第四章模擬通信要點

1、通信原理電子教案第 4章 模擬調(diào)制系統(tǒng) 學(xué)習(xí)目標(biāo)： 調(diào)制的目的、定義和分類； 幅度調(diào)制的原理； 線性調(diào)制系統(tǒng)的抗噪聲性能； 角調(diào)制的原理； 模擬調(diào)制系統(tǒng)的性能比較； 頻分復(fù)用（ FDM ）的基本原理。重點難點： 各種線性調(diào)制的時域和頻域表示，時域波形和頻域結(jié)構(gòu)，調(diào) 制器和解調(diào)器原理框圖，抗噪聲性能，門限效應(yīng)； FM 與 PM 的關(guān)系，調(diào)頻指數(shù) 與最大頻偏的定義，卡森公式。課外作業(yè) ： 4-1，4-2，4-5，4-6，4-,7，4-8，4-11，4-12，4-13 ，4-14 ， 4-17本章共分 5 講（總第 1317 講）第十三講 幅度調(diào)制的原理（一）主要內(nèi)容 ： AM 和 DSB 的調(diào)制原

2、理，已調(diào)信號的時域波形和頻譜分布； SSB的濾波法調(diào)制原理。引言：基帶信號具有較低的頻率分量， 不宜通過無線信道傳輸。 因此，在通信系統(tǒng) 的發(fā)送端需要由一個載波來運載基帶信號， 也就是使載波信號的某一個 （或幾個） 參量隨基帶信號改變， 這一過程就稱為 調(diào)制。在通信系統(tǒng)的接收端則需要有解調(diào) 過程。調(diào)制的目的是：（1）將調(diào)制信號（基帶信號）轉(zhuǎn)換成適合于信道傳輸?shù)囊颜{(diào) 信號(頻帶信號)；(2)實現(xiàn)信道的多路復(fù)用，提高信道利用率；(3)減小干擾, 提高系統(tǒng)抗干擾能力；(4)實現(xiàn)傳輸帶寬與信噪比之間的互換。根據(jù)調(diào)制信號的形式可分為 模擬調(diào)制和數(shù)字調(diào)制；根據(jù)載波的選擇可分為以 正弦波作為載波的連續(xù)波調(diào)制

3、和以脈沖串作為載波的脈沖調(diào)制。本章重點討論用取值連續(xù)的調(diào)制信號去控制正弦載波參數(shù)的模擬調(diào)制。§ 4.1幅度調(diào)制(線性調(diào)制)的原理一、幅度調(diào)制器的一般模型幅度調(diào)制是用調(diào)制信號去控制高頻載波的振幅，使其按調(diào)制信號的規(guī)律而變 化。幅度調(diào)制器的一般模型如圖所示。祝訂亠.5圖4-1幅度調(diào)制器的一般模型已調(diào)信號的時域和頻域表示式：Sm(t)二m(t)cos M h(t)1SmC')Mc) M c)H ()2幅度調(diào)制信號，在波形上，它的幅度隨基帶信號規(guī)律而變化；在頻譜結(jié)構(gòu)上, 它的頻譜完全是基帶信號頻譜結(jié)構(gòu)在頻域內(nèi)的簡單搬移。由于這種搬移是線性 的，因此，幅度調(diào)制通常又稱為 線性調(diào)制。在該

4、模型中，適當(dāng)選擇濾波器的特性H ( )，便可以得到各種幅度調(diào)制信號。1. 調(diào)幅(AM)在圖4-1中，假設(shè)h(t)二、：(t)，調(diào)制信號m(t)疊加直流Ao后與載波相乘，就 可形成調(diào)幅(AM)信號。圖4-2 AM調(diào)制器模型AM信號時域和頻域表示式：Sam (t)二a m(t)COS ct二 A0 cos - ct m(t) cos - ctSam C ') - "：AoC Zc)，(一 J1M (；-： :c) M ；. c)2式中m(t)通常認為其平均值m帀=0。圖4-3 AM信號的波形和頻譜由圖4-3的時間波形可知，當(dāng)滿足條件 口祁空Ao時，AM信號的包絡(luò) 與調(diào)制信號成正比

