開關(guān)電源原理、設(shè)計及實例[陳純鍇][電子教案(PPT版本)]第7章課件

1、 接通輸入電源后，通過起動電阻的電流流經(jīng)開關(guān)晶體管接通輸入電源后，通過起動電阻的電流流經(jīng)開關(guān)晶體管VT的基極，的基極，VT導(dǎo)通，開導(dǎo)通，開關(guān)晶體管的集電極電流必然由零開始逐漸增加，稱為起動電流。關(guān)晶體管的集電極電流必然由零開始逐漸增加，稱為起動電流。 在導(dǎo)通期間（在導(dǎo)通期間（ ），加在變壓器初級繞組），加在變壓器初級繞組Np兩端的電壓為，同時，變壓器兩端的電壓為，同時，變壓器T的的反饋繞組反饋繞組NB上感應(yīng)出電壓上感應(yīng)出電壓VB，該電壓為正反饋電壓，加到基極上并使開關(guān)晶體管，該電壓為正反饋電壓，加到基極上并使開關(guān)晶體管進(jìn)一步加速導(dǎo)通，這時開關(guān)變壓器進(jìn)一步加速導(dǎo)通，這時開關(guān)變壓器T初級繞組初級繞

2、組Np兩端的電壓兩端的電壓=VI-VCE。變壓器次級。變壓器次級繞組繞組NS上感應(yīng)的電壓對于整流二極管上感應(yīng)的電壓對于整流二極管VD為反向電壓，因此，次級繞組中無電流。為反向電壓，因此，次級繞組中無電流。初級繞組的電流為變壓器的勵磁電流，設(shè)初級繞組的電感為初級繞組的電流為變壓器的勵磁電流，設(shè)初級繞組的電感為LP、導(dǎo)通時間為、導(dǎo)通時間為t，則，則該勵磁電流為該勵磁電流為VIt/LP，并隨時間成比例增大。開關(guān)晶體管的電流增大，若基極電流，并隨時間成比例增大。開關(guān)晶體管的電流增大，若基極電流不能使其保持飽和狀態(tài)，則開關(guān)晶體管脫離飽和而不能使其保持飽和狀態(tài)，則開關(guān)晶體管脫離飽和而VCE隨之增大。由于隨

3、之增大。由于VCE增加，增加，變壓器初級繞組電壓下降，基極電壓隨之變壓器初級繞組電壓下降，基極電壓隨之VB下降，下降，VCE進(jìn)一步增加，由于正反饋作進(jìn)一步增加，由于正反饋作用，導(dǎo)致開關(guān)晶體管迅速截止。設(shè)初級繞組電流為用，導(dǎo)致開關(guān)晶體管迅速截止。設(shè)初級繞組電流為IP，匝數(shù)為，匝數(shù)為NP，在晶體管截止瞬，在晶體管截止瞬間，磁場保持不變，若次級繞組匝數(shù)為間，磁場保持不變，若次級繞組匝數(shù)為NS，則繞組電流為，則繞組電流為IS，有，有ONt SSPPI NI NPSPSNIIN圖7-2 電壓和電流波形的能量為的能量為 在在 期間，初級繞組側(cè)無電流，期間，初級繞組側(cè)無電流， 期間變壓器中蓄積期間變壓器中蓄

4、積的能量通過次級繞組的能量通過次級繞組 釋放釋放 .從從 轉(zhuǎn)換到轉(zhuǎn)換到 瞬間，初次級繞組安匝數(shù)相等，因此，瞬間，初次級繞組安匝數(shù)相等，因此，若變壓器初級側(cè)能量全部傳遞給次級側(cè)，則若變壓器初級側(cè)能量全部傳遞給次級側(cè)，則 (7-3) 匝數(shù)比為匝數(shù)比為 (7-4)電感與之比與繞組匝數(shù)平方成正比，即電感與之比與繞組匝數(shù)平方成正比，即ONtPIPL212PPEL IOFFtONtSLONtOFFtPPSSNINISPNnN (7-5) 若振蕩頻率為，則每秒提供的功率，傳遞到輸出端，變壓器效率為。若輸出電若振蕩頻率為，則每秒提供的功率，傳遞到輸出端，變壓器效率為。若輸出電壓和電流分別為和，則輸出功率為壓和

