無(wú)線通信系統(tǒng)物理層的傳輸方案設(shè)計(jì)

1、（無(wú)線局域網(wǎng)場(chǎng)景）一、PBL問(wèn)題二：試設(shè)計(jì)一個(gè)完整的無(wú)線通信系統(tǒng)物理層的傳輸方案，要求滿足以下指標(biāo):1. Data rate ：54Mbps, Pe<=10-5 with Eb/N0 less than 25dB2. 20 MHz bandwidth at 5 GHz frequency band3. Channel model ：設(shè)系統(tǒng)工作在室內(nèi)環(huán)境，有4條徑，無(wú)多普勒頻移，各徑的相對(duì)時(shí)延為：0 2 4 6，單位為100ns ，多徑系數(shù)服從瑞利衰落，其功率隨時(shí)延變化呈指數(shù)衰減：0 -8 -16 -24。請(qǐng)給出以下結(jié)果：A. 收發(fā)機(jī)結(jié)構(gòu)框圖，主要參數(shù)設(shè)定B. 誤比特率仿真曲線（可假定理想

2、同步與信道估計(jì)）二、系統(tǒng)選擇及設(shè)計(jì)設(shè)計(jì)1、系統(tǒng)要求20MHz帶寬實(shí)現(xiàn)5GHz頻帶上的無(wú)線通信系統(tǒng)；速率要求: R=54Mbps；誤碼率要求: Pe <=10 (-5)。2、方案選取根據(jù)參數(shù)的要求，選擇802.11a作為方案的基準(zhǔn)，并在此基礎(chǔ)上進(jìn)行一些改進(jìn)，使實(shí)際的系統(tǒng)達(dá)到設(shè)計(jì)要求。802.11a中對(duì)于數(shù)據(jù)速率、調(diào)制方式、編碼碼率及OFDM子載波數(shù)目的確定如表 1 所示。Data rate(Mbits/s)ModulationCoding rate(R)Code bits per subcarrier(NBPSC)Coded bits per OFDM symbolData bits pe

3、r OFDM symbol(NDPSC)6BPSK1/2148249BPSK3/41483612QPSK1/22964818QPSK3/4296722416-QAM1/24192963616-QAM3/441921444864-QAM2/362881925464-QAM3/46288216表1 802.11a定義的數(shù)據(jù)速率、調(diào)制方式、編碼碼率及OFDM子載波數(shù)目的與時(shí)延擴(kuò)展、保護(hù)間隔、循環(huán)前綴及OFDM符號(hào)的持續(xù)時(shí)間相關(guān)的參數(shù)如表 2 所示。ParameterValueNSD:Number of data subcarries48NSP:Number of pilot subcarries4N

4、ST:Number of subcarries,total52(NSD+NSP)F:Subcarrier frenquency spacing0.3125MZ(=20MHz/64)TFFT:IFFT/FFT period3.2s(1/F)TPREAMBLE:PLCP preamble duration16s(TSHORT+TLONG)TSIGNAL:Duration of the SIGNAL BPSK-OFDM symbol4.0s(TG1+TFFT)TG1:G1 duration0.8s(TFFT/4)TG2:G2 duration1.6s(TFFT/2)TSYM:Symbol inter

5、val4s(TG1+TFFT)TSHORT:Short training sequence duration8s(10*TFFT/4)TLONG:Long training sequence duration8s(TG2+2*TFFT)表2 1802.11a定義的與時(shí)延擴(kuò)展、保護(hù)間隔、循環(huán)前綴及OFDM符號(hào)的持續(xù)時(shí)間相關(guān)的參數(shù)參考標(biāo)準(zhǔn)選擇OFDM系統(tǒng)來(lái)實(shí)現(xiàn)，具體參數(shù)的選擇如下述。3、OFDM簡(jiǎn)介OFDM的基本原理是將高速信息數(shù)據(jù)編碼后分配到并行的N個(gè)相互正交的子載波上，每個(gè)載波上的調(diào)制速率很低(1/N)，調(diào)制符號(hào)的持續(xù)間隔遠(yuǎn)大于信道的時(shí)間擴(kuò)散，從而能夠在具有較大失真和突發(fā)性脈沖干擾環(huán)境下對(duì)傳輸