5、，所以用包絡(luò)檢波的方法很容易恢復(fù)出原始的調(diào)制信號， 否則, 將會出現(xiàn)過調(diào)幅現(xiàn)象而產(chǎn)生包絡(luò)失真。AM信號的頻譜Sam C'）由載頻分量和上、下兩個邊帶組成，上邊帶的頻譜結(jié)構(gòu)與原調(diào)制信號的頻譜結(jié)構(gòu)相同,BAM = 2 fH2Pam - Sam (t)2 2=A0m(t) cos - ct2 2 2 2 2二A。cos t m (t)cos t 2Agm(t)cos -ctAM信號功率:m2(t)2=fcPs式中Pc hA/2為載波功率，Ps -m2(t)/2為邊帶功率。由此可見，AM信號的總功率包括載波功率和邊帶功率兩部分。載波分量不 攜帶信息，仍占據(jù)大部分功率，因此，AM信號的功率利用率

6、比較低。2. 抑制載波雙邊帶調(diào)制(DSB-SC在AM信號中，如果將載波抑制，即可輸出抑制載波雙邊帶信號，簡稱雙邊 帶信號(DSB。DSB信號時域和頻域表示式：SDSB(t) =m(t)cos 點SdsbCO =1Mr c) M( - c)2T1 立叫o叫圖4-4 DSB信號的波形和頻譜由時間波形可知，DSB信號的包絡(luò)不再與調(diào)制信號的變化規(guī)律一致，因而不能采用簡單的包絡(luò)檢波來恢復(fù)調(diào)制信號，需采用相干解調(diào)(同步檢波)。另外，在調(diào)制信號m(t)的過零點處，高頻載波相位有180°的突變。DSB言號雖然節(jié)省了載波功率，功率利用率提高了。但它的頻帶寬度仍是調(diào) 制信號帶寬的兩倍，DSB信號的上、下

7、兩個邊帶是完全對稱的，它們都攜帶了 調(diào)制信號的全部信息，因此僅傳輸其中一個邊帶即可。3. 單邊帶調(diào)制(SSB)單邊帶信號的產(chǎn)生方法通常有濾波法和相移法。1)用濾波法形成單邊帶信號產(chǎn)生SSB信號最直觀的方法是讓雙邊帶信號通過一個邊帶濾波器，保留所需 要的一個邊帶，濾除不要的邊帶。i Wo*.A1H» %!血帶 F邊莆1L心畫卜邊證g帶7V K邊帶糠常圖4-5形成SSBB號的濾波特性圖4-6 SSB信號的頻譜用濾波法形成SSB信號的技術(shù)難點是，由于一般調(diào)制信號都具有豐富的低頻成分，經(jīng)調(diào)制后得到的DSB言號的上、下邊帶之間的間隔很窄，這要求單邊帶濾波器在fc附近具有陡峭的截止特性，這就使濾

8、波器的設(shè)計和制作很困難，為此， 在工程中往往采用多級調(diào)制濾波的方法。第十四講幅度調(diào)制的原理（二）主要內(nèi)容：SSB的相移法調(diào)制原理；VSB的調(diào)制原理；線性調(diào)制信號的解調(diào)原理。2）用相移法形成單邊帶信號SSB信號的時域表示式的推導(dǎo)比較困難。但我們可以從簡單的單頻調(diào)制出發(fā),得到SSB信號的時域表示式，然后再推廣到一般表示式。設(shè)單頻調(diào)制信號為 m（t） = Am cos，mt，載波為c（t） =cos ，DSB信號的時域表示式為SDSB（t）二 Am COS mtCOS11AmCOS（，c * m）t * 二 Am COS（ ' c 八 m）t22保留上邊帶，則1SjSB （t）AmCOS（&

9、#39;m）t211Am cos m cos ctAm sin，m sin ct22保留下邊帶，則1SLSB（t）Am cos（ '' m ）t211Am cos，mt cos ctAm sin，mt sin ct221 一 1 SssB（t）AmCOS mtcos，ct一AmSin - 'mtsin 'ct2 2式中，“-”表示上邊帶信號，“ +”表示下邊帶信號。式中，Am Sinmt可以看成是Am COS mt相移一，而幅度大小保持不變。我2們把這一過程稱為希爾伯特變換，記為“ A ”，則AAm COS mt = Am Si ' mtSSB信號的時域

10、表示式:1 - 1SSSB（trm（t）cOS "嚴閒 V1 - 1SssB（t） = m（t）cos（0ct+ m（t）si 何竄2 2AA式中，m(t)是m(t)的希爾伯特變換。若M()為m(t)的傅氏變換，則m(t)的A傅氏變換M ( )為AM （，） = M （ ） -j sgn 式中符號函數(shù)sgnco = *1,門、0-1, - : 0AH h （ ） = M （，）/ M （，） - - j sgn，我們把Hh()稱為希爾伯特濾波器的傳遞函數(shù)，它實質(zhì)上是一個寬帶相移網(wǎng)絡(luò),A 表示把m(t)幅度不變，所有的頻率分量均相移，即可得到m(t)。2單邊帶調(diào)制相移法的模型，如圖4-