5、電流分別為和，則輸出功率為 (7-6) 22SSPPLNnLN212OOOPPPUILIf TL494是典型的脈寬調(diào)制型開關(guān)電源控制器，廣泛應(yīng)用于單端正激雙管式、半是典型的脈寬調(diào)制型開關(guān)電源控制器，廣泛應(yīng)用于單端正激雙管式、半橋式、全橋式開關(guān)電源。其主要特性如下：橋式、全橋式開關(guān)電源。其主要特性如下：(1)功能完善的脈寬調(diào)制控制電路；功能完善的脈寬調(diào)制控制電路； (6)內(nèi)置輸出級晶體管可提供最大內(nèi)置輸出級晶體管可提供最大500mA的驅(qū)動能力的驅(qū)動能力 (7)具有推挽具有推挽/單端兩種輸出方式。單端兩種輸出方式。 圖圖7-4 TL494引腳排列引腳排列 (7-7) 電容電容CT上的正向鋸齒波信號

6、分別加到死區(qū)比較器和上的正向鋸齒波信號分別加到死區(qū)比較器和PWM比較器的反相輸入端，與比較器的反相輸入端，與另外兩個控制信號進(jìn)行比較，實現(xiàn)脈沖寬度調(diào)制。脈沖寬度調(diào)制信號加到門電路的另外兩個控制信號進(jìn)行比較，實現(xiàn)脈沖寬度調(diào)制。脈沖寬度調(diào)制信號加到門電路的輸入端，經(jīng)觸發(fā)器分頻，由門電路驅(qū)動輸入端，經(jīng)觸發(fā)器分頻，由門電路驅(qū)動TL494內(nèi)部的兩個輸出三極管內(nèi)部的兩個輸出三極管Q1和和Q2交替導(dǎo)交替導(dǎo)通和截止，通過引腳通和截止，通過引腳8和引腳和引腳11向外輸出相位相差向外輸出相位相差180的脈寬調(diào)制控制脈沖。功率輸?shù)拿}寬調(diào)制控制脈沖。功率輸出管出管Q1和和Q2受控于或非門，即只有在鋸齒波電壓大于引腳受

7、控于或非門，即只有在鋸齒波電壓大于引腳3和引腳和引腳4上的輸入控制上的輸入控制信號時才會被選通。當(dāng)控制信號幅值增加時，輸出脈沖的寬度將減小，如圖信號時才會被選通。當(dāng)控制信號幅值增加時，輸出脈沖的寬度將減小，如圖7-6所示。所示。1.1oscTTfRC圖7-6TL494脈沖控制波形 當(dāng)定時電容當(dāng)定時電容CT放電時，死區(qū)比較器輸出正脈沖，其上升沿使觸發(fā)器動作并鎖存，同放電時，死區(qū)比較器輸出正脈沖，其上升沿使觸發(fā)器動作并鎖存，同時正脈沖加到或非門的輸入端，使輸出晶體管時正脈沖加到或非門的輸入端，使輸出晶體管Q1和和Q2截止。截止。 表表7-1 TL494的典型電氣參數(shù)的典型電氣參數(shù) 圖7-8推挽式輸

8、出小功率開關(guān)穩(wěn)壓電源圖7-9單端輸出式降壓穩(wěn)壓電源圖7-10 TL494的典型應(yīng)用實例 SG3525由基準(zhǔn)電壓源、振蕩器、誤差放大器、PWM比較器與鎖存器、欠壓鎖定電路、軟啟動電路、輸出驅(qū)動級等電路組成，內(nèi)部原理框圖如圖7-12所示。 圖7-12 SG3525內(nèi)部結(jié)構(gòu) 引腳15為供電電源VCC，作為內(nèi)部邏輯和模擬電路的工作電壓，送到欠電壓鎖定電路，具有輸入欠電壓鎖定功能，同時提供給內(nèi)部基準(zhǔn)電壓穩(wěn)壓器，產(chǎn)生穩(wěn)定的基準(zhǔn)電內(nèi)置內(nèi)置5.1V精密基準(zhǔn)電源，基準(zhǔn)電壓源采用三端穩(wěn)壓電路，工作電壓范精密基準(zhǔn)電源，基準(zhǔn)電壓源采用三端穩(wěn)壓電路，工作電壓范圍寬，其輸入電壓圍寬，其輸入電壓VCC可在可在8V35V范圍

