矩陣變換器-永磁同步電機矢量 控制系統(tǒng)的新型電流控制方法

1、2007年3 月第22卷第3期 電 工 技 術(shù) 學 報 TRANSACTIONS OF CHINA ELECTROTECHNICAL SOCIETY Vol.22 No.3 Mar. 2007矩陣變換器 永磁同步電機矢量控制系統(tǒng)的新型電流控制方法葛紅娟 周 波 蘇國慶 張 紹（南京航空航天大學自動化學院 南京 210016）摘要 分析了基于電流滯環(huán)控制的矩陣變換器永磁同步電機（MC-PMSM）系統(tǒng)的開關(guān)組合狀態(tài)和存在的缺點：系統(tǒng)側(cè)電流存在較大的5次和7次諧波分量。提出了一種改進電流控制方法，該方法采用電機電流雙環(huán)控制，得出三相電機電流的6個電流控制信號，并將輸入三相電壓分成12個相區(qū)，根據(jù)電流

2、控制信號和相區(qū)號的不同，選擇不同的輸入相與輸出相連接，確定出矩陣變換器開關(guān)組合狀態(tài)。在該方法中，每個輸入相在整個周期內(nèi)都參與調(diào)制，降低了系統(tǒng)輸入電流的諧波分量，提高了系統(tǒng)輸入電流的正弦度。關(guān)鍵詞：矩陣變換器 永磁同步電機 諧波分量 電流雙環(huán)控制 矢量控制中圖分類號：TM301Novel Current Modulation Approach for the Vector Control ofMC-PMSM SystemGe Hongjuan Zhou Bo Su Guoqing Zhang Shao（Nanjing University of Aeronautics and Astronaut

3、ics Nanjing 210016 China）Abstract An improved current hysteresis-loop modulation approach for the vector control ofmatrix converter-permanent magnet synchronous motor (MC-PMSM) system is presented in this paper.With the approach, the three-phase input voltages are divided into twelve sections and th

4、ree pairs of current control signals are deduced by comparing the reference values and the measured values of the output currents based on double current loops. Then, the states of the switches in the MC-PMSM system are determined according to the section number of the input voltages and one of the

5、three pairsof current control signals, so that the modulation of every input voltage phase hold in the whole periods. Hence the 5th harmonic, the 7th harmonic, and the total harmonic distortion (THD) of the input currents, which are relative large when the based current hysteresis-loop modulation me

6、thod is adoptedin the system, are obviously reduced and the input currents of the system become more sinusoidal.Keywords：Matrix converter, permanent magnet synchronous motor, harmonic components, doublecurrent loop modulation, vector control其調(diào)速性能、動靜態(tài)特性接近直流電機的性能指標。將永磁同步電機與矩陣變換器相結(jié)合成為現(xiàn)代傳動系統(tǒng)及伺服控制系統(tǒng)的優(yōu)選方案

7、。國內(nèi)外關(guān)于矩陣變換器永磁同步電機（MC-PMSM）系統(tǒng)方面的研究不多1-17。愛爾及利亞學者Sard Bouchiker于1998年最先將AC-AC矩陣變換器用于永磁同步電機矢量控制6。他將矩陣變換器的輸入、輸出變換到d、q坐標系中，并推導得出了用d、q坐標系參數(shù)表示的矩陣變換器等效電1 引言 矩陣變換器可以實現(xiàn)輸入電流和輸出電壓波形的正弦化，輸入功率因數(shù)可調(diào)，沒有大體積的直流環(huán)節(jié)，因此，在交流傳動系統(tǒng)中蘊藏著良好的應用前景。永磁同步電機（PMSM）具有體積小、重量輕、運行可靠等優(yōu)點，并且采用矢量控制技術(shù)可使收稿日期 2006-05-11 改稿日期 2006-11-1022電 工 技 術(shù) 學

