削峰和數(shù)字預(yù)失真原理及其運(yùn)用

1、削峰與數(shù)字預(yù)失真原理及其運(yùn)用序號(hào)主要修訂內(nèi)容編者/修訂日期版本123456789 目錄目錄3第一章：數(shù)字預(yù)失真原理及其運(yùn)用51功放線性化技術(shù)的引入52射頻功放非線性失真的表征62.1射頻功放中的三類失真62.2多項(xiàng)式系統(tǒng)模型72.3AM-AM & AM-PM模型82.4ACPR與EVM112.5PA的記憶效應(yīng)簡介11記憶效應(yīng)的定義11電學(xué)記憶效應(yīng)13熱學(xué)記憶效應(yīng)133功放的線性化技術(shù)143.1功率回退143.2前饋線性功放143.3預(yù)失真線性功放144數(shù)字預(yù)失真（DPD）原理164.1數(shù)字預(yù)失真原理164.2數(shù)字預(yù)失真的實(shí)現(xiàn)17PA的模型18數(shù)字預(yù)失真的實(shí)現(xiàn)架構(gòu)19DPD模型參數(shù)的自適

2、應(yīng)過程20基于LUT的數(shù)字預(yù)失真實(shí)現(xiàn)215DPD的運(yùn)用225.1DPD在無線系統(tǒng)中的位置225.2DPD提高系統(tǒng)的指標(biāo)23第二章：削峰原理及其運(yùn)用246削峰技術(shù)引入的目的256.1峰均比定義及測量256.2CCDF的數(shù)學(xué)表示267削峰的主要指標(biāo)277.1削峰后的PAR277.2誤差矢量幅度EVM287.3峰值碼域誤差(PCDE)297.4鄰道泄漏功率比(ACPR)298常用的削峰方法298.1單載波削峰方法29基帶I/Q獨(dú)立和幅度削峰算法30基帶預(yù)補(bǔ)償削峰算法30IF硬削峰算法30匹配濾波器DIF基本削峰算法31匹配濾波IF脈沖抵消算法318.2多載波削峰方法32基帶I/Q獨(dú)立和幅度削峰32D

3、IF合波后硬削峰33DIF合波后匹配濾波基本削峰方法33DIF合波后匹配濾波脈沖抵消削峰方法34DIF合波后窗函數(shù)削峰方法348.3目前主流的削峰算法369削峰CFR的運(yùn)用3610術(shù)語、定義和縮略語3710.1術(shù)語、定義3710.2縮略語38第一章： 數(shù)字預(yù)失真原理及其運(yùn)用1 功放線性化技術(shù)的引入射頻功率放大器（Power Amplifier，以下簡稱PA）已經(jīng)成為移動(dòng)通信系統(tǒng)的一個(gè)瓶頸。它的基本功能是按一定的性能要求將信號(hào)放大到一定的功率。由于在大功率狀態(tài)下工作，它消耗了系統(tǒng)的大部分功率，因此，整個(gè)系統(tǒng)的效率主要由PA發(fā)射信號(hào)時(shí)的效率決定。在第一代移動(dòng)通信系統(tǒng)中（NMT），由于采用了恒定包絡(luò)

4、的調(diào)制方式，故沒有嚴(yán)格的線性度的要求，所以可以采用高效率的PA，即使這樣，也有85的系統(tǒng)功率消耗在PA上（指在最大功率狀態(tài)下）；在第二代移動(dòng)通信系統(tǒng)GSM中，采用了時(shí)分雙工，并仍然采用了恒定包絡(luò)調(diào)制，由于存在突發(fā)時(shí)隙功率漸升/降（Power Ramping）的問題，對線性度的要求稍高，這會(huì)稍微損失一點(diǎn)效率，但是考慮到PA只在八分之一的時(shí)間內(nèi)是處于工作狀態(tài)的，因此，PA效率對整機(jī)效率的影響程度大大降低了；在第三代移動(dòng)通信系統(tǒng)（以下簡稱3G，包括W-CDMA，cdma2000等）中，為了提高頻譜效率，采用了復(fù)雜的線性調(diào)制方式，由于其幅度也攜帶信息，因此需要線性放大，另外，在3G系統(tǒng)中通常采用的是連

5、續(xù)發(fā)射（指頻分雙工系統(tǒng)），所以PA在系統(tǒng)中扮演的角色就顯得特別重要。從PA的角度來看，現(xiàn)代移動(dòng)通信系統(tǒng)面臨的困難來自頻譜效率的要求，高的頻譜效率要求有高的線性度?，F(xiàn)代RF PA的研究重點(diǎn)是如何在保持一個(gè)合適的功率效率的同時(shí)改善放大器的線性度。為了達(dá)到這個(gè)目的，除了優(yōu)化PA本身的設(shè)計(jì)，即內(nèi)部的線性化技術(shù)（Internal Linearization）以外，研究者還廣泛采取前饋、預(yù)失真與反饋等外部線性化技術(shù)（External Linearization）。由此各種PA的線性化技術(shù)因應(yīng)而生。概括而言，PA的線性化技術(shù)引入歷程如下圖1.1所示，另外無論線性化技術(shù)的方法有多少種，目的無外乎以下兩個(gè)： 1

6、：改善信號(hào)的帶內(nèi)（EVM）和帶外(ACPR)的性能； 2：提高PA的效率，從而降低系統(tǒng)成本，提高產(chǎn)品競爭力。 圖 1.1 PA線性化技術(shù)的引入歷程2 射頻功放非線性失真的表征如果一個(gè)系統(tǒng)的輸出是輸入的非線性函數(shù)，則認(rèn)為這個(gè)系統(tǒng)就是一個(gè)非線性的系統(tǒng)?？梢杂泻芏喾椒▉肀碚饕粋€(gè)非線性系統(tǒng)，最常用的有：多項(xiàng)式模型；AM-AM&AM-PM轉(zhuǎn)換模型；ACPR與EVM；Volterra模型等等。2.1 射頻功放中的三類失真通常，A類與AB類放大器中存在著以下三類失真：第一類，也是“最簡單”的幅度失真，就是放大器的增益壓縮現(xiàn)象，即AM-AM失真，可以采用非線性的多項(xiàng)式模型來表征放大器的這種特性；第二類

7、，是放大器的相位失真，即AM-PM失真，可以采用貝塞爾函數(shù)或三角函數(shù)來表征這種失真，下面的AM-AM&AM-PM模型將描述這類失真；以上兩種失真都是針對放大器在單一頻點(diǎn)或窄帶時(shí)的非線性行為，如果放大器工作在寬帶下，單獨(dú)用AM-AM和AM-PM失真便不足以描述放大器的全部失真行為，在這種情況下，還要計(jì)入以下兩類非線性失真：第三類，由放大器的熱學(xué)和電學(xué)記憶效應(yīng)引起的失真即電學(xué)記憶效應(yīng)和熱學(xué)記憶效應(yīng)。2.2 多項(xiàng)式系統(tǒng)模型在多項(xiàng)式系統(tǒng)模型中，設(shè)用下式來描述放大器的非線性：（1）設(shè)輸入信號(hào)（雙音信號(hào)1<2）為：（2）則輸出信號(hào)為： 其頻譜（功率譜）如下圖2.1所示：圖2.1 由非線性導(dǎo)致