9、內(nèi)變化，通常采用范圍內(nèi)變化，通常采用+15V，其輸出電壓，其輸出電壓VST5.1V，精度，精度1.0%，具有溫度補償功能。由于基準(zhǔn)電壓在誤差放大器的共模輸入，具有溫度補償功能。由于基準(zhǔn)電壓在誤差放大器的共模輸入范圍內(nèi)，因此無須外接分壓電阻?；鶞?zhǔn)電壓源提供芯片內(nèi)部工作電路的電源，也可范圍內(nèi)，因此無須外接分壓電阻?；鶞?zhǔn)電壓源提供芯片內(nèi)部工作電路的電源，也可從基準(zhǔn)電壓端引腳從基準(zhǔn)電壓端引腳16輸出，提供輸出電流輸出，提供輸出電流50mA，設(shè)有過流保護(hù)電路，設(shè)有過流保護(hù)電路 。 SG3525中設(shè)置了欠壓鎖定電路，在欠壓狀態(tài)下，即中設(shè)置了欠壓鎖定電路，在欠壓狀態(tài)下，即Vcc2.5V時，欠壓鎖定電路即開始

10、工作，直至?xí)r，欠壓鎖定電路即開始工作，直至Vcc=8V。在。在Vcc達(dá)到達(dá)到8V之前，電路內(nèi)部各部分都已建立了正常的工作狀態(tài)，而當(dāng)之前，電路內(nèi)部各部分都已建立了正常的工作狀態(tài)，而當(dāng)Vcc從從8V降至降至7.5V時，欠壓鎖定電路則又開始恢復(fù)工作，控制器內(nèi)部電路鎖定，除基準(zhǔn)電源和一些必時，欠壓鎖定電路則又開始恢復(fù)工作，控制器內(nèi)部電路鎖定，除基準(zhǔn)電源和一些必要電路之外，其他部分停止工作，此時控制器消耗的電流極小，降至約要電路之外，其他部分停止工作，此時控制器消耗的電流極小，降至約2mA。 振蕩器工作頻率范圍寬，為振蕩器工作頻率范圍寬，為100Hz400kHz，死區(qū)時間可調(diào)，并且具有外部同，死區(qū)時間可

11、調(diào)，并且具有外部同步功能。振蕩電路從基準(zhǔn)電壓源取得雙門限電壓，其高門限電壓步功能。振蕩電路從基準(zhǔn)電壓源取得雙門限電壓，其高門限電壓VH =9.3V，低門限，低門限電壓電壓VL = 0.9V。在。在SG3525中，除了定時電容中，除了定時電容CT引腳引腳5和定時電阻和定時電阻RT兩個引腳兩個引腳6外，外，又增加了一個同步端引腳又增加了一個同步端引腳3和一個放電端引腳和一個放電端引腳7， CT取值范圍為取值范圍為0.001u F到到0.1u F， 10.67TTtR C21.3DTtR C 當(dāng)需要多個芯片同步工作時，每個芯片有各自的震蕩頻率，但幾個芯片的工作當(dāng)需要多個芯片同步工作時，每個芯片有各自

12、的震蕩頻率，但幾個芯片的工作頻率不能相差太大，此時可以將振蕩器的同步信號輸入端引腳頻率不能相差太大，此時可以將振蕩器的同步信號輸入端引腳3接外部同步脈沖信接外部同步脈沖信號，實現(xiàn)與外電路的同步，同步脈沖的頻率應(yīng)比震蕩頻率號，實現(xiàn)與外電路的同步，同步脈沖的頻率應(yīng)比震蕩頻率FOSC略低一些。分別將略低一些。分別將多只多只SG3525的的4腳和腳和3腳相連，這時所有芯片與最快的芯片工作頻率同步，也可以腳相連，這時所有芯片與最快的芯片工作頻率同步，也可以使單個芯片以外部時鐘頻率工作。如不需多個芯片同步工作時，使單個芯片以外部時鐘頻率工作。如不需多個芯片同步工作時，3腳和腳和4腳懸空。腳懸空。 CT周期

13、性充電和放電形成的鋸齒波送至周期性充電和放電形成的鋸齒波送至PWM比較器的同相輸入端，反向輸入比較器的同相輸入端，反向輸入端增加至兩個，一個反相輸入端連接誤差放大器的輸出信號，另一個連接外部控制端增加至兩個，一個反相輸入端連接誤差放大器的輸出信號，另一個連接外部控制信號。誤差放大器由兩級差分放大器構(gòu)成，其直流開環(huán)放大倍數(shù)為信號。誤差放大器由兩級差分放大器構(gòu)成，其直流開環(huán)放大倍數(shù)為80dB 左右，誤左右，誤差放大器的反相輸入端引腳差放大器的反相輸入端引腳1通常連接到電源輸出電壓的電阻分壓器上，對輸出電通常連接到電源輸出電壓的電阻分壓器上，對輸出電壓取樣反饋，同相輸入端引腳壓取樣反饋，同相輸入端引