8、 報 2007年3月*流iA、iB、iC與實測電流iA、iB、iC進行比較，得路及方程。利用對d、q軸的分別控制達到電機磁通和轉(zhuǎn)矩獨立控制的目的，實現(xiàn)了電機的矢量控制。從2001年開始，臺灣學者Der-Fa Chen和Tian-Hua Liu等對矩陣變換器驅(qū)動的永磁同步電機矢量控制系統(tǒng)進行了一系列研究，并多次在國際會議上交流其研究成果1, 4, 8-13到三個電流控制信號HA、HB、HC；同時，三相輸入電壓被分為6個輸入電壓狀態(tài)區(qū)間（區(qū)間16），如圖2所示。矩陣變換器的開關(guān)狀態(tài)由實時輸入電壓狀態(tài)和電流控制信號共同確定15，從而使矩陣變換器的實際電流實時跟蹤給定電流，實現(xiàn)系統(tǒng)的轉(zhuǎn)速、電流雙閉環(huán)控

9、制。，為矩陣變換器用于永磁同步電機的驅(qū)動提供了參考依據(jù)。芬蘭學者Eskola M.于2004年介紹了采用高頻電壓信號注入法估計矩陣變換器永磁同步電機系統(tǒng)轉(zhuǎn)子位置的方法，并驗證了該方法的西班牙學者Antoni Arias和英國學者Greg 可行性7。Asher也對采用高頻電壓注入法估計無傳感器永磁同步電機轉(zhuǎn)子位置進行了分析和研究14。有關(guān)學者還研究了矩陣變換器驅(qū)動永磁同步電機用于功率較小、且對體積與重量等有特殊要求的場合3，5。相對而言，我國大陸對矩陣變換器實現(xiàn)永磁同步電機矢文獻15研究了基于量控制系統(tǒng)的研究較少2, 15-17。電機電流滯環(huán)控制策略的MC-PMSM矢量控制系統(tǒng)的可行性，并進行了

10、仿真分析。以上關(guān)于MC-PMSM矢量控制系統(tǒng)研究的文獻中，大部分文獻2-8, 10-14, 16, 17是利用矩陣變換器最通用的雙空間矢量調(diào)制策略實現(xiàn)PMSM的矢量控制，文獻1, 9所描述的系統(tǒng)對電壓進行分層，并利用神經(jīng)網(wǎng)絡在線自學習技術(shù)確定矩陣變換器的開關(guān)狀態(tài)組合。以上調(diào)制方式均為電壓調(diào)制，電流滯環(huán)控制是逆變器電機控制系統(tǒng)常用的電流調(diào)制方法，該方法對電機控制而言更為直接有效，實現(xiàn)也比較方便。但是，如果矩陣變換器采用這種方法，會使每個輸入相在一個周期內(nèi)有1/3的時間（120°）不參與調(diào)制，使電源側(cè)電流存在較大的5次和7次諧波15圖1 電流滯環(huán)控制MC-PMSM系統(tǒng)原理圖 Fig.1

11、Scheme of MC-PMSM system based on currenthysteresis-loop modulationt，導致矩陣變換器能夠?qū)崿F(xiàn)電源側(cè)電流波形正弦圖2 電流滯環(huán)控制輸入電壓狀態(tài)圖 Fig.2 Input voltage states for current modulationapproach化的這一重要優(yōu)點不能得到充分體現(xiàn)。為此，本文提出了一種改進電流滯環(huán)控制策略，克服了一般電流滯環(huán)控制方法在MC-PMSM系統(tǒng)中應用的缺陷，使系統(tǒng)輸入電流的正弦度得到改善。在使用基本電流滯環(huán)控制策略確定MC的開關(guān)狀態(tài)時，任何時刻輸出相只與輸入的最大值相和最小值相連接15，因此，

12、無論輸入電壓處于哪個狀態(tài)區(qū)間，三個輸入相中僅僅只有最大電壓相和最小電壓相被使用，而中間相總是不被使用，從而導致每個輸入相在一個周期內(nèi)有1/3（120°）未被使用。以a相為例，它在電壓狀態(tài)區(qū)間1、狀態(tài)區(qū)間2、狀態(tài)區(qū)間4和狀態(tài)區(qū)間6中參與調(diào)制，在電壓狀態(tài)區(qū)間3和狀態(tài)區(qū)間5中不參與調(diào)制15，如圖2所示。這樣，經(jīng)過調(diào)制后的電流在一個周期內(nèi)有1/3個周期等于0，2/3個周期為sin t的高頻調(diào)制，為了便2 電流滯環(huán)控制MC-PMSM系統(tǒng)及其缺點2.1 系統(tǒng)工作原理圖1所示為電流滯環(huán)控制MC-PMSM系統(tǒng)原理圖。其工作原理為：速度給定信號*與速度反饋信號 相比較，誤差信號控制速度調(diào)節(jié)器ST，調(diào)節(jié)