8、的再生頻譜，其中虛線代表AM-AM轉(zhuǎn)換分量在過濾掉無用的諧波頻率成分后（這些頻率分量因?yàn)檫h(yuǎn)離基頻，都很容易被過濾掉），就剩下基頻分量與互調(diào)分量（互調(diào)分量與基頻相隔很近，很難濾除，再加上要考慮到系統(tǒng)的中心頻率需要在不同的頻道上來回切換，所以任何濾波的方法都不在考慮之列），其中，基頻分量F1為：（3）互調(diào)分量IM3為：（4）一般放大器都會(huì)呈現(xiàn)某種程度的增益飽和特性，所以a3為負(fù)數(shù)，因此基頻分量會(huì)較無非線性失真時(shí)小一些（由于能量守恒?。?。這樣的頻譜有一個(gè)特性，那就是其頻譜的上邊帶與下邊帶完全對稱。這個(gè)模型最大的缺點(diǎn)是系統(tǒng)的非線性只與輸入信號(hào)的幅度有關(guān)，而與其頻率與帶寬無關(guān)。所以這種模型又被稱作實(shí)際系

9、統(tǒng)的“窄帶模型”。要注意的是，這里的系數(shù)ai都是復(fù)系數(shù)。這些系數(shù)由對測量數(shù)據(jù)的擬合得到。2.3 AM-AM & AM-PM模型AM-AM & AM-PM模型也常被用來描述放大器的非線性。放大器輸入信號(hào)幅度的變化一方面影響到放大器輸出信號(hào)的幅度，同時(shí)也影響到放大器輸出信號(hào)的相位。這種方法的優(yōu)點(diǎn)是AM-AM與AM-PM數(shù)據(jù)很容易從試驗(yàn)中得到。但是它是基于基頻測量的，所以只適合于窄帶的情況。對于AM-AM失真，無論是試驗(yàn)研究還是理論研究都已經(jīng)很充分了（研究起來也簡單一些），我們這里重點(diǎn)分析AM-PM失真。在分析之前，我們假設(shè)AM-AM失真將導(dǎo)致這樣的信號(hào)：（5）這里是調(diào)制信號(hào)，分別是

10、三階與五階失真系數(shù)，這里用到了包絡(luò)分析。因?yàn)閷M-PM效應(yīng)來說，信號(hào)相位的變化是信號(hào)調(diào)制頻率的兩倍，所以設(shè)信號(hào)具有如下形式（先不考慮幅度失真，以下的分析稍微有些繁瑣）： （6）將其展開，得（假設(shè)很?。?（7）其中，（8）（9）（10）利用貝塞耳級數(shù)展開式（11）（12）又因?yàn)橛校核陨蟽墒竭€可以寫為：（13）（14）一般的，如果只研究截至到五階的非線性，則對于只取前兩項(xiàng)（k=0，1），對于也只取前兩項(xiàng)（k=1，2）。這里將不在詳細(xì)分析，直接給出結(jié)論，如果僅僅考慮AM-PM失真時(shí)有如下結(jié)論：1：僅僅考慮相位失真時(shí)最終的失真分量是兩個(gè)正交分量的矢量疊加；2：失真分量而且上邊帶IMD的幅度與相位

11、等于下邊帶IMD的幅度與相位。如果同時(shí)考慮AM-AM失真與AM-PM失真,且假設(shè)幅度失真與相位失真是同相的： （15）有如下結(jié)論：1：失真分量的上邊帶和下邊帶具有相同的幅度和相位；2：低階失真分量受到高階失真分量的影響；如果同時(shí)考慮AM-AM失真與AM-PM失真,且假設(shè)幅度失真與相位失真是不同相的，之間有一個(gè)相位差，則： （16）有如下結(jié)論：1：失真分量的上邊帶和下邊帶具有不相同的幅度和相位；2：低階失真分量受到高階失真分量的影響；以上是理論分析，下面我們來看一些試驗(yàn)數(shù)據(jù)。圖2.2是一個(gè)A類放大器的AM-PM特性的測量數(shù)據(jù)，作為比較，同時(shí)列出的還有將其偏置在淺AB類與深A(yù)B類的測量數(shù)據(jù)。圖2.

12、2 不同類型放大器的相位特性隨輸入功率的變化圖中圓圈代表1dB壓縮點(diǎn)，我們可以看到，A類的相位失真特性最小，在達(dá)到1dB壓縮點(diǎn)之前，相位基本上保持恒定，當(dāng)達(dá)到1dB點(diǎn)后，才開始明顯升高，其最大AM-PM擺幅大約是25度，這對應(yīng)的是完全飽和時(shí)的情況。當(dāng)放大器偏置于AB類時(shí)，相位失真在1dB以下就開始有明顯的增加；而當(dāng)放大器偏置接近B類時(shí)，則表現(xiàn)出對輸入功率水平近似線性的相位變化，這個(gè)變化趨勢一直持續(xù)到1dB壓縮點(diǎn)，然后就是一個(gè)迅速的下降。所以設(shè)計(jì)AB類放大器時(shí)，需要考慮相位失真特性。下面我們分析幅度失真與相位失真對放大器整體線性度的影響。如果只考慮幅度失真，對應(yīng)于25dB的載干C/I比，三階失真

13、系數(shù)約等于0.112；對AM-PM效應(yīng)，如果要產(chǎn)生同樣大小的失真，其相位的最大偏移為0.45弧度，即約25度，對于大多數(shù)放大器，在遠(yuǎn)離1dB壓縮點(diǎn)時(shí)都能滿足這個(gè)指標(biāo)。如果我們完全忽略AM-AM失真，則1度的AM-PM失真對應(yīng)的IM3水平為-53dBc，而且這個(gè)數(shù)按6dB每倍度數(shù)（度數(shù)翻倍，則IM3增加6dB）增加。所以在遠(yuǎn)離1dB壓縮點(diǎn)時(shí)，AM-PM失真對IM3有重要影響。2.4 ACPR與EVMACPR與EVM也是表征線性度的重要指標(biāo)。ACPR描述由于放大器的非線性，導(dǎo)致一部分功率泄漏到相鄰信道中，對于相鄰信道的接收機(jī)來說，它會(huì)增加接收的困難。這些泄漏信號(hào)對于接收而言是完全隨機(jī)的，因而唯一的

14、辦法是指定更加嚴(yán)格的線性度指標(biāo)，即要求放大器有更小的互調(diào)。從放大器的角度而言，EVM是一個(gè)表征整個(gè)系統(tǒng)性能的指標(biāo)，它描述傳輸?shù)男畔⒃诜糯蟮倪^程中是如何發(fā)生失真的，比如說，星座圖上的點(diǎn)偏離了原來的位置，造成了接收誤碼率的上升。與EVM相比，ACPR是一個(gè)更加重要的線性度指標(biāo)。如果放大器的非線性是無記憶的，則EVM與放大器的失真有著簡單對應(yīng)關(guān)系；否則，這樣的對應(yīng)關(guān)系就不存在。因?yàn)镮M對記憶效應(yīng)要比基頻信號(hào)敏感得多，所以研究IM分量的行為（ACPR）比研究基帶信號(hào)的行為（EVM）更有用。2.5 PA的記憶效應(yīng)簡介AM-PM失真都是針對放大器在單一頻點(diǎn)或窄帶時(shí)的非線性行為，如果放大器工作在寬帶下，單獨(dú)