14、腳2通常接到基準(zhǔn)電壓引腳通常接到基準(zhǔn)電壓引腳16的電阻分壓器上，取得的電阻分壓器上，取得2.5V的基準(zhǔn)電壓作為參考電壓，誤差放大器的比較輸出信號與鋸齒波電壓信號的基準(zhǔn)電壓作為參考電壓，誤差放大器的比較輸出信號與鋸齒波電壓信號 12111(0.671.3)TDTfTttRRC SG3525內(nèi)置有軟啟動電路，在軟啟動輸入端引腳內(nèi)置有軟啟動電路，在軟啟動輸入端引腳8外接軟啟動電容外接軟啟動電容Css。接通。接通電源瞬間，由于電容兩端的電壓不能突變，因此與軟啟動電容相連的電源瞬間，由于電容兩端的電壓不能突變，因此與軟啟動電容相連的PWM比較器反比較器反相輸入端處于低電平，相輸入端處于低電平，PWM比較

15、器輸出高電平，比較器輸出高電平，PWM鎖存器的輸出也為高電平，鎖存器的輸出也為高電平，該高電平通過或非門輸出邏輯控制電路，使輸出晶體管截止。上電過程中，該高電平通過或非門輸出邏輯控制電路，使輸出晶體管截止。上電過程中，SG3525內(nèi)部的內(nèi)部的50uA恒流源對電容恒流源對電容CSS充電，電容兩端電壓線性緩慢升高，充電，電容兩端電壓線性緩慢升高，PWM比較器輸出比較器輸出PWM脈沖的占空比從零逐漸增加到最大（脈沖的占空比從零逐漸增加到最大（50%），完成軟啟動過程，），完成軟啟動過程， (7-11)SG3525采用關(guān)斷控制電路進(jìn)行限流控制，包括逐個脈沖電流限制和直流輸出電流采用關(guān)斷控制電路進(jìn)行限流

16、控制，包括逐個脈沖電流限制和直流輸出電流的限流控制。當(dāng)過流脈沖信號送至關(guān)閉控制端引腳的限流控制。當(dāng)過流脈沖信號送至關(guān)閉控制端引腳10時，電壓超過時，電壓超過0.7V時，芯片將時，芯片將進(jìn)行限流操作，當(dāng)關(guān)斷引腳引腳進(jìn)行限流操作，當(dāng)關(guān)斷引腳引腳10電壓超過電壓超過1.4V時，時，PWM鎖存器將立即動作，禁鎖存器將立即動作，禁止止SG3525的輸出，直至下一個時鐘周期才能恢復(fù)，同時，通過外接軟啟動電容放的輸出，直至下一個時鐘周期才能恢復(fù)，同時，通過外接軟啟動電容放電，放電電流為電，放電電流為150uA。如果引腳。如果引腳10的該高電平信號持續(xù)時間較長，軟啟動電容將的該高電平信號持續(xù)時間較長，軟啟動電

17、容將充分放電，直到關(guān)斷信號結(jié)束，才重新進(jìn)入軟啟動過程。如果關(guān)斷信號為短暫的高充分放電，直到關(guān)斷信號結(jié)束，才重新進(jìn)入軟啟動過程。如果關(guān)斷信號為短暫的高電平，電平，PWM信號將被中止，但此時軟啟動電容沒有明顯的放電過程。故通過引腳信號將被中止，但此時軟啟動電容沒有明顯的放電過程。故通過引腳10可實現(xiàn)逐個脈沖的過流限制。注意，可實現(xiàn)逐個脈沖的過流限制。注意，Shutdown引腳不能懸空，應(yīng)通過接地電阻引腳不能懸空，應(yīng)通過接地電阻可靠接地，以防止外部干擾信號耦合進(jìn)來的噪音信號影響可靠接地，以防止外部干擾信號耦合進(jìn)來的噪音信號影響SG3525的正常工作。的正常工作。 鎖存器由鎖存器由PWM高電平和關(guān)斷電

18、路置位，封鎖輸出，由振蕩器輸出脈沖復(fù)位。高電平和關(guān)斷電路置位，封鎖輸出，由振蕩器輸出脈沖復(fù)位。當(dāng)關(guān)斷電路工作時，即使過電流信號立即消失，鎖存器也可以維持一個周期的關(guān)斷，當(dāng)關(guān)斷電路工作時，即使過電流信號立即消失，鎖存器也可以維持一個周期的關(guān)斷，直到下一周期時鐘信號使鎖存器復(fù)位。直到下一周期時鐘信號使鎖存器復(fù)位。 62.550 10sstC 為了適應(yīng)驅(qū)動快速場效應(yīng)管的需要，為了適應(yīng)驅(qū)動快速場效應(yīng)管的需要，SG3525的輸出級采用推挽式結(jié)構(gòu)，雙通的輸出級采用推挽式結(jié)構(gòu)，雙通道輸出，關(guān)斷速度更快。鎖存器輸出的道輸出，關(guān)斷速度更快。鎖存器輸出的PWM信號、振蕩器的時鐘信號和觸發(fā)器的方信號、振蕩器的時鐘信