6、的數(shù)字信號(hào)提供有效的保護(hù)。OFDM系統(tǒng)對(duì)多徑時(shí)延擴(kuò)散不敏感，若信號(hào)占用帶寬大于信道相干帶寬，則產(chǎn)生頻率選擇性衰落。OFDM的頻域編碼和交織在分散并行的數(shù)據(jù)之間建立了聯(lián)系，這樣，由部分衰落或干擾而遭到破壞的數(shù)據(jù)，可以通過(guò)頻率分量增強(qiáng)的部分的接收數(shù)據(jù)得以恢復(fù)，即實(shí)現(xiàn)頻率分集。OFDM克服了FDMA和TDMA的大多數(shù)問(wèn)題。OFDM把可用信道分成了許多個(gè)窄帶信號(hào)。每個(gè)子信道的載波都保持正交，由于他們的頻譜有1/2重疊，既不需要像FDMA那樣多余的開(kāi)銷，也不存在TDMA 那樣的多用戶之間的切換開(kāi)銷。過(guò)去的多載波系統(tǒng)，整個(gè)帶寬被分成N個(gè)子信道，子信道之間沒(méi)有交疊，為了降低子信道之間的干擾，頻帶與頻帶之間采

7、用了保護(hù)間隔，因而使得頻譜利用率降低，為了克服這種頻帶浪費(fèi)，OFDM采用了N個(gè)交疊的子信道，每個(gè)子信道的波特率是1/T，子信道的間隔也是1/T，這時(shí)各個(gè)子載波之間是正交的，因而在收端無(wú)需將頻譜分離即可接收。由于OFDM允許子載波頻譜混疊，其頻譜效率大大提高，因而是一種高效的調(diào)制方式。OFDM的頻譜如圖1所示。圖1 OFDM信號(hào)的頻譜示意圖可以證明這種正交的子載波調(diào)制可以用IFFT來(lái)實(shí)現(xiàn)。需要指出的是OFDM既是一種調(diào)制技術(shù)，也是一種復(fù)用技術(shù)。圖2給出了OFDM的系統(tǒng)框圖，在系統(tǒng)中調(diào)制解調(diào)是使用FFT和IFFT來(lái)實(shí)現(xiàn)的。圖2 OFDM系統(tǒng)框圖3、參數(shù)確定在OFDM系統(tǒng)設(shè)計(jì)中，需要折中考慮各種系統(tǒng)

8、要求，這些需求常常是矛盾的。通常有3個(gè)主要的系統(tǒng)要求需要重點(diǎn)考慮：系統(tǒng)帶寬W、業(yè)務(wù)數(shù)據(jù)速率R及多徑時(shí)延擴(kuò)展，包括時(shí)延擴(kuò)展的均方根和最大值。按照這3個(gè)系統(tǒng)參數(shù)，設(shè)計(jì)步驟可分為3步。首先，確定保護(hù)時(shí)間。多徑時(shí)延擴(kuò)展直接決定了保護(hù)時(shí)間的大小。作為重要的設(shè)計(jì)準(zhǔn)則,保護(hù)時(shí)間至少是多徑時(shí)延擴(kuò)展的均方根的2-4倍,即(2-4) 。保護(hù)時(shí)間的取值依賴于系統(tǒng)的信道編碼與調(diào)制類型。高階調(diào)制（如64QAM）比低階調(diào)制（如QPSK）對(duì)于ICI和ISI的干擾更加敏感。，而編碼的糾錯(cuò)能力過(guò)目越強(qiáng)，越能降低這種對(duì)干擾的敏感特性。一旦保護(hù)時(shí)間確定，則OFDM的符號(hào)周期也就確定就可以確定，其中T表示IFFT的積分時(shí)間，其倒數(shù)就