15、用AM-AM和AM-PM失真便不足以描述放大器的全部失真行為，在這種情況下，還要計(jì)入以下兩類非線性失真：電學(xué)記憶效應(yīng)和熱學(xué)記憶效應(yīng)。2.5.1 記憶效應(yīng)的定義系統(tǒng)理論有兩種重要的類別：非線性系統(tǒng)與有記憶（線性或非線性）系統(tǒng)。它們的基本區(qū)別是：非線性系統(tǒng)產(chǎn)生新的頻率分量，而有記憶系統(tǒng)會(huì)改變當(dāng)前信號(hào)的形狀，因?yàn)樗妮敵霾粌H與當(dāng)前時(shí)刻的輸入信號(hào)有關(guān)，而且與此前時(shí)刻的輸入信號(hào)也有關(guān)。線性的有記憶系統(tǒng)可以用常微分方程來描述，其對輸入信號(hào)的響應(yīng)u(t)可以通過計(jì)算輸入信號(hào)與系統(tǒng)的沖擊響應(yīng)函數(shù)的卷積得到：u(t)*h(t)，這里h(t)代表系統(tǒng)的沖擊響應(yīng)。圖2.3 記憶效應(yīng)的分類與定義圖2.3顯示了這兩大系

16、統(tǒng)之間的關(guān)系，其中重疊部分代表了有記憶的非線性系統(tǒng)，這樣的系統(tǒng)對輸入信號(hào)的響應(yīng)可以通過基于多維沖擊響應(yīng)的多維卷積積分來得到（George 1959）。有記憶的非線性系統(tǒng)可以進(jìn)一步劃分成兩個(gè)部分，橫線上面的那一部分在電路分析中經(jīng)常用AM-PM轉(zhuǎn)換來描述，它代表了對有記憶非線性系統(tǒng)的窄帶近似；橫線下面代表的是由變化的信號(hào)帶寬引起的非線性效應(yīng)，在這篇文章，即認(rèn)為這就是記憶效應(yīng)，它與圖2.3中描述的一般的記憶效應(yīng)是有區(qū)別的。這里定義的“記憶效應(yīng)”是由于輸入信號(hào)帶寬的瞬時(shí)變化引起的。任何幅度調(diào)制的信號(hào)都可以用來研究系統(tǒng)的記憶效應(yīng)。但是實(shí)際中有些信號(hào)更加實(shí)用，通常用數(shù)字調(diào)制信號(hào)來衡量PA的線性度；而ACP

17、R衡量的是整個(gè)頻帶上的線性度，也常用它來描述PA的線性度。圖2.4 a）一個(gè)調(diào)制信號(hào)的頻譜與ACP/ACPR的定義；b）變間距變幅度的雙音測量信號(hào)對于PA的設(shè)計(jì)者而言，需要知道造成非線性（ACPR）的原因，所以需要采用變間距變幅度的雙音信號(hào)來測量系統(tǒng)的非線性，觀察失真對幅度變化與雙音間距變化的響應(yīng)。我們有理由相信，如果一個(gè)放大器對變間距變幅度的雙音信號(hào)表現(xiàn)出“良好”行為，則它對一個(gè)寬帶信號(hào)也能表現(xiàn)出類似的“良好”行為。因?yàn)殡p音信號(hào)的間距就等于輸入信號(hào)的調(diào)制帶寬，所以改變這個(gè)間距就可以來研究放大器的記憶效應(yīng)，這是非常方便的一個(gè)辦法，它使得我們可以在任意帶寬下測量放大器的響應(yīng)，使我們能夠區(qū)分出不同

18、機(jī)制造成的非線性，從而使深入研究成為可能。而如果要用一個(gè)數(shù)字調(diào)制信號(hào)來研究放大器的ACPR，我們是很難做到這一點(diǎn)的。圖2.5 放大器中IM3分量的相位，無記憶效應(yīng)（虛線）和有記憶效應(yīng)（實(shí)線）的情況如果一個(gè)雙音信號(hào)加到一個(gè)用三階多項(xiàng)式系數(shù)描述其非線性的窄帶放大器上，可以得到兩個(gè)結(jié)論：（1）IM3不是雙音頻率間隔的函數(shù)；（2）IM3的幅度隨輸入信號(hào)幅度的三次方增加。上圖比較了多項(xiàng)式模型描述的結(jié)果與實(shí)際測量的結(jié)果，發(fā)現(xiàn)在兩者之間存在著很大的差別。在低調(diào)制頻率與高調(diào)制頻率下，IM3的實(shí)際相位都顯著偏離預(yù)測值（低端的記憶效應(yīng)主要由熱學(xué)效應(yīng)引起，高端的記憶效應(yīng)主要由電學(xué)效應(yīng)引起），這說明記憶效應(yīng)確實(shí)存在。

19、為了找到產(chǎn)生記憶效應(yīng)的機(jī)制，必須了解為何實(shí)際的放大器會(huì)偏離由多項(xiàng)式表征的輸入輸出模型，這里僅僅給出簡單的介紹更為詳細(xì)的研究可以參考其他文獻(xiàn)。2.5.2 電學(xué)記憶效應(yīng)電學(xué)的記憶效應(yīng)由在包絡(luò)頻率、基頻、與二次諧波頻率處隨調(diào)制頻率變化的節(jié)點(diǎn)阻抗造成。圖2.6顯示了測量得到的MESFET放大器在DC、基頻、二次諧波頻段的柵節(jié)點(diǎn)阻抗。中心頻率是1.8GHz，最大調(diào)制頻率是20MHz，這意味著DC頻帶需要考慮到20MHz，而基頻頻帶需要考慮從1.77GHz到1.83GHz，因?yàn)檎麄€(gè)IM3頻帶的寬度為60MHz。二次諧波的頻帶需要考慮從3.58GHz到3.62GHz。很容易在整個(gè)基頻頻帶范圍內(nèi)保持阻抗恒定，

20、因?yàn)檫@時(shí)的整個(gè)調(diào)制頻率范圍只是中心頻率的3.3%。同時(shí)，對二次諧波而言，這個(gè)頻率范圍也很窄，只要沒有二次諧波陷阱，是可以保持阻抗恒定的。二次諧波陷阱將導(dǎo)致阻抗大的波動(dòng)，從而產(chǎn)生顯著的記憶效應(yīng)。圖2.6 MESFET放大器ZGG的測量結(jié)果基波與二次諧波只貢獻(xiàn)一小部分記憶效應(yīng)，而主要的記憶效是由包絡(luò)阻抗引起（基頻下與二次諧波頻率下的阻抗變化很小，由此造成的記憶效應(yīng)相對也很?。?。包絡(luò)頻率由DC變化到20MHz，這時(shí)為了避免記憶效應(yīng)，柵阻抗應(yīng)該變化很小，但是實(shí)際情況卻不是這樣。柵阻抗在這個(gè)頻率范圍變化幅度達(dá)2個(gè)數(shù)量級。我們可以得出結(jié)論：通過對放大器的仔細(xì)設(shè)計(jì)，不同端阻抗造成的記憶效應(yīng)是可以限制在只是由