11、7所示。圖4-7相移法形成單邊帶信號相移法形成SSB信號的困難在于寬帶相移網(wǎng)絡(luò)的制作，該網(wǎng)絡(luò)要對調(diào)制信號 m(t)的所有頻率分量都必須嚴格相移，這一點即使近似達到也是困難的。2SSB調(diào)制方式在傳輸信號時，不但可節(jié)省載波發(fā)射功率，而且它所占用的頻 帶寬度為BssB二fH，因此目前已成為短波通信中一種重要調(diào)制方式。SSB信號的解調(diào)和DSB-樣不能采用簡單的包絡(luò)檢波，仍需采用相干解調(diào)4. 殘留邊帶調(diào)制（VSB）殘留邊帶調(diào)制是介于SSB與 DSB之間的一種調(diào)制方式，它既克服了 DSB信號 占用頻帶寬的缺點，又解決了 SSB信號實現(xiàn)上的難題。在VSB中,不是完全抑制 一個邊帶（如同SSB中那樣），而是逐

12、漸切割，使其殘留一小部分，如圖4-8（d） 所示。(bi汕圖4-8 DSB、SSB和VSB信號的頻譜用濾波法實現(xiàn)殘留邊帶調(diào)制的原理如圖4-9（a）所示。圖中，濾波器的特性應(yīng)按殘留邊帶調(diào)制的要求來進行設(shè)計。- IJT圖4-9 （a） VSB 調(diào)制器模型 （b） VSB解調(diào)器模型由圖4-9（a）可知，殘留邊帶信號的頻譜為1SvsbC'）M （，+ c） M （，- c） Hvsb（ ）2為了確定HvsbL）應(yīng)滿足的條件，我們來分析一下接收端是如何從該信號中恢復(fù)原基帶信號的VSB信號必須采用如圖4-9（b）所示的相干解調(diào)。圖中，殘留邊帶信號SvsB（t） 與相干載波2cos的乘積為2SvsB

13、（t）C0S ct二S/SB（： ： ； c）S/SB（-：c）選擇合適的低通濾波器，則低通濾波器的輸出為So(')M ( J HvsbC； ： ；：； c) H vsb(- -c)為了保證相干解調(diào)的輸出無失真地重現(xiàn)調(diào)制信號，必須要求Hvsb （+嘰）+Hvsb（嘰）=常數(shù)，卜I <«h式中，H是調(diào)制信號的最高頻率。滿足上式的Hvsb（）的可能形式有兩種：圖4-10（a）所示的低通濾波器形式和（b）所示的帶通（或高通）濾波器形式。圖4-10（ a）殘留部分上邊帶的濾波器特性（b）殘留部分下邊帶的濾波器特性幾何解釋：以殘留上邊帶的濾波器為例，它是一個低通濾波器。這個濾波器

14、將使上邊帶小部分殘留，而使下邊帶絕大部分通過。將HvsbC '）進行- 'c的頻移,分別得到HvSB®c）和HvSB® +特c），將兩者相加，其結(jié)果在< ® H范圍內(nèi)應(yīng)為常數(shù)，為了滿足這一要求，必須使HvsbG：窪C）和HVSBe譏）在川=0處具有互補對稱的滾降特性。只要殘留邊帶濾波器的特性 Hvsb)在-'C處具有互補對稱(奇對稱)特性,那么，采用相干解調(diào)法解調(diào)殘留邊帶信號就能夠準確地恢復(fù)所需的基帶信號。i丿、Ad酬叫0O叫anf.d轉(zhuǎn)*-瓠7卄叩圖411殘留邊帶濾波器的幾何解釋線性調(diào)制信號的解調(diào)1. 相干解調(diào)法適用：AM DSB