9、是相鄰載波的間隔，即。為了盡可能地減小由于保護(hù)時(shí)間造成的信噪比的損失，一般要求符號(hào)周期遠(yuǎn)大于保護(hù)時(shí)間。但是，符號(hào)持續(xù)時(shí)間并不是越長(zhǎng)越好，因這符號(hào)持續(xù)時(shí)間越長(zhǎng)，則意味著需要的子載波數(shù)目越多，相鄰子載波機(jī)的間隔就會(huì)越小，增加了收發(fā)信機(jī)的實(shí)現(xiàn)復(fù)雜度，并且系統(tǒng)對(duì)于相位噪聲和頻率偏移更加敏感，還增大了系統(tǒng)的峰值-平均功率（PAPR）。在實(shí)際系統(tǒng)設(shè)計(jì)中，OFDM符號(hào)周期至少是保護(hù)時(shí)間的5倍，這就意味著，由于引入了冗余時(shí)間，信噪比會(huì)損失1dB左右。確定了保護(hù)時(shí)間和符號(hào)周期后，就需要在3dB的帶寬內(nèi)，決定子載波的數(shù)目。一種方法是直接計(jì)算，即。另一種方法是，載波數(shù)目可以根據(jù)總數(shù)據(jù)比特速率除以每個(gè)子載波承載的比特

10、速率得到。子載波的比特速率與調(diào)制類型、編碼碼率和符號(hào)速率都在關(guān)系。本系統(tǒng)采用第二種方法確定子載波的數(shù)目具體的參數(shù)如下所示：參數(shù)設(shè)計(jì)說(shuō)明symbol_num = 10000發(fā)送的符號(hào)數(shù)（number of symbols to be transmitted ）fp = 5e9中心頻率（central frequency ）fc = 20e6抽樣頻率（sampling frequency）Ts= 50e-9抽樣時(shí)間（sampling time）T0= 2.4e-6data length (=48*50e-9)TP= 0.8e-6cyclic prefix (=16*50e-9)TG = 0.8e-

11、6total guard time (=16*50e-9T=T0+TP+TGOFDM符號(hào)周期4000ns：（滿足TP/T=20%）A = 1amplitude of the rectangular impulse responseN = 64number of carriers of the OFDM system1） 首先計(jì)算信息量。由R達(dá)到54Mbps可以得到每個(gè)OFDM塊需要承載的信息量為：54*106*4*10(-9) = 216bit2） 選擇調(diào)制方式。采用64QAM調(diào)制，一個(gè)子載波6bit則需要216/6 = 36個(gè)子載波。3） 編碼。采用3/4碼率的卷積碼編碼，所需子載波數(shù)目為3

12、6/(3/4)=48個(gè)。4） 計(jì)算傳輸速率：R=(48*6bit*3/4)/(4000*10(-9)=54Mbps以上設(shè)計(jì)滿足系統(tǒng)的要求。三、系統(tǒng)實(shí)現(xiàn)1、收發(fā)機(jī)框圖根據(jù)上述系統(tǒng)設(shè)計(jì)，收發(fā)機(jī)框圖設(shè)計(jì)如下圖所示：圖3 收發(fā)機(jī)框圖2、系統(tǒng)模塊接口數(shù)據(jù)產(chǎn)生： data_transmit=randint(1,num*symbol_num);卷積碼編碼： trel=poly2trellis(3 3 3,7 7 0 4;3 2 7 4;0 2 3 7); data_conv,fstate = convenc(data_transmit,trel);64QAM調(diào)制：data_mod=modulate(data