13、*；轉(zhuǎn)子磁場定向器輸出作為電機交軸電流給定值iq*時，直軸電流給定值id=0。根據(jù)矢量控制要求，經(jīng) *過Park變換得到期望的三相電流iA、iB、iC；將電第22卷第3期葛紅娟等 矩陣變換器永磁同步電機矢量控制系統(tǒng)的新型電流控制方法 23于分析低次諧波分量，暫不計入高次諧波，則電流可表示為0 0t /6sint/6 t 5 /6f(t)=0 5/6 t 7 /6 （1）sint7/6 t 11 /611/6 t 2 0上式表示的函數(shù)經(jīng)過傅里葉分解可知有奇次諧波分量存在。電機負載的三相星形連接可以消除3次及其倍數(shù)次諧波分量，但仍然存在較大的5次和7次諧波分量。b相和c相的情況與a相似。 2.2

14、仿真和實驗結(jié)果利用Matlab仿真軟件對MC-PMSM系統(tǒng)進行建模仿真，并設(shè)計制作了原理樣機進行實驗研究。當電機轉(zhuǎn)速1500r/min時，仿真得到電機空載和滿載時系統(tǒng)輸入電流的總諧波含量THD分別為14.7%和14.1%；5次諧波分別為12.5%和11.8%；7次諧波分別為6.7%和5.9%。圖3給出了滿載、電機轉(zhuǎn)速1500r/min時，系統(tǒng)輸入量的仿真結(jié)果，圖中依次分別為系統(tǒng)的輸入電壓波形、輸入電流濾波前和濾波后的波形（輸入濾波器的截止頻率為650Hz）。3.1 改進策略原理針對上述現(xiàn)象，本文對系統(tǒng)的電流控制策略進行了改進：一方面充分、合理地利用三個輸入相，使之在整個周期內(nèi)均參與調(diào)制，另一方

15、面將電機電流的兩態(tài)滯環(huán)控制改進為內(nèi)外雙滯環(huán)控制，以改善輸入電流波形，減小輸入電流諧波。改進策略將三相輸入電壓在一個周期內(nèi)劃分為12個狀態(tài)區(qū)間（狀態(tài)112），如圖5所示。每個30°區(qū)間三相輸入電壓都有一個最大值相、一個最小值相和一個中間值相，電壓關(guān)系列于表1，該表與圖5中的狀態(tài)區(qū)間一一對應。圖4 MC輸入電壓和電流（滿載） Fig.4 Input phase voltage and current of MC3 改進電流滯環(huán)控制策略圖3 滿載運行時輸入量仿真結(jié)果（1500r/min） Fig.3 Simulation results of the system with full-lo

16、ad圖5 改進的電流滯環(huán)控制電壓狀態(tài)Fig.5 Voltage states for the improved current modulationapproach表1 基于改進策略的三相輸入電壓狀態(tài)Tab.1 Input voltage states based on the improved currentmodulation approach狀態(tài)1 2 3 4 5 6電壓情況中間相電壓正或負 uaubuc ub為負uaubuc ub為正ubuauc ua為正ubucua ua為負ubucua uc為負ubucua uc為正狀態(tài) 7 8 9 10 11 12電壓情況中間相電壓正或負 ucu

17、bua ub為正 ucubua ub為負 ucuaub ua為負 ucuaub ua為正 uaucub uc為正 uaucub uc為負圖4為電機滿載、電機轉(zhuǎn)速為1500r/min時系統(tǒng)的輸入電壓和輸入電流（濾波前）實驗波形；仿真和實驗所使用的電機參數(shù)為：PN=420VA，UN=105V，nN=1500r/min，TN=2.67N·m，R=6.18，L =17mH，電流環(huán)寬I=0.06A。從圖3和圖4可以看出：系統(tǒng)的輸入電流（濾波前）的相位始終跟隨輸入電壓，移相功率因數(shù)為1；在一個周期內(nèi)，每個輸入相只有2/3個周期參與調(diào)制，見圖3b和圖4。因此，輸入電流濾波后仍然含有較大的低次諧波，