15、SSB VSB%(BPF_> LPF ->m。(t )COS ct2. 包絡(luò)檢波法適用：AM第十五講線性調(diào)制系統(tǒng)的抗噪聲性能(一)主要內(nèi)容：分析模型；DSB和SSB系統(tǒng)相干解調(diào)的抗噪聲性能；AM系統(tǒng) 包絡(luò)檢波抗噪聲性能的分析思路。§ 4. 2線性調(diào)制系統(tǒng)的抗噪聲性能一、分析模型本節(jié)將要研究的問題是信道存在加性高斯白噪聲時，各種線性調(diào)制系統(tǒng)的抗噪聲性能。分析解調(diào)器的抗噪聲性能的模型如圖 4-16所示。圖中，Sm(t)為已調(diào)信號， n (t)為傳輸過程中疊加的高斯白噪聲。帶通濾波器的作用是濾除已調(diào)信號頻帶 以外的噪聲，因此，經(jīng)過帶通濾波器后到達解調(diào)器輸入端的信號仍可認為是 S

16、m(t)，噪聲為ni(t)。解調(diào)器輸出的有用信號為 mo (t)，噪聲為no(t)。nit)圖4-16解調(diào)器抗噪聲性能分析模型解調(diào)器輸入端的噪聲ni(t)形式是相同的，當(dāng)帶通濾波器帶寬遠小于其中心頻率為0時，ni(t)即為平穩(wěn)高斯窄帶噪聲，它的表示式為m (t)二 nc(t) cos ot - ns (t)sin ot或者m(t)二 V(t)cos ot r(t)窄帶噪聲ni (t)及其同相分量nc(t)和正交分量ns(t)的均值都為0，且具有相同的方差，即n：(t) = n：(t) = n；(t) = M式中Ni為解調(diào)器輸入噪聲ni (t)的平均功率。若白噪聲的雙邊功率譜密度為n°

17、/2,帶通濾波器傳輸特性是高度為1帶寬為B的理想矩形函數(shù)，則Ni 二 noB為了使已調(diào)信號無失真地進入解調(diào)器， 同時又最大限度地抑制噪聲，帶寬B應(yīng)等 于已調(diào)信號的頻帶寬度，當(dāng)然也是窄帶噪聲 ni(t)的帶寬。圖4-17帶通濾波器傳輸特性評價一個模擬通信系統(tǒng)質(zhì)量的好壞，最終是要看解調(diào)器的輸出信噪比輸出信噪比：m0 (t)no(t)So 解調(diào)器輸出有用信號的平均功率 N0 = 解調(diào)器輸出噪聲的平均 功率在已調(diào)信號平均功率相同，而且信道噪聲功率譜密度也相同的情況下， 輸出信噪 比反映了系統(tǒng)的抗噪聲性能。為了便于衡量同類調(diào)制系統(tǒng)不同解調(diào)器對輸入信噪比的影響，還可用輸出信噪比和輸入信噪比的比值G來表示。

18、調(diào)制制度增益:So/NoS/NS/N為輸入信噪比，定義為S 解調(diào)器輸入已調(diào)信號的平均功率_鈕N" 一解調(diào)器輸入噪聲的平均功率一而顯然，G越大，表明解調(diào)器的抗噪聲性能越好。性能分析在分析DSB、SSB、VSB系統(tǒng)的抗噪聲性能時，為相干解調(diào)器，如圖 4-18 所示。相干解調(diào)屬線性解調(diào)，故解調(diào)過程中，輸入信號及噪聲可以分別單獨解調(diào)。圖4-18線性調(diào)制相干解調(diào)的抗噪聲性能分析模型1. DSB調(diào)制系統(tǒng)的性能設(shè)解調(diào)器輸入信號為sm(t)二 m(t)cos ct與相干載波cos ct相乘后，得2 1 1m(t) cos 'ctm(t) m(t) cos2 ct2 2經(jīng)低通濾波器后，輸出信號

19、為1mo (t)m(t)2因此，解調(diào)器輸出端的有用信號功率為2 1 2So = m° (t) m (t)4解調(diào)DSB時，接收機中的帶通濾波器的中心頻率.0與調(diào)制載頻c相同，因此解調(diào)器輸入端的噪聲ni (t)可表示為m(t) = nc(t)cos 吐 一 ns(t)sin £ni (t) cos ct = hc (t) cos ct - ns (t)sin ct tos ct11=nc(t)nJt)cos2 * - ns(t)sin2 £22經(jīng)低通濾波器后，1n 0(t)n c(t)2故輸出噪聲功率為2 1 2N"n0(t)=4nc因此1 11N 0 m