21、于包絡(luò)頻率下阻抗隨頻率的變化這個(gè)來源上。2.5.3 熱學(xué)記憶效應(yīng)熱學(xué)記憶效應(yīng)由熱電耦合造成。放大器的功耗變化會(huì)導(dǎo)致芯片表面溫度的變化，而芯片表面溫度的變化又會(huì)導(dǎo)致放大器特性的變化，從而造成放大器的熱記憶效應(yīng)。決定芯片表面溫度的主要是DC與調(diào)制信號(hào)包絡(luò)。3 功放的線性化技術(shù) 功放線性化技術(shù)主要有以下幾種：3.1 功率回退輸入在P1dB回退一定的量，使功放工作在線性區(qū)，但是由于現(xiàn)在的無線信號(hào)的峰均比較大，若僅使用回退技術(shù)來保證功放的線性，功放的平均輸出功率將低于其P1dB很多，大大地降低了功放的效率，這種方法單獨(dú)使用的意義不大,一般與其它方法結(jié)合使用。3.2 前饋線性功放即采用前饋（Feed Fo

22、rward）抵消的線性化技術(shù)修正HPA非線性造成的互調(diào)失真，自適應(yīng)前饋線性化技術(shù)已經(jīng)很成熟。其原理框圖如下圖3.1所示：圖3.1 前饋線性功放功能框圖前饋技術(shù)具有較高的校準(zhǔn)精度，并且性能較穩(wěn)定，帶寬不受限制，前饋技術(shù)可以取得IMD>30dB的抵消效果，由于它是一種后失真方法，所以對記憶效應(yīng)不敏感。但是由于前饋技術(shù)必須使用輔助放大器來放大失真信號(hào)（誤差信號(hào)），這樣必然大大降低了效率（效率一般只能做到8%左右），提高了成本；并且在具體設(shè)計(jì)中需要對誤差抵消環(huán)的相位延時(shí)進(jìn)行精心調(diào)節(jié)，這對生產(chǎn)和調(diào)試提出了很高的要求；如果出現(xiàn)功率變化、溫度變化及器件老化等均會(huì)造成抵消失靈。在系統(tǒng)中還需考慮自適應(yīng)抵消

23、技術(shù)，使抵消能夠跟得上內(nèi)外環(huán)境的變化。由于前饋線性功放具有系統(tǒng)復(fù)雜、造價(jià)高、功率效率低、生產(chǎn)調(diào)試復(fù)雜等缺點(diǎn)，因此數(shù)字預(yù)失真線性功放技術(shù)越來越得到重視。3.3 預(yù)失真線性功放顧名思義，預(yù)失真就是采用預(yù)先失真（Predistortion）的線性化技術(shù)，通過在PA前端引入與PA本身正交相反的非線性失真改善功放系統(tǒng)線性。預(yù)失真技術(shù)包括模擬預(yù)失真和數(shù)字預(yù)失真。模擬預(yù)失真在PA的射頻輸入信號(hào)中直接引入預(yù)失真，電路結(jié)構(gòu)簡單、成本低，但由于模擬預(yù)失真線性化效果較差，一般與其它線性化技術(shù)配合應(yīng)用；數(shù)字預(yù)失真在數(shù)字基帶信號(hào)處理中引入失真過程，理論線性化處理效果可以達(dá)到與前饋同等的水平，而且可以實(shí)現(xiàn)更高的效率，配合

24、高效率功放如DOHERTY功放，其效率可以達(dá)到30%以上；并且數(shù)字預(yù)失真技術(shù)具有自動(dòng)自適應(yīng)補(bǔ)償功能，省掉了費(fèi)時(shí)費(fèi)力的手工放大器校準(zhǔn)過程，大大簡化了了功放系統(tǒng)的調(diào)試。隨著數(shù)字預(yù)失真線性化技術(shù)的不斷發(fā)展成熟，數(shù)字預(yù)失真線性化技術(shù)將成為未來功放線性化技術(shù)的方向和主流。數(shù)字預(yù)失真線性功放的功能框圖如下圖3.2，數(shù)字基帶信號(hào)經(jīng)過預(yù)失真處理單元處理，輸出經(jīng)過D/A變換，變成模擬信號(hào)，然后經(jīng)過射頻上變頻，送給高功放PA；同時(shí)， PA耦合一部分輸出信號(hào)下變頻后送給A/D，采樣后的輸出與基帶信號(hào)一起送給自適應(yīng)處理單元進(jìn)行信號(hào)處理，分析PA的失真特性參數(shù)，得到數(shù)字預(yù)失真的失真系數(shù)，然后將此失真系數(shù)送給預(yù)失真處理單

25、元進(jìn)行數(shù)字預(yù)失真處理。圖3.2 數(shù)字預(yù)失真線性功放的功能框圖 如下圖3.3所示，數(shù)字預(yù)失真處理器對輸入數(shù)字信號(hào)進(jìn)行預(yù)先的失真處理，其失真特性與后級非線性功放的失真特性剛好相反，這樣，當(dāng)數(shù)字預(yù)失真處理后的失真信號(hào)經(jīng)過后級非線性功放后，后級非線性功放的失真特性剛好抵消了數(shù)字預(yù)失真特性，最終輸出的信號(hào)可以看成是輸入信號(hào)經(jīng)過一個(gè)等價(jià)的線性功放而得到的。圖3.3 數(shù)字預(yù)失真處理原理示意圖4 數(shù)字預(yù)失真（DPD）原理4.1 數(shù)字預(yù)失真原理 數(shù)字預(yù)失真就是在數(shù)字域內(nèi)在信號(hào)輸入PA之前進(jìn)行特殊的處理形成失真的信號(hào)，該失真信號(hào)表現(xiàn)的特性剛好和PA相反，從而后經(jīng)過PA后信號(hào)進(jìn)行了線性的放大，達(dá)到了功放線性化的目的

26、。數(shù)字預(yù)失真的目的就是產(chǎn)生這么一個(gè)失真過程。數(shù)字預(yù)失真的原理框圖如下圖4.1所示。 圖 4-1 數(shù)字預(yù)失真原理框圖 簡單的可以表示為： （4-1） 這里表示的預(yù)失真的傳輸方程，表示的功放的傳輸方程。表示的是輸入信號(hào)。K表示的是一個(gè)復(fù)常數(shù)。這個(gè)過程用用增益曲線可以表示為圖4.2中（a）所示。 預(yù)失真過程僅僅從功率的角度來看，可以認(rèn)為是增加PA輸入信號(hào)功率的過程，增加功率的目的是達(dá)到功放線性放到的目的，這個(gè)過程可以簡單的表示為圖4.2中（b）所示。 知道PA的傳輸函數(shù)，不同的預(yù)失真?zhèn)鬏敽瘮?shù)可以長生不同的PA級聯(lián)線性效果，如圖4.2中（c）所示，圖中按照PA的最大增益，飽和增益和平均增益共擬合了三條