13、_conv);64QAM解調(diào)：data_demod=demodulate(data_fft_ps);卷積碼譯碼： tblen = 3*1000; % Traceback length data_receive = vitdec(data_vitdec_in,trel,tblen,'trunc','soft',1)。3、程序流程圖根據(jù)系統(tǒng)設(shè)計(jì)和收發(fā)機(jī)框圖，編碼實(shí)現(xiàn)該系統(tǒng)。程序流程如下圖所示：圖4 程序流程圖4、程序清單（見(jiàn)附錄）四、系統(tǒng)仿真結(jié)果及分析1、64QAM的星座圖：圖5 16QAM星座圖圖6 64QAM仿真圖2、經(jīng)過(guò)多徑信道的信號(hào)波形：圖7 經(jīng)過(guò)多徑信道后

14、的輸出波形3、在多徑信道中疊加AGWN后的波形：圖7 疊加AGWN后的輸出波形4、均衡前：圖8 均衡前的波形5、均衡后：圖9 均衡后的波形均衡后各點(diǎn)的幅度變化范圍在-7，+7之間，這與星座點(diǎn)取值(-7-7j,+7+7j)有關(guān)。6、誤比特率曲線：圖10 誤比特率誤比特率，利用轉(zhuǎn)換公式，得到。五、總結(jié)1、系統(tǒng)設(shè)計(jì)總結(jié)根據(jù)Matlab程序運(yùn)行后的仿真結(jié)果，可以得到驗(yàn)證，即：我們所設(shè)計(jì)的OFDM系統(tǒng)可以滿足系統(tǒng)設(shè)計(jì)要求：20MHz帶寬實(shí)現(xiàn)5GHz頻帶上的無(wú)線通信系統(tǒng)；速率要求: R=54Mbps；誤碼率要求: Pe <=10 (-5)。2、設(shè)計(jì)中遇到的問(wèn)題和解決1）時(shí)域均衡時(shí)間的選擇由數(shù)字信號(hào)處

15、理的理論可知，只有時(shí)域的循環(huán)卷積，才等效為頻域的線性相乘。所以，均衡的位置應(yīng)該在去CP之后，而不能在一開(kāi)始就進(jìn)行頻域均衡，因?yàn)橐婚_(kāi)始不是循環(huán)卷積，不能等效為頻域的線性乘法。因此，頻域均衡位置應(yīng)該在去CP之后，F(xiàn)FT正好是去CP之后，所以可以在FFT之后進(jìn)行頻域均衡。2）噪聲能量的計(jì)算原理文獻(xiàn)所給的Eb/N0是指接收端的信噪比，加噪聲要根據(jù)Eb的值算出對(duì)應(yīng)的噪聲?？梢栽诮?jīng)歷框圖的每一模塊時(shí)，看其能量是否發(fā)生了變化，并將其歸一化，保證系統(tǒng)是無(wú)源的系統(tǒng)，不會(huì)因此而影響輸出結(jié)果。注意的是FFT和IFFT可以對(duì)輸入它的信號(hào)能量進(jìn)行改變，要進(jìn)行一些處理。如信號(hào)進(jìn)行IFFT之后的能量會(huì)減小為原來(lái)的1/N，要

16、對(duì)其進(jìn)行能量的計(jì)算，而FFT之后，信號(hào)的能量會(huì)增大為原來(lái)的N倍，也要進(jìn)行能量計(jì)算，保證信號(hào)通過(guò)的都是無(wú)源的模塊。OFDM能否克服樣值間干擾，樣值干擾與ICI OFDM消除干擾是在頻域中進(jìn)行的，因?yàn)檠h(huán)卷積就等于頻域的線性相乘，沒(méi)有收入干擾。所提這里的樣值干擾是指時(shí)域上的干擾，在時(shí)域看來(lái)是有干擾的，并不能消除它；在頻域看來(lái)，各個(gè)子載波是獨(dú)立的，沒(méi)有相互間的干擾，即沒(méi)有ICI。OFDM消除干擾是在頻域中進(jìn)行的，因?yàn)檠h(huán)卷積就等于頻域的線性相乘，沒(méi)有收入干擾。所提這里的樣值干擾是指時(shí)域上的干擾，在時(shí)域看來(lái)是有干擾的，并不能消除它；在頻域看來(lái)，各個(gè)子載波是獨(dú)立的，沒(méi)有相互間的干擾，即沒(méi)有ICI。因此，