20、(t) N ino B444這里，BPF的帶寬B =2和，為雙邊帶信號的帶寬。解調(diào)器輸入信號平均功率為Si =s：(t) = m(t)cos ctf = - m2(t)2可得解調(diào)器的輸入信噪比s2m2NinoB解調(diào)器的輸出信噪比12 z,m (t)2“、So4m (t)No1 Nn°B；Ni因而制度增益為GSo/No2Gds廠 S/Ni這就是說，DSB信號的解調(diào)器使信噪比改善一倍。這是因為采用同步解調(diào)， 使輸入噪聲中的正交分量ns(t)被消除的緣故。2. SSB調(diào)制系統(tǒng)的性能單邊帶信號的解調(diào)方法與雙邊帶信號相同，其區(qū)別僅在于解調(diào)器之前的帶通 濾波器的帶寬和中心頻率不同。前者的帶通濾波

21、器的帶寬是后者的一半。單邊帶信號解調(diào)器的輸出噪聲與輸入噪聲的功率為1 1No Nin°B44這里，B二fH為單邊帶的帶通濾波器的帶寬。單邊帶信號的表示式1 - 1Sm(t)m(t)C0Sct _ m(t)sin et2 2與相干載波相乘后，再經(jīng)低通濾波可得解調(diào)器輸出信號1 mo(t)m(t)4因此，輸出信號平均功率2 1 2So = m° (t) m (t)16輸入信號平均功率21=2Si =Sm(t)=m(t)cosset 干 r?(t)sinct4J lm2(t) n?2 (t)4 22S = 1 m2 (t)4于是，單邊帶解調(diào)器的輸入信噪比為m2(t)4n°

22、BS1 m2(t)n°BSi4Ni輸出信噪比為m2(t)N。4noB4n°B因而制度增益為GssbSo/NoSi/Ni 1這是因為在SSB系統(tǒng)中，信號和噪聲有相同表示形式，所以，相干解調(diào)過程 中，信號和噪聲的正交分量均被抑制掉，故信噪比沒有改善。如果在相同的輸入信號功率 Si，相同輸入噪聲功率譜密度n。，相同基帶信號帶寬fH條件下，對這兩種調(diào)制方式進行比較，它們的輸出信噪比是相等的。 因此兩者的抗噪聲性能是相同的，但雙邊帶信號所需的傳輸帶寬是單邊帶的兩 倍。3. 調(diào)幅信號包絡(luò)檢波的抗噪聲性能AM信號可采用相干解調(diào)和包絡(luò)檢波。 相干解調(diào)時AM系統(tǒng)的性能分析方法與 前面雙邊帶(

23、或單邊帶)的相同。實際中， AM信號常用簡單的包絡(luò)檢波法解調(diào)， 其檢波輸出正比于輸入信號的包絡(luò)變化。圖4-19 AM包絡(luò)檢波的抗噪聲性能分析模型設(shè)解調(diào)器的輸入信號Sm(t)二Ao m(t) cos ct其中Ao為載波幅度，m(t)為調(diào)制信號。這里仍假設(shè)m(t)的均值為 0，且Ao _ m(t)max。輸入噪聲為n (t) = nc (t) cos，ct - ns (t) sin ct顯然，解調(diào)器輸入的信號功率 S和噪聲功率M為s麗耳呼1叫二 n：(t) = n°B2 2A m2(t)SNi輸入信噪比2n°B解調(diào)器輸入是信號加噪聲的混合波形，即Sm(t)n (t)二A m(t

24、)nc(t)cos 衣 - ns(t) sin ct= E(t)cosp)ct+ 屮其中合成包絡(luò)E(t)二,A m(t) nc(t)2 n2(t)理想包絡(luò)檢波器的輸出就是E(t)，有用信號與噪聲無法完全分開。因此，計算輸出信噪比是件困難的事。第十六講線性調(diào)制系統(tǒng)的抗噪聲性能(二)主要內(nèi)容：AM信號包絡(luò)檢波的抗噪聲性能；角調(diào)制的基本概念。AM 信號采用包絡(luò)檢波法解調(diào)，解調(diào)器輸入是信號加噪聲的混合波形，其合 成包絡(luò)E(t)A m(t) njt)2 n；(t)理想包絡(luò)檢波器的輸出就是E(t)，有用信號與噪聲無法完全分開。我們來考慮 兩種特殊情況。1)大信噪比情況此時，輸入信號幅度遠大于噪聲幅度，即A