18、其中主要是5次和7次諧波。24電 工 技 術(shù) 學 報 2007年3月在改進策略中，每相電機電流的實際值 ij( j=A,B,C)與給定值i*j(j=A,B,C)的比較受內(nèi)、外兩 個環(huán)寬（I1與I2）的制約，比較結(jié)果用電流控制信號Hj2Hj1( j=A,B,C)表示，共有6個電流控制信號即HA2，HA1，HB2，HB1，HC2，HC1，圖6給出了A相電機電流的比較情況。其中，Hj2稱為外環(huán)控制信號，其取值與實際電流是否落在外環(huán)之內(nèi)有關(guān)；Hj1稱為內(nèi)環(huán)控制信號，其取值與實際電流是否落在內(nèi)環(huán)范圍有關(guān)；取值方法與前述滯環(huán)控制方法相同，由此可得Hj2Hj1的數(shù)值確定方法為：圖7 基于改進策略的電流控制信

19、號Fig.7 Current modulation signals in the improved currentmodulation approach所示的電流控制信號Hj2Hj1在實際電流增大和減小過程中的取值，可以確定任一時刻矩陣變換器9個開關(guān)管的開通和關(guān)斷狀態(tài)17，原則如下：（1）由圖6可見，當某相實際電流小于給定電 Hj2、 流，且差值較大，iji*j大于外環(huán)的寬度I2時，Hj1的取值為11，此時矩陣變換器的該輸出相與輸入的最大相連接，使得實際電流盡快上升。實際電圖6 基于改進策略的電流滯環(huán)比較Fig.6 Current double loops of the improved cu

20、rrentmodulation approach流ij的上升使其與給定值之間的差異開始減小至，內(nèi)、外環(huán)之間（Hj1=1，Hj2處于保持階段，也為1）Hj2、Hj1的取值為11；實際電流ij繼續(xù)上升到內(nèi)環(huán)之內(nèi)，Hj2和Hj1均處于保持階段，Hj2、Hj1的取值iji*j大（1）電流差值超出內(nèi)環(huán)范圍時 當某相實際電流大于給定電流，且差值于滯環(huán)寬度I1時，令Hj1=0；反之，當某相實際電 流小于給定電流且差值iji*j小于負的滯環(huán)寬度 1時，令Hj1=1。（2）電流差值超出外環(huán)范圍時當某相實際電流大于給定電流，且差值iji*j大 于滯環(huán)寬度I2時，令Hj2=0；反之，當某相實際電 流小于給定電流且差

21、值 小于負的滯環(huán)寬度iji*j時，令Hj2=1。（3）電流差值在內(nèi)環(huán)范圍之內(nèi)時，維持Hj1不變；電流差值在外環(huán)范圍之內(nèi)時，維持Hj2不變。因此，實際電流上升過程中，Hj2、Hj1的取值從1111111000；而實際電流下降過程中，Hj2、Hj1的取值從0000000111，如圖6所示。綜合內(nèi)、外環(huán)的電流比較結(jié)果，每相電流控制信號Hj2、Hj1( j=A,B,C)有4個00、01、10、11四個不同的數(shù)值，如圖7所示。對應不同的數(shù)值，選擇不同的輸入相與輸出相連接，得到合理的開關(guān)組合狀態(tài)。3.2 MC開關(guān)狀態(tài)確定針對12個不同的輸入電壓狀態(tài)區(qū)間，根據(jù)圖6仍然為11。在電流上升過程中，矩陣變換器的該

22、輸出相與輸入的最大相仍然連接。（2）隨著實際電流的增大，電流實際值從小于 給定值的情況逐步變化為大于給定值。當差值iji*j變?yōu)檎龜?shù)并落在內(nèi)環(huán)與外環(huán)之間（Hj1=0，Hj2處于保持階段，且Hj2=1）時，Hj2、Hj1的取值為10。此時，應該減小實際電流增加的速度，一個數(shù)值為正的中間電壓相是優(yōu)先選擇。因此，如果輸入中間電壓相為正，則矩陣變換器的該輸出相與輸入中間電壓相連接；如果輸入中間電壓相為負，則保持原來的連接。（3）當電流的上升導致實際電流大于給定電 Hj2、 流，且差值較大，iji*j大于外環(huán)的寬度I2時，Hj1的取值為00，如圖6所示。此時矩陣變換器的該輸出相與輸入的最小相連接，使得實