27、線性曲線。 從PA的效率角度考慮，希望最終合成的線性增益曲線按照PA的最大增益擬合，這種情況下預(yù)失真的傳輸函數(shù)增益變化很快，給系統(tǒng)的設(shè)計(jì)帶來很多困難，所以實(shí)際中需要折中處理。一般都系統(tǒng)都要求DPD使得信號(hào)的增益不變。圖 4.2 數(shù)字預(yù)失真原理示意圖4.2 數(shù)字預(yù)失真的實(shí)現(xiàn)在4.1中講到數(shù)字預(yù)失真的基本原理。數(shù)字預(yù)失真的實(shí)現(xiàn)就是如何產(chǎn)生預(yù)失真信號(hào)，同時(shí)讓預(yù)失真的傳輸方程和PA傳輸方程的級聯(lián)效果滿足信號(hào)的線性放大。參考圖4-1，可以看表征該框圖的如下幾個(gè)特征是確定的，輸入信號(hào)包括幅度特性，相位特性，PA表現(xiàn)的特性包括增益特性，相位特性。輸出信號(hào)包括增益和幅度特性。最終的要求是和具有線性的特性，結(jié)合

28、已知的條件，同時(shí)參考公式(4-1)很自然就會(huì)想到，預(yù)失真的表現(xiàn)的傳輸方程應(yīng)該和PA的傳輸方程的反方程，稱之為互逆，這樣它們的級聯(lián)才能表現(xiàn)出線性的特性。這其實(shí)也就是數(shù)字預(yù)失真的核心思想，按照這樣的核心思想便產(chǎn)生了數(shù)字預(yù)失真的架構(gòu)和關(guān)鍵技術(shù)。下面分別介紹。4.2.1 PA的模型上面提到只有知道了PA的傳輸方程才能求出預(yù)失真的傳輸方程即PA傳輸方程的逆方程。PA的傳輸方程必須精確的表示PA中三大失真特性即AM-AM特性，AM-PM特性和記憶效應(yīng)。研究表明，預(yù)失真信號(hào)與放大器本身失真的幅度與相位必須要嚴(yán)格匹配才能獲得滿意的線性化性能。如圖4.3所示：圖4.3 a）IM3失真抵消的原理；b）能取得的抵消

29、水平與相位及幅度誤差的關(guān)系圖中顯示，要獲得25dB的IM抑制，相位誤差要小于23度，增益誤差要小于0.25dB（3）。實(shí)際系統(tǒng)中，一方面輸入PA的數(shù)字調(diào)制信號(hào)的瞬時(shí)幅度與頻率在不斷的變化，因此抵消信號(hào)必須跟蹤這種變化，另一方面，PA的本身特性隨著環(huán)境的變化也會(huì)有所變化，所以預(yù)失真技術(shù)也不必須跟蹤這種變化，而跟蹤的幅度誤差與相位誤差都將限制IM的抑制性能。提到跟蹤，自然會(huì)會(huì)想到系統(tǒng)控制中的反饋技術(shù)，實(shí)際中也是基于一個(gè)反饋系統(tǒng)結(jié)合非常復(fù)雜的自適應(yīng)線性化技術(shù)以跟蹤信號(hào)幅度與頻率的變化，從而達(dá)到良好的線性化性能。采用反饋式自適應(yīng)技術(shù)，對精確表征PA傳輸方程的模型的建立是非常重要的，這里僅僅簡單介紹幾種

30、常見的模型，有興趣的讀者可以參考這方面的專著。常用的PA模型主要有以下幾種： Hammerstein模型與Wiener模型認(rèn)為功放的記憶效應(yīng)和AM-AM/AM-PM失真是簡單的級聯(lián)組合。記憶效應(yīng)可以用近似濾波器的特性來表征，非記憶效應(yīng)失真用專門的AM-AM/AM-PM模型來表示，這兩種模型的區(qū)別僅僅是表征記憶效應(yīng)的位置不同。實(shí)際功放內(nèi)部失真特性極其復(fù)雜，Hammerstein模型與Wiener模型的這種處理都是為了簡化數(shù)學(xué)運(yùn)算，都是一種近似，是不完備的，所以這兩種模型在實(shí)際中都很少采用。 圖4.4 基于濾波器的表征PA記憶效應(yīng)的幾個(gè)模型 目前采用最多的是Volterra模型，Volterra級

31、數(shù)模型是完整描述有記憶非線性系統(tǒng)最為經(jīng)典的模型，見表達(dá)式（4-2）。它描述了功放的記憶效應(yīng)和各階非線性結(jié)合的特性，是一個(gè)完備的模型，但這個(gè)模型在物理上無法直接實(shí)現(xiàn)。 （4-2）一般可以簡化為： （4-3）其中，Q為記憶深度，也就是說記憶效應(yīng)影響的深度，P是非線性最高的階數(shù)。 記憶多項(xiàng)式模型也是一個(gè)簡化的Volterra級數(shù)模型，由于它具有工程上的可實(shí)現(xiàn)性，它是一個(gè)常用的經(jīng)典的功放模型，它仍然是不完備的。4.2.2 數(shù)字預(yù)失真的實(shí)現(xiàn)架構(gòu) 上面說明反饋技術(shù)和PA模型對實(shí)現(xiàn)數(shù)字預(yù)失真的重要性，實(shí)際實(shí)現(xiàn)中常常采用如下圖4.5的架構(gòu)。 圖4.5 數(shù)字預(yù)失真的一般的硬件架構(gòu)框圖 從上圖中看到，數(shù)字預(yù)失真的

32、硬件架構(gòu)中都有一條傳輸鏈路和一條反饋鏈路，共同形成了DPD的環(huán)路，同時(shí)鏈路上都有增益可控部分，前向鏈路分別有數(shù)字域內(nèi)的乘法器和模擬域內(nèi)的數(shù)控衰減器DATT。反饋鏈路中一般只有數(shù)控衰減器DATT，當(dāng)然對于更為精確的控制也會(huì)有數(shù)字域內(nèi)的乘法器。4.2.3 DPD模型參數(shù)的自適應(yīng)過程 DPD模型參數(shù)自適應(yīng)的過程實(shí)際上就是通過訓(xùn)練得到一個(gè)實(shí)際的predistorter 模型（PA反模型）的各個(gè)參數(shù)的值。如下圖4.6所示，功放輸出耦合一部分信號(hào)，經(jīng)過下變頻，A/D，得到輸出，經(jīng)過功率調(diào)整，即除以功放增益，此信號(hào)作為predistorter 模型的輸入，D/A輸入信號(hào)當(dāng)作predistorter 模型的輸

33、出，經(jīng)過DSP的自適應(yīng)算法，得到predistorter 模型的各個(gè)參數(shù)確定值，使模型輸入輸出誤差最小。從而最終達(dá)到predistorter的輸入和PA輸出信號(hào)特性之間的誤差最小，從而達(dá)到了僅僅線性放大的過程。圖4.6 DPD模型參數(shù)自適應(yīng)過程原理圖記憶多項(xiàng)式模型是為了物理實(shí)現(xiàn)對Volterra級數(shù)模型作了較大的簡化，它同樣是一個(gè)不完備的模型。實(shí)際各個(gè)廠家的功放千差萬別，為適應(yīng)大多數(shù)情況，實(shí)現(xiàn)DPD時(shí)，記憶多項(xiàng)式考慮的階數(shù)，記憶深度就不能太少，這樣對硬件資源，自適應(yīng)算法的實(shí)時(shí)性提出了較高的要求4.2.4 基于LUT的數(shù)字預(yù)失真實(shí)現(xiàn) 上面提到了PA的模型和DPD評估參數(shù)的自適應(yīng)過程，下面將描述如