25、。m(t)n；(t) n；(t)因而可簡化為E(t)二. Ao m(t)22Aom(t)nc(t) n；(t) n；(t)A。m(t)22代一m(t) n c(t)Ao m(t) 12nc(t) V2Ao + m(t)Ao m(t) 1Ao + m(t)m(t) nc (t)這里利用了近似公式1x(1 x)2 : 12So 二 m2 (t)輸出信噪比x «1時No = n；(t)二 n2 (t)二 n°BSo _ m2(t)No n°B可得制度增益GamSo/N。Si/Ni2m2 (t)22A m2(t)顯然，AM信號的調(diào)制制度增益Gam隨A的減小而增加。但對包絡(luò)

26、檢波器來說 為了不發(fā)生過調(diào)制現(xiàn)象，應(yīng)有 A)Km(t)max，所以Gam總是小于1。例如：100%的調(diào)制(即Ao =m(t)max)且m(t)又是正弦型信號，有可得_ 2Gam 二3這是AM系統(tǒng)的最大信噪比增益。這說明解調(diào)器對輸入信噪比沒有改善，而是惡 化了?？梢宰C明，若采用同步檢測法解調(diào) AM信號，則得到的調(diào)制制度增益 Gam與 前面給出的結(jié)果相同。對于AM調(diào)制系統(tǒng)，在大信噪比時，采用包絡(luò)檢波器解調(diào)時的性能與同步檢 測器時的性能幾乎一樣。但應(yīng)該注意，后者的調(diào)制制度增益不受信號與噪聲相對 幅度假設(shè)條件的限制。2)小信噪比情況小信噪比指的是噪聲幅度遠大于信號幅度，即A。+m(t) «

27、Jn；(t) + nS(t)這時E(t) = ,Ao m(t)2nC(t)nf(t) 2n c(t)Aom(t):,nc(t) nf(t) 2nc(t)A。m(t)n；(t)+ nS(t)；*2n c(t)A°+m(t).n；(t)十n；(t)J其中R(t)及(t)代表噪聲ni (t)的包絡(luò)及相位r(t) =arctg.ns(t)c(t) 一cos(t)=nc (t)R(t)E5”1+涪 4R(t) A m(t) cosv(t)這時，E(t)中沒有單獨的信號項，只有受到cosr(t)調(diào)制的m(t)cos(t)項。由于cosr(t)是一個隨機噪聲。因而，有用信號m(t)被噪聲擾亂，致使

28、m(t)cosr(t) 也只能看作是噪聲。因此，輸出信噪比急劇下降，這種現(xiàn)象稱為解調(diào)器的 門限效 應(yīng)。開始出現(xiàn)門限效應(yīng)的輸入信噪比稱為 門限值。這種門限效應(yīng)是由包絡(luò)檢波器 的非線性解調(diào)作用所引起的。用相干解調(diào)的方法解調(diào)各種線性調(diào)制信號時不存在門限效應(yīng)。原因是信號與噪聲可分別進行解調(diào)，解調(diào)器輸出端總是單獨存在有用信號項。由以上分析可得如下結(jié)論：在大信噪比情況下，AM信號包絡(luò)檢波器的性能幾乎與相干解調(diào)法相同。但隨著信噪比的減小，包絡(luò)檢波器將在一個特定輸入 信噪比值上出現(xiàn)門限效應(yīng)。一旦出現(xiàn)門限效應(yīng)，解調(diào)器的輸出信噪比將急劇惡 化。§ 4. 3非線性調(diào)制(角調(diào)制)的原理使咼頻載波的頻率或相位

29、按調(diào)制信號的規(guī)律變化而振幅保持恒定的調(diào)制方式，稱為頻率調(diào)制(FM和相位調(diào)制(PM),分別簡稱為調(diào)頻和調(diào)相。因為頻率或相位的變化都可以看成是載波角度的變化，故調(diào)頻和調(diào)相又統(tǒng)稱為角度調(diào)制角度調(diào)制與線性調(diào)制不同，已調(diào)信號頻譜不再是原調(diào)制信號頻譜的線性搬移，而是頻譜的非線性變換，會產(chǎn)生與頻譜搬移不同的新的頻率成分， 故又稱為 非線性調(diào)制。一、角調(diào)制的基本概念角度調(diào)制信號的一般表達式為Sm(t) = Acos，ct(t)式中，A是載波的恒定振幅；c (t)是信號的瞬時相位二(t)，而:(t)稱為相 對于載波相位 ct的瞬時相位偏移；dp c (t)/dt是信號的 瞬時頻率，而 d (t)/dt稱為相對于