17、OFDM系統(tǒng)在時(shí)域上是有樣值干擾的，但是在頻域上沒(méi)有ICI的。附錄1、 主程序：文件名：run.m%-無(wú)線通信系統(tǒng)實(shí)現(xiàn)-% *% 一、系統(tǒng)要求：% *% 實(shí)現(xiàn)20MHz帶寬5GHz頻帶上的無(wú)線通信系統(tǒng)% 滿足速率要求: R=54Mbps;% 誤碼率要求: 在 25dB信噪比條件下,Pe <=10 (-5);%*% 二、參數(shù)確定：% *% symbol_num = 10000; % 發(fā)送的符號(hào)數(shù)% fp = 5e9; %中心頻率% fc = 20e6; % 抽樣頻率% Ts = 50e-9 %抽樣時(shí)間% T0 = 2.4e-6; % 數(shù)據(jù)長(zhǎng)度 (=48*50e-9)% TP = 0.8e-

18、6; % cyclic prefix (=16*50e-9)% TG = 0.8e-6; % total guard time (=16*50e-9)% T=T0+TP+TG; % OFDM符號(hào)周期4000ns：（滿足TP/T=20%）% A = 1; % amplitude of the rectangular impulse response% N = 64; % number of carriers of the OFDM system% -% 由R達(dá)到54Mbps可以得到每個(gè)OFDM塊需要承載的信息量為：% 54*106*4*10(-9)=216bit，采用64QAM星座映射，% 一個(gè)

19、載波承載6bit，僅需36個(gè)子載波，采用3/4 碼率，% 所需的子載波數(shù)為48.此時(shí)可達(dá)到的傳輸速率為% R=(48*6bit*3/4)/(4000*10(-9)=54Mbps, 符合系統(tǒng)要求。% R=3/4; %編碼效率% *clear all;close all;clc;data_carrier_num=48;carrier_num=64;R=3/4; %卷積碼的編碼效率i1=0; % 中間變量err_ratio=zeros(1,31);for EbN0dB=0:1:30 sum_xu=0; for loop=1:100 symbol_num=10000; % 符號(hào)個(gè)數(shù) cp_len=16

20、; % 循環(huán)前綴長(zhǎng)度 % 數(shù)據(jù)產(chǎn)生 num=64*6*3/4; data_transmit=randint(1,num*symbol_num); % 卷積碼編碼 trel=poly2trellis(3 3 3,7 7 0 4;3 2 7 4;0 2 3 7); data_conv,fstate = convenc(data_transmit,trel); % 采用64QAM調(diào)制 data_mod=modulation(data_conv); % 數(shù)據(jù)經(jīng)過(guò)IFFT變換 data_ifft_in=reshape(data_mod,64,length(data_mod)/64); data_ifft

21、_out=ifft(data_ifft_in); % 加CP data_cp=data_ifft_out(size(data_ifft_out,1)-cp_len+1:end),:);data_ifft_out; data_ps=reshape(data_cp,1,size(data_cp,1)*size(data_cp,2); % 輸出符號(hào)能量的歸一化 data_ps=data_ps.*8; Es=1; Eb=Es*1/R*80/64*1/6; N0=Eb./10(EbN0dB/10); sigma=sqrt(N0/2); % % - 數(shù)據(jù)經(jīng)過(guò)信道(down)-% symbol_input=

22、data_ps; % 每徑時(shí)延功率【0 -8 -16 -24】dB 轉(zhuǎn)化成功率值 atten_power = 1 0.1585 0.0251 0.0040; % 50ns樣點(diǎn)間隔 每徑時(shí)延【0 200 400 600】ns 轉(zhuǎn)化成樣點(diǎn)數(shù)表示 path_delay = 0 4 8 12; % 求信號(hào)幅度衰減，并歸一化總功率 atten = sqrt( atten_power ); atten = atten./sqrt(sum(atten.*conj(atten); % 輸出樣值序列 output = zeros(1,length(symbol_input)+ max(path_delay);