34、何將上述的思想來具體的實(shí)現(xiàn)。 基于查找表LUT的DPD是目前的主流，它在數(shù)字域內(nèi)實(shí)現(xiàn)，簡化了實(shí)現(xiàn)的復(fù)雜度。LUT實(shí)現(xiàn)是基于DPD模型的參量是信號(hào)的包絡(luò)，即認(rèn)為功放所有的失真都是信號(hào)包絡(luò)的函數(shù)這一個(gè)基本思想進(jìn)行，Volterra模型也反映了這一思想。參考公式4-3，可以看到DPD的是輸入函數(shù)包絡(luò)的冪函數(shù)，這些冪函數(shù)如果硬件實(shí)現(xiàn)會(huì)非常消耗資源，同時(shí)考慮到PA的模型是一個(gè)緩慢變化的過程，所以這些系數(shù)可以由軟件計(jì)算得到并提前放到一張表格中，硬件僅僅實(shí)現(xiàn)查表的過程。同時(shí)表格會(huì)根據(jù)圖4.6中的誤差信號(hào)進(jìn)行調(diào)整。具體的結(jié)構(gòu)框圖參考下圖4.7所示。 圖4.7 基于LUT的結(jié)構(gòu)框圖圖中將PA的特性一共分成N份，

35、每一份中用K-1階系數(shù)來補(bǔ)償記憶效應(yīng)，所以K-1對應(yīng)的 是記憶效應(yīng)的深度，N是LUT表的深度。如果取N=1那么對應(yīng)的就是Hammerstein模型。該模型中用fir濾波器結(jié)構(gòu)而非IIR濾波器機(jī)構(gòu)，主要是考慮穩(wěn)定性，避免極點(diǎn)。DPD的輸出可以表示為： . 這里表示的是K階輸入信號(hào)幅度m次方的函數(shù)。對應(yīng)的是非線性部分的表結(jié)構(gòu)，它對應(yīng)的是的函數(shù)。用多項(xiàng)式展開，那么就可以得到公式4-3所示的Volterra模型。 圖4.7中各個(gè)點(diǎn)的傳輸函數(shù)可以表示為如下圖4.8所示。 圖4.8 基于LUT的DPD結(jié)構(gòu)中各個(gè)點(diǎn)的傳輸函數(shù)5 DPD的運(yùn)用5.1 DPD在無線系統(tǒng)中的位置目前我們設(shè)計(jì)的RTR單板總體構(gòu)架沒有

36、什么區(qū)別，區(qū)別僅僅在各個(gè)模塊中的具體實(shí)施中。首先從整體把握：任何一塊RTR單板總是分為發(fā)射和接收兩大部分。但在無線系統(tǒng)中，這里的發(fā)射和接收還有別的名稱如發(fā)射也叫下行或者是前向，通俗的講我們單板用到基站中，所以發(fā)射是從很高的基站到很低的終端手機(jī)，形象看來這個(gè)就是信號(hào)從高到低自然稱之為下行。反之亦然，接收端也稱之為上行或者反向。其次從整體中把握模塊：一塊RTR單板按照功能劃分如下幾個(gè)模塊，1：光接口模塊光接口模塊主要是CPRI部分，主要功能按照CPRI協(xié)議完成前向基帶數(shù)據(jù)（I.Q信號(hào)）的解幀和校驗(yàn)，完成反向基帶數(shù)據(jù)的組幀和校驗(yàn)。同時(shí)也完成一些控制信號(hào)，同步信號(hào)的解幀和組幀。2：前向數(shù)字處理模塊前向

37、數(shù)字處理模塊主要是CPRI之后到DAC之前，這一段包括了數(shù)字中頻的很多關(guān)鍵技術(shù)如數(shù)字上變頻DUC，合波后的削峰CFR，削峰后的數(shù)字預(yù)失真技術(shù)，凡是提到數(shù)字預(yù)失真技術(shù)目前的系統(tǒng)多半都是有反饋端，所以要結(jié)合起來看。3：前向射頻鏈路模塊 前向射頻模塊主要是從DAC之后到PA的輸入之前，這一部分主要完成將中頻向射頻的調(diào)制過程，同時(shí)為了盡可能對信號(hào)本身的損傷加入了必要的放大和濾波處理。4：反向射頻鏈路模塊 反向射頻模塊主要是從雙工器之后到模數(shù)轉(zhuǎn)化之前，這一部分完成將接收到射頻解調(diào)到中頻，同時(shí)盡可能減少鏈路對信號(hào)本身的損傷加入了必要的放大和濾波處理。5：反向數(shù)字處理模塊 反向數(shù)字處理模塊是包括DAC到CP

38、RI之間的處理部分。包含了反向處理的核心技術(shù)，如數(shù)字下變頻DDC，接收信號(hào)強(qiáng)度指示RSSI，數(shù)字自動(dòng)增益DACG等。6：射頻前端RFE模塊 射頻前端主要包括低噪聲放大器LNA和濾波器。目前這些模塊都集中到雙工器中，所以在一定程度上RFE就是是指雙工器。有了從整體到模塊的掌握，那么就可以按照這樣的思路參考1T2R的總體框圖5.1進(jìn)行對號(hào)入座了。 圖5.1 1T2R的硬件框圖 5.2 DPD提高系統(tǒng)的指標(biāo) 無線通信系統(tǒng)中衡量信號(hào)的指標(biāo)可以分為兩類：帶內(nèi)指標(biāo)如EVM，波形質(zhì)量RHO值等，這類指標(biāo)是衡量信號(hào)本身的質(zhì)量。另外的一類是帶外的指標(biāo)如ACPR，這類指標(biāo)是衡量本系統(tǒng)對其他無線系統(tǒng)的干擾情況,這兩

39、類指標(biāo)都有嚴(yán)格的協(xié)議要求。DPD主要改善的是ACPR指標(biāo)即可以盡可能增加PA的輸入功率提高PA效率的同時(shí)能滿足ACPR的要求。 下圖5.2和圖5.3是某一系統(tǒng)中打開DPD和關(guān)閉DPD的ACPR影響。圖 5.2 DPD關(guān)閉時(shí)8個(gè)載波的ACPR圖 5.3 DPD打開時(shí)8個(gè)載波的ACPR第二章： 削峰原理及其運(yùn)用6 削峰技術(shù)引入的目的目前各種無線通訊系統(tǒng)中為了提高頻譜的利用效率，都采用頻譜利用率較高的BPSK、QPSK、8PSK、16QAM等調(diào)制方式，這些調(diào)制方式不僅對載波的相位進(jìn)行調(diào)制，還對載波的幅度進(jìn)行調(diào)制，因此，這些調(diào)制方式會(huì)產(chǎn)生有較大峰均比的非恒包絡(luò)調(diào)制信號(hào)。這種調(diào)制方式都希望對信號(hào)進(jìn)行線性

40、的放大，然而非等幅的包絡(luò)信號(hào)會(huì)產(chǎn)生較大的峰均比，這給系統(tǒng)中的半導(dǎo)體器件提出了更高的線性度要求，為了盡可能的提高器件的工作效率，希望信號(hào)有盡可能低的峰均比，所以降低信號(hào)的峰均比顯得尤為重要，削峰技術(shù)因此應(yīng)運(yùn)而生。如下圖信號(hào)峰均比（PAR）、平均功率（就是我們常說的射頻功率）、放大器動(dòng)態(tài)在削峰前后關(guān)系圖如下圖6.1所示： 圖 6.1 削峰前后輸入PA均值功率變化情況從上圖6.1可以看出，當(dāng)一個(gè)放大器確定后，其增益曲線也就確定了。峰均比較高時(shí)（紅色表示），為保證線性度，此放大器輸出平均功率較低，同時(shí)效率也變低。一旦把信號(hào)峰均比降低后（藍(lán)色表示），可以把輸出功率提高，效率也就提高了，若功率提高量小于峰