30、載頻c的瞬時頻偏o所謂相位調(diào)制，是指瞬時相位偏移隨調(diào)制信號m(t)而線性變化，即(tKpm(t)其中Kp是常數(shù)。于是，調(diào)相信號可表示為Spm (t)二 Acos £ Kpm(t)所謂頻率調(diào)制，是指瞬時頻率偏移隨調(diào)制信號m(t)而線性變化，即d (t)dt-Kf m(t)其中Kf是一個常數(shù)，這時相位偏移為t(t)二 Kf .；m( )d.代入則可得調(diào)頻信號為tSfm (t)二 Acos ct K f 匸m( )d FM和PM非常相似，如果預(yù)先不知道調(diào)制信號 m(t)的具體形式，則無法判斷已調(diào)信號是調(diào)相信號還是調(diào)頻信號第十七講角調(diào)制和頻分復(fù)用的原理主要內(nèi)容：FM和PM的關(guān)系；FM的調(diào)制與

31、解調(diào)原理及抗噪聲性能；模 擬調(diào)制系統(tǒng)的性能比較；頻分復(fù)用的基本原理。FM和PM的關(guān)系：如果將調(diào)制信號先微分，而后進行調(diào)頻，則得到的是調(diào)相波，這種方式叫間接調(diào)相；同樣，如果將調(diào)制信號先積分，而后進行調(diào)相，則得到的是調(diào)頻波，這種方式叫 間接調(diào)頻圖4-20直接和間接調(diào)相圖4-21直接和間接調(diào)頻從以上分析可見，調(diào)頻與調(diào)相并無本質(zhì)區(qū)別，兩者之間可相互轉(zhuǎn)換。鑒于在 實際應(yīng)用中多采用FM波，下面將集中討論頻率調(diào)制。二、 調(diào)頻前面已經(jīng)指出，頻率調(diào)制屬于非線性調(diào)制，其頻譜結(jié)構(gòu)非常復(fù)雜，難于表述。 但是，當(dāng)最大相位偏移及相應(yīng)的最大頻率偏移較小時，即一般認為滿足t兀Kf Lm©）di（或 0.5）皿6時，

32、可以簡化，因此可求出它的任意調(diào)制信號的頻譜表示式。這時，信號占據(jù)帶 寬窄，屬于窄帶調(diào)頻（NBFM。反之，是寬帶調(diào)頻（WBFM為使問題簡化，我們只研究單音調(diào)制的情況設(shè)單音調(diào)制信號m(t)二 Am cos mt 二 A cos2 fmt調(diào)頻信號的瞬時相偏(t) = Am©cos m d = A© sin mt = mf sin mt皿«m式中，AmKF為最大角頻偏，記為"。mf為調(diào)頻指數(shù)，它表示為AmKF也fmfmmf m則單音寬帶調(diào)頻的時域表達式Sfm 二 Acos ct mf si n't令 A=1，oOSfm (t) = _Jn(mf )cos

33、( c n -m)tn 二:它的付氏變換即為頻譜QOSfm ()-二7 Jn(mf N(c - nm)，( c nm)l調(diào)頻波的頻譜包含無窮多個分量。當(dāng)n=0時就是載波分量c，其幅度為Jo(mf);當(dāng)n = 0時在載頻兩側(cè)對稱地分布上下邊頻分量 c - n， m，譜線之間的 間隔為 'm ,幅度為Jn(mf)，且當(dāng)n為奇數(shù)時，上下邊頻極性相反； 當(dāng)n為偶 數(shù)時極性相同。圖4-25示出了某單音寬帶調(diào)頻波的頻譜。圖4-24 Jn(mJ mf關(guān)系曲線圖4-25調(diào)頻信號的頻譜（mf=5 ）1111 11ftw<:FI 2?J1 :J *z由于調(diào)頻波的頻譜包含無窮多個頻率分量，因此理論上調(diào)

34、頻波的頻帶寬度為 無限寬。然而實際上邊頻幅度 Jn（mJ隨著n的增大而逐漸減小，因此調(diào)頻信號 可近似認為具有有限頻譜。調(diào)頻波的帶寬為Bfm =2（mf 1）fm =2（：f fm）它說明調(diào)頻信號的帶寬取決于最大頻偏和調(diào)制信號的頻率，該式稱為卡森公式若 mf： 1 時Bfm ：- 2fm這就是窄帶調(diào)頻的帶寬。若 mf -10 時Bfm 2 f這是大指數(shù)寬帶調(diào)頻情況，說明帶寬由最大頻偏決定。根據(jù)經(jīng)驗把卡森公式推廣，即可得到任意限帶信號調(diào)制時的調(diào)頻信號帶寬的 估算公式Bfm =2(D1)fm這里，fm是調(diào)制信號的最高頻率，D是最大頻偏.:f與fm的比值調(diào)頻信號的產(chǎn)生與解調(diào)1. 調(diào)頻信號的產(chǎn)生1）直接