23、際電流盡快下降。實際電流ij的下降使其與給定值之間的差異開始減小至內(nèi)、外環(huán)之間（Hj1=0，Hj2處于保持階，Hj2、Hj1的取值為00；實際電流ij段，且Hj2=0）繼續(xù)下降到內(nèi)環(huán)之內(nèi)，Hj2、Hj1均處于保持階段，取值仍然為00。在電流下降過程中，矩陣變換器的該輸出相與輸入的最小相仍然連接。（4）隨著實際電流的下降，電流實際值從大于第22卷第3期葛紅娟等 矩陣變換器永磁同步電機矢量控制系統(tǒng)的新型電流控制方法 25給定值的情況逐步變化為小于給定值。當差值iji*j 變?yōu)樨摂?shù)并落在內(nèi)環(huán)與外環(huán)之間（Hj1=1，Hj2仍然處于保持階段，為0）時，Hj2、Hj1的取值為01。此時，應該減小實際電流下

24、降的速度，一個數(shù)值為負的中間電壓相是優(yōu)先選擇。因此，如果輸入中間電壓相為負，則矩陣變換器的該輸出相與輸入中間電壓相連接；如果輸入中間電壓相為正，則保持原來的連接。因每相電流控制信號有4種情況，三相電流的比較結(jié)果總共有4×4×4=64種組合情況，即有64種可能的電流控制信號。對應12個輸入電壓相區(qū)，共有12×64=768種不同的開關(guān)組合，詳細的組合情況及分析圖表見文獻17。調(diào)制，系統(tǒng)輸入電流總諧波含量減小，波形正弦度更好。圖9 MC輸入電壓和電流（滿載） Fig.9 Input phase voltage and current of MC4 改進策略的仿真和實驗驗

25、證根據(jù)提出的改進策略，對該矢量控制系統(tǒng)進行仿真分析。當電機轉(zhuǎn)速1500r/min時，仿真得到電機空載和滿載時系統(tǒng)輸入電流的總諧波含量（THD）分別為7.6%和6.7%；5次諧波分別為5.9%和5.3%；7次諧波分別為3.5%和2.75%。圖8給出了滿載、電機轉(zhuǎn)速為1500r/min時，系統(tǒng)輸入量的仿真結(jié)果。圖10給出了電機速度1500r/min情況下電機相電流和直軸電流波形，由圖可見：電機電流被限制在一定環(huán)寬以內(nèi)，正弦性良好，實現(xiàn)了對給定值的跟蹤；直軸電流分量近似為零，實現(xiàn)了矢量控制。圖10 電機相電流和直軸電流（1500r/min） Fig.10 Motor current and its

26、component in q direction5 結(jié)論仿真和實驗結(jié)果表明，該方法控制的圖8 滿載時輸入量仿真結(jié)果Fig.8 Simulation results of the system with full-loadMC-PMSM系統(tǒng)的電機電流具有良好的跟蹤性能，并且直軸電流分量近似為零，系統(tǒng)實現(xiàn)了矢量控制，驗證了本文提出的改進電流滯環(huán)控制策略的可行性和正確性。同時，改進的電流滯環(huán)控制策略使電機電流從基本的兩態(tài)控制變成為更加合理的有2個中間狀態(tài)的四態(tài)控制，并且由于每相輸入電壓在整個周期內(nèi)都參與調(diào)制，MC-PMSM矢量控制系統(tǒng)的輸入電流波形正弦度得到提高，有效減小了其諧波分量，克服了基本電流

27、滯環(huán)控制MC-PMSM系統(tǒng)的缺點。該控制方法也同時適用于異步電動機的矢量控制系統(tǒng)。將改進策略用于實際的MC-PMSM矢量控制系統(tǒng)。圖9為滿載電機速度1500r/min時，系統(tǒng)的輸入電壓和輸入電流的實驗波形，實驗條件與圖4的實驗條件相同。仿真和實驗時所用電機與前述相同，I2=0.06A。比較仿真結(jié)果圖8、電流環(huán)寬I1=0.03A，圖3與實驗結(jié)果圖9、圖4可見，利用改進的電流滯環(huán)控制方法后，三個輸入相在整個周期內(nèi)都參與26電 工 技 術(shù) 學 報 2007年3月參考文獻1 Chen Derfa, Liu Tianhual. Optimal controller design for amatrix

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