23、h = zeros(1,max(path_delay)+1); for k = 1:length(path_delay) signal=symbol_input.*atten(k); output=output+zeros(1,path_delay(k),signal,zeros(1,max(path_delay)-path_delay(k); h=h+zeros(1,path_delay(k),atten(k),zeros(1,max(path_delay)-path_delay(k); end symbol_output=output; % %- 數(shù)據(jù)經(jīng)過(guò)信道(up)-% %-add no

24、ise (down)-% output=symbol_output+sigma.*randn(1,length(symbol_output)+i*sigma.*randn(1,length(symbol_output); output=output(1:length(symbol_input); %-add noise (up)-% % 去CP temp=reshape(output,cp_len+carrier_num,length(output)./(cp_len+carrier_num); data_fft_in=temp(cp_len+1:end,:); % FFT變換 data_ff

25、t_out=fft(data_fft_in); %-頻域均衡(down)-% h_t=h,zeros(1,carrier_num-length(h)' H=fft(h_t); data_balance=zeros(size(data_fft_out); for m1=1:size(data_fft_out,2) data_balance(:,m1)=data_fft_out(:,m1)./H; end %-頻域均衡(up)-% % 64QAM解調(diào) data_fft_ps=reshape(data_balance,1,size(data_balance,1)*size(data_bala

26、nce,2); data_fft_ps=data_fft_ps./8; data_demod=demodulation(data_fft_ps); data_vitdec_in=data_demod; % 卷積碼譯碼 tblen = 3*100; % Traceback length data_receive = vitdec(data_vitdec_in,trel,tblen,'trunc','soft',1); %soft decision sum_xu=sum_xu+sum(abs(data_receive-data_transmit); end i1=i

27、1+1; err_ratio(i1)=sum_xu./(num*symbol_num*loop);endsemilogy(0:1:30,err_ratio);hold on;semilogy(0:1:30,err_ratio,'*');grid on;2、函數(shù)模塊： 64QAM調(diào)制函數(shù)：文件名：modulation.mfunction mod_out=modulation(mod_in)if rem(length(mod_in),6)=0 %如果輸入二進(jìn)制序列數(shù)不是6的倍數(shù)則進(jìn)行補(bǔ)零操作 mod_in=zeros(1,6-rem(length(mod_in),6),mod_in

28、;endmod_out=zeros(1,length(mod_in)/6);R=reshape(mod_in,6,length(mod_in)/6); %將輸入序列變換為行數(shù)為6的矩陣形式B2D=bi2de(R','left-msb')+1; %將二進(jìn)制數(shù)轉(zhuǎn)換為十進(jìn)制數(shù)Temp=-7-7*j -7-5*j -7-j -7-3*j -7+7*j -7+5*j -7+j -7+3*j. -5-7*j -5-5*j -5-j -5-3*j -5+7*j -5+5*j -5+j -5+3*j. -1-7*j -1-5*j -1-j -1-3*j -1+7*j -1+5*j -1

29、+j -1+3*j. -3-7*j -3-5*j -3-j -3-3*j -3+7*j -3+5*j -3+j -3+3*j. 7-7*j 7-5*j 7-j 7-3*j 7+7*j 7+5*j 7+j 7+3*j. 5-7*j 5-5*j 5-j 5-3*j 5+7*j 5+5*j 5+j 5+3*j. 1-7*j 1-5*j 1-j 1-3*j 1+7*j 1+5*j 1+j 1+3*j. 3-7*j 3-5*j 3-j 3-3*j 3+7*j 3+5*j 3+j 3+3*j ./sqrt(42); %星座映射矩陣for i=1:length(mod_in)/6 mod_out(i)=Temp(B2D(i);endscatterp