35、法直接調(diào)頻就是用調(diào)制信號直接去控制載波振蕩器的頻率，使其按調(diào)制信號的 規(guī)律線性地變化。每個壓控振蕩器自身就是一個 FM調(diào)制器，因為它的振蕩頻率正比于輸入控 制電壓，即i （t） =% 心口億）若用調(diào)制信號作控制信號，就能產(chǎn)生 FM波。調(diào)制信號圖4-26 PLL調(diào)制器2）間接法間接法是先對調(diào)制信號積分后對載波進行相位調(diào)制，從而產(chǎn)生窄帶調(diào)頻信號（NBFM。然后，利用倍頻器把 NBFM變換成寬帶調(diào)頻信號（WBFM。積相位調(diào)制1分器Snbfm (t )倍 頻 器XL mSWBFMcos ct圖4-27 間接調(diào)頻框圖優(yōu)點：頻率穩(wěn)定度好缺點：需要多次倍頻和混頻，因此電路較復(fù)雜2. 調(diào)頻信號的解調(diào)調(diào)頻信號的

36、解調(diào)也分為相干解調(diào)和非相干解調(diào)。相干解調(diào)僅適用于NBFM言號，而非相干解調(diào)對NBFM言號和WBF信號均適用。1)非相干解調(diào)調(diào)頻信號的解調(diào)是要產(chǎn)生一個與輸入調(diào)頻信號的頻率呈線性關(guān)系的輸出電 壓。完成這種頻率-電壓轉(zhuǎn)換關(guān)系的器件是頻率檢波器，簡稱 鑒頻器。圖4-30給出了一種用振幅鑒頻器進行非相干解調(diào)的原理框圖。圖中，微分 器和包絡(luò)檢波器構(gòu)成了具有近似理想鑒頻特性的鑒頻器。微分器的作用是把幅度恒定的調(diào)頻波Sfm t變成幅度和頻率都隨調(diào)制信號m(t)變化的調(diào)幅調(diào)頻波Sd t ，即Sd(t)二A c Kfm(t)sin <t Kf m(. )d .包絡(luò)檢波器則將其幅度變化檢出，濾去直流，再經(jīng)低通

37、濾波后即得解調(diào)輸出m°(t)二心心口這里Kd稱為檢頻器靈敏度。SFMBPF及11微分Sd（t）包絡(luò)1|!.LPF限幅111電路檢波111鑒頻器圖4-30鑒頻器特性與原理框圖圖中，限幅器的作用是消除信道中噪聲和其它原因引起的調(diào)頻波的幅度起 伏，帶通濾波器（BPF是讓調(diào)頻信號順利通過，同時濾除帶外噪聲及高次諧波 分量。2）相干解調(diào)由于窄帶調(diào)頻信號可分解成同相分量與正交分量之和，因而可以采用線性調(diào) 制中的相干解調(diào)法來進行解調(diào)。四、調(diào)頻系統(tǒng)的抗噪聲性能可證明大信噪比時2Gfm =3mf （mf 1）上式表明，大信噪比時寬帶調(diào)頻系統(tǒng)的制度增益是很高的。也就是說，加大調(diào)制指數(shù)mf，可使調(diào)頻系統(tǒng)的抗噪聲性能迅速改善。當(dāng)（S/NJfm減小到一定程度時，解調(diào)器的輸出中不存在單獨的有用信號項，信號被噪聲擾亂，因而（S°/No）FM急劇下降。這種情況與 AM包檢時相似， 我們稱之為“門限效應(yīng)”§ 4. 4各種模擬調(diào)制系統(tǒng)的性能比較綜合前面的分析，各種模擬調(diào)制方式的性能如表 4-1所示。表中的So/No是 在相同的解調(diào)器輸入信號功率 S、相同噪聲功率譜密度no、相同基帶信號帶寬fm 的條件下得到的結(jié)果。其中AM為100%調(diào)制，調(diào)制信號為單音正弦。表4 - 1調(diào)制方式信號帶寬制度增益So N；設(shè)備復(fù)雜度主要應(yīng)用DSB2fm2S no fm中等較少應(yīng)用SSBfm1