41、均比降低量時(shí)，可以讓放大器工作在線性區(qū)，則放大器的線性指標(biāo)（ACPR）也就更好了。因此削峰的好處在于：1：可以提高放大器輸出功率，但不能無限提高。如把20W功放提高到30W。2：提高了放大器輸出功率，減少放大器的回退量，也就意味著效率的提高。3：改善放大器的線性指標(biāo)。4：目前大功率管子成本較高，而削峰基本上是在數(shù)字域?qū)崿F(xiàn)，成本低，也就降低了系統(tǒng)的成本。5：與預(yù)失真結(jié)合時(shí)，在相同輸出功率條件下，降低峰均比可以大大提高預(yù)失真改善度。在我們預(yù)失真系統(tǒng)測試時(shí)，當(dāng)峰均比為11dB時(shí)，預(yù)失真改善度只有13dB左右，而把峰均比削到10dB時(shí)，預(yù)失真改善度就可達(dá)1617dB以上。6.1 峰均比定義及測量 峰均

42、比即PAR（Peak-to-Average Power Ratio）常常用峰值因子CF（Crest Factor）來衡量，這里給出CF的定義，然而PAR的定義是對一個(gè)給定的CF的一個(gè)統(tǒng)計(jì)的概念。CF定義如下： （6.1）式中表示的是信號(hào)的幅度。CF被定義為信號(hào)出現(xiàn)的最大功率好信號(hào)出現(xiàn)的平均功率的比值，用dB表示。 PAR的定義是在對信號(hào)的功率進(jìn)行了概率統(tǒng)計(jì)，超過均值（方均根表示）的dB值。目前我們常常采用的是0.01%這個(gè)概率點(diǎn)的dB值來衡量一個(gè)系統(tǒng)的PAR即概率為0.01%時(shí)超過均值的dB數(shù)，更為直觀的參考下面的圖6.2，圖6.2是采用互補(bǔ)累積概率分布函數(shù)（complement of the

43、the Cumulative Distribution Function，CCDF）來得到不同概率下的PAR。從圖中可以看到在0.01%這個(gè)點(diǎn)的PAR為12.02dB。 圖6.2 CCDF曲線中的PAR值6.2 CCDF的數(shù)學(xué)表示 基帶信號(hào)都是用正交的I/Q表示，以便通過改變I/Q的幅度就能達(dá)到準(zhǔn)確調(diào)相，調(diào)幅的目的?；鶐У腎/Q數(shù)據(jù)是多個(gè)用戶多個(gè)碼道的疊加，因此I或者是Q的幅度（功率）概率密度服從高斯分布，如下圖6.3所示。 圖6.3基帶數(shù)據(jù)的功率服從高斯分布 數(shù)學(xué)的簡單推導(dǎo)可以知道，如果I和Q的概率密度都服從高斯分布，那么也服從高斯分布。知道了概率分布，要求出幅度小于某一個(gè)給定值假設(shè)是A的概

44、率就是累積的概率密度，如下圖6.4所示，即取積分限為A，的積分。 圖6.4 CDF的數(shù)學(xué)表示 從6.1節(jié)的PAR的定于我們知道，PAR要求出的是峰值大于某一個(gè)給定值的概率數(shù)，其積分的限剛好是A，和CDF剛好相反。所以用了CCDF表示，其原理如下圖6.5所示。圖 6.5 CCDF的數(shù)學(xué)表示從圖6.4和圖6.5中可以清楚的看到，CDF表示的是小于均值dB數(shù)的概率，而CCDF表示的是大于均值的dB數(shù)的概率，剛好和我們PAR定義的吻合，所以測量中都是用CCDF來測試PAR。 7 削峰的主要指標(biāo)削峰的過程必然會(huì)對原始信號(hào)的特性如幅度，相位產(chǎn)生了影響，從而最終影響到信號(hào)的質(zhì)量，所以削峰是以犧牲部分信號(hào)質(zhì)量

45、為代價(jià)來換取低的PAR，是PAR和性能的一種折中考慮。所以，就削峰對信號(hào)的影響必須有一個(gè)清晰的認(rèn)識(shí)。這里提到的削峰指標(biāo)就是削峰過程中會(huì)帶來對信號(hào)影響的指標(biāo)，所以，削峰后一般都需要測試這幾個(gè)指標(biāo)，概括起來主要有以下幾種。7.1 削峰后的PAR 削峰后的PAR直接決定削峰的質(zhì)量，在滿足信號(hào)性能的基礎(chǔ)上削峰前后PAR的差值是最直接衡量削峰能力的指標(biāo)，下圖7.1 是削峰前后PAR的變化量示意圖，圖中削峰前和削峰后減少的那一部分概率能量就是我們常常說的削峰噪聲，不同的削峰方法會(huì)將削峰噪聲放到不同的位置，有的帶內(nèi)，有的帶外。 我們常常說的削峰能削3dB就是指削峰前后PAR的變化量。 圖7.1削峰前后PAR

46、的變化示意圖7.2 誤差矢量幅度EVM上面提到，削峰是以犧牲信號(hào)質(zhì)量為代價(jià)換取PAR的降低的，EVM就是衡量信號(hào)帶內(nèi)性能的重要指標(biāo)，削峰將直接導(dǎo)致該指標(biāo)的惡化。EVM和波形質(zhì)量RHO值，信號(hào)的SNR都是衡量信號(hào)帶內(nèi)性能指標(biāo)，但是他們之間都有相互的轉(zhuǎn)換關(guān)系。EVM是指誤差向量平均功率與參考信號(hào)平均功率之比的平方根如公式7-1所示，用百分?jǐn)?shù)表示。用來描述理想調(diào)制波形與實(shí)際測得的調(diào)制波形之間的偏差.用來描述通帶內(nèi)總的失真,提供了傳輸誤差的總體的功率水平，其中有幅度的誤差和相位的誤差如下圖7.2所示，削峰針對不同的調(diào)制方式必然對信號(hào)的相位和幅度產(chǎn)生影響。 （7-1） 圖7.2 EVM示意圖7.3 峰值

47、碼域誤差(PCDE)PCDE(峰值碼域誤差 ):是通過按特定擴(kuò)頻因子將矢量誤差功率計(jì)算映射到碼域。每個(gè)碼字的碼域誤差是該碼字上的平均映射功率與基準(zhǔn)復(fù)平面波形平均功率之比，并以dB表示。PCDE是所有碼字的碼域誤差中的最大值。一個(gè)特定的PCDE值可以被認(rèn)為在任何特殊碼的最壞的誤差功率。-40dB的PCDE值表明，在解擴(kuò)后，最壞情況下，一個(gè)特殊的代碼可能具有誤差功率為-40dB。有些代碼可能具有更好的表現(xiàn)，但最不幸的代碼可能具有-40dB的性能。 EVM與PCDE：EVM用來描述通帶內(nèi)總的失真，僅僅提供了傳輸誤差的總體的功率水平，而PCDE卻提供了一個(gè)描述這些失真的更加精確的方法并給出了這個(gè)誤差在

