耗時必需考慮驅(qū)動電壓、電流和溫度對Rdson的影響。估算電流時必需考慮電流的不平衡。以保證開關(guān)管正常長期穩(wěn)定工作。通導(dǎo)電阻Rdson隨溫度的變化。以測試點(diǎn)Vgs = 10v；ID = 60A 時的Rdson為基準(zhǔn)，比例系數(shù)為1。MOSMOS功率管前級驅(qū)動的功率功率管前級驅(qū)動的功率 VGSQG (nC)RDS(ON) (m)52217.5HUF76129123814.05388.2HUF7613912656.500.511.520.20.40.60.81Frequency (MHz)Powe

34、r (W)0.8Upper MOSFET: HUF76129Lower MOSFET: HUF76139VUP= VLOW= 12VVUP= 5VVLOW= 12VVUP= VLOW= 5V85.0VQVQFPLOWLOWUPUPSWDRIVE影響開關(guān)頻率的因素驅(qū)動功勞 開關(guān)損耗銅皮等導(dǎo)體損耗 SOP 8封裝的功耗 800mW驅(qū)動前級與PWM芯片是否集成在一起，要考慮驅(qū)動功耗對芯片溫度的影響。若要再提高開關(guān)頻率四、 PCB設(shè)計(jì)要注意的問題- PCB設(shè)計(jì)時電源電路及其電流輸出電流通路（電源輸出到使用電源的器件和地的回路）的分 布電阻。一定的尺寸的銅線或過孔只允許通過有限的電流。通電流時，線和過孔的電阻發(fā)熱引 起的溫升，限定了線和過孔允許通過電流。若穩(wěn)升10 線寬與電流的關(guān)系和鉆孔孔徑與電流 的關(guān)系：線寬（mil）： 5 6 8 10 15 20 30 25 50 100電流（ A）：0.4 0.5 0.75 0.85 1.0 1.4 1.7 1.9 3.3 4.6鉆孔孔徑（mil）： 14 20 37 70 90 電流 （ A ） ： 1.6 2.8 4.2 6.5 7.5 要估算各電源線和地線（包栝大電流的信號線）的峰值電流和最大平均電流，根據(jù)電流大小確 定最小線寬和過孔孔徑及最少