48、碼域具有什么樣的形式。 PCDE將誤差E投影到碼域，并找出具有最大投影的代碼。7.4 鄰道泄漏功率比(ACPR)不同點(diǎn)的削峰算法對ACPR影響不同。ACPR(鄰道泄漏功率比 )是量化一個(gè)基站對于他相鄰的基站的干擾程度用來衡量當(dāng)采用clipping算法進(jìn)行削峰處理時(shí)，可能產(chǎn)生的畸變，造成相鄰信道的功率泄漏。 ACPR是一個(gè)非常簡單的度量，用來量化一個(gè)基站對于他相鄰的基站的干擾程度。理想情況下，一個(gè)基站將要在他分配的5MHz帶寬內(nèi)傳輸。然而，這樣的基站實(shí)現(xiàn)是非常困難的，能量泄漏到臨近的信道是允許的。例如相鄰的第一個(gè)上下的5M帶寬的能量需要達(dá)到-45dBc；而相鄰的第二個(gè)上下的5M帶寬的能量需要達(dá)到

49、-50dBc等等，不同制式有專門的協(xié)議規(guī)定偏離載波多少值在特定的積分帶寬內(nèi)的總能量。計(jì)算的過程是比較簡單的，首先計(jì)算帶內(nèi)傳輸?shù)墓β?，接著?jì)算編譯特別頻點(diǎn)，特定積分帶寬的能量，并進(jìn)行對比轉(zhuǎn)化為dB即可。8 常用的削峰方法8.1 單載波削峰方法目前我們的系統(tǒng)中都是具有多個(gè)載波，在DUC之前都是各個(gè)載波分開且獨(dú)立處理，DUC后將載波進(jìn)行合波。所以，任何算法都可放在系的不同位置實(shí)現(xiàn)，關(guān)鍵是能否滿足我們的需求，這兩個(gè)聞之兩個(gè)位置是：基帶硬削峰在載波合路前各個(gè)載波獨(dú)立進(jìn)行和中頻硬削峰在載波合路后進(jìn)行。 如下圖8.1是單個(gè)載波時(shí)候基帶削峰和中頻IF削峰的位置點(diǎn)。 圖8.1單載波基帶和中頻削峰位置示意圖 這里

50、的單載波削峰都是指在合波前各個(gè)載波進(jìn)行獨(dú)立削峰，單載波削峰一般信號(hào)變化的頻率比較低，削峰一般較容易實(shí)現(xiàn)，但是就效果而言，各個(gè)載波獨(dú)立削峰后合波后仍然可能導(dǎo)致大的峰值出現(xiàn)，所以，一般用的不多，這里介紹的削峰方法也同樣適合于合波后的中頻削峰。 單載波概括起來主要有如下的幾種削峰算法：1. 基帶IQ獨(dú)立削峰算法；2. 基帶幅度削峰算法；3. 基帶預(yù)補(bǔ)償削峰算法；4. DIF硬削峰算法；5. DIF匹配濾波基本削峰算法；6. DIF匹配濾波脈沖削峰算法。8.1.1 基帶I/Q獨(dú)立和幅度削峰算法基帶削峰算法的優(yōu)點(diǎn)是不會(huì)引起任何ACLR性能惡化，因?yàn)槠湎鞣灏l(fā)生在DIF濾波之前，僅僅會(huì)對帶內(nèi)的能量產(chǎn)生影響，

51、不帶來任何帶外能量泄漏，所以基帶削峰算法的ACLR性能不是問題?；鶐鞣逵址譃閮煞N：第一種是I/Q路信號(hào)獨(dú)立削峰，被削峰的幅度為I路幅度或者是Q路信號(hào)的幅度；第二種方法是I/Q幅度削峰，被削峰的幅度為I/Q信號(hào)的復(fù)包絡(luò)即。其削峰的原理如下圖8.2所示。圖 8.2兩者不同的基帶削峰原理示意圖圖6-8中削峰門限設(shè)置為A，從圖中可以看到I/Q獨(dú)立削峰（圖中僅僅對I進(jìn)行了削峰，Q路保持不變）不僅改變了信號(hào)的幅度特性，同時(shí)也改變了信號(hào)的相位特性。而I/Q聯(lián)合復(fù)包絡(luò)削峰僅僅改變了信號(hào)的幅度，而對信號(hào)的相位不產(chǎn)生影響?；鶐鞣灞容^簡單，但是對信號(hào)的幅度或者相位的影響較大，實(shí)際中需要綜合成本，性能和實(shí)現(xiàn)的簡單

52、些折中考慮。8.1.2 基帶預(yù)補(bǔ)償削峰算法上面兩種基帶削峰中兩個(gè)算法的共同的一個(gè)缺點(diǎn)是：兩者均是依靠濾波器輸入端的采樣值來預(yù)測濾波器的輸出，這可能會(huì)引起錯(cuò)誤的判斷。一個(gè)可選的削峰方法是結(jié)合脈沖成型濾波器的時(shí)域特性，僅僅當(dāng)濾波器的輸出需要進(jìn)行修正的時(shí)候，我們才進(jìn)行修正。其步驟如下：1. 根據(jù)基帶采樣值形成一個(gè)試驗(yàn)的脈沖成型信號(hào)；2. 對試驗(yàn)信號(hào)進(jìn)行檢測，觀察哪些峰值的瞬時(shí)功率大于給定的門限3. 對峰值附近的基帶采樣進(jìn)行脈沖修正，用來除去這個(gè)峰值；4. 對修正的基帶采樣值進(jìn)行脈沖成型，產(chǎn)生最終的輸出。 優(yōu)點(diǎn)是增加了性能，并且加強(qiáng)了門限和PAR兩者之間的關(guān)系；缺點(diǎn)是實(shí)現(xiàn)復(fù)雜，而且峰值彼此接近的時(shí)候，

53、補(bǔ)償一個(gè)峰值可能會(huì)增加相鄰的峰值。 8.1.3 IF硬削峰算法 調(diào)整高于門限的輸出采樣值，使他們等于門限，保持相位不變。 優(yōu)點(diǎn)：EVM和PCDE性能非常好 缺點(diǎn)：ACLR性能嚴(yán)重惡化，因此也限制了最后的PAR性能。 其原理圖如下圖8.3所示。 圖8.3 IF硬削示意圖和結(jié)構(gòu)圖8.1.4 匹配濾波器DIF基本削峰算法 數(shù)字中頻Clipping最大的問題在于在傳輸帶寬外引入了噪聲影響了ACPR，防止或抵消該噪聲的一種方法是：首先通過硬削峰產(chǎn)生一個(gè)修正的信號(hào)，然后將這個(gè)修正信號(hào)通過匹配濾波器去除帶外噪聲。 優(yōu)點(diǎn)：簡單易于理解，產(chǎn)生理想的信號(hào)并濾除帶外的能量；缺點(diǎn)：需要實(shí)時(shí)的計(jì)算和濾波，并且濾波可能會(huì)引起新的峰值，而且可能會(huì)對碼域造成影響。 原理的結(jié)構(gòu)框圖如下圖8.4所示。 圖8.4