19、號和觸發(fā)器的方波信號經(jīng)過或非邏輯控制電路驅(qū)動輸出，當(dāng)所有信號為低電平時，輸出級晶體管導(dǎo)波信號經(jīng)過或非邏輯控制電路驅(qū)動輸出，當(dāng)所有信號為低電平時，輸出級晶體管導(dǎo)通。由于觸發(fā)器的兩個輸出和互補，輸出通。由于觸發(fā)器的兩個輸出和互補，輸出A引腳引腳11和輸出和輸出B引腳引腳14交替輸出高電交替輸出高電平，其寬度和平，其寬度和PWM信號的負(fù)脈沖相等。脈沖很窄的時鐘信號輸入到邏輯或非門電路，信號的負(fù)脈沖相等。脈沖很窄的時鐘信號輸入到邏輯或非門電路，可使兩個門的輸出同時有一段低電平，以產(chǎn)生死區(qū)時間。輸出可使兩個門的輸出同時有一段低電平，以產(chǎn)生死區(qū)時間。輸出A和輸出和輸出B分別輸出相分別輸出相位相差位相差18

20、0的的PWM信號，占空比信號，占空比0-50%可調(diào)，其拉電流和灌電流峰值達(dá)可調(diào)，其拉電流和灌電流峰值達(dá)200mA。由于存在開閉滯后，使流出和吸收間出現(xiàn)重迭導(dǎo)通。在重迭處有一個電流尖脈沖，由于存在開閉滯后，使流出和吸收間出現(xiàn)重迭導(dǎo)通。在重迭處有一個電流尖脈沖，起持續(xù)時間約為起持續(xù)時間約為 l00ns?？梢栽??？梢栽?3腳處接一個約腳處接一個約0. luf 的電容濾去電壓尖峰。的電容濾去電壓尖峰。 引引腳腳13作為推挽輸出級的電壓源，可以和作為推挽輸出級的電壓源，可以和15腳共用一個電源，也可用更高電壓的電源，腳共用一個電源，也可用更高電壓的電源，提高輸出級輸出功率，其輸入電壓范圍是提高輸出級輸出

21、功率，其輸入電壓范圍是4.5V-35V。由于存在開閉滯后，使輸出和。由于存在開閉滯后，使輸出和吸收之間出現(xiàn)重疊導(dǎo)通，在重疊處有一個電流尖脈沖，持續(xù)時間約為吸收之間出現(xiàn)重疊導(dǎo)通，在重疊處有一個電流尖脈沖，持續(xù)時間約為100ns，所以，所以通常在引腳通常在引腳13連接一個約連接一個約0.1uf 的電容濾去電壓尖峰。的電容濾去電壓尖峰。 圖7-13 SG3525單端輸出 圖7-15 驅(qū)動功率MOSFET圖7-16驅(qū)動半橋式變換器圖7-17 DC-DC推挽變換器 圖7-18 UC3842引腳排列 UC3842內(nèi)部集成了振蕩器、具有溫度補償?shù)母咴鲆嬲`差放大器、電流檢測比較器、推挽式輸出電路、輸入和基準(zhǔn)欠

22、電壓鎖定電路以及PWM鎖存器電路，其內(nèi)部結(jié)構(gòu)及基本外圍電路如圖7-19所示。 圖7-19 UC3842內(nèi)部結(jié)構(gòu)及基本外圍電路 1cdftt (7-12)在在CT放電期間，振蕩器產(chǎn)生一個內(nèi)部消隱脈沖保持放電期間，振蕩器產(chǎn)生一個內(nèi)部消隱脈沖保持“或非或非”門的中間輸入為高電平，門的中間輸入為高電平，輸出為低狀態(tài)，從而產(chǎn)生了一個可控的輸出死區(qū)時間。圖輸出為低狀態(tài)，從而產(chǎn)生了一個可控的輸出死區(qū)時間。圖7-20為為RT與振蕩器頻率關(guān)與振蕩器頻率關(guān)系曲線，圖系曲線，圖7-21為輸出死區(qū)時間與頻率關(guān)系曲線，兩組曲線都對應(yīng)給定的為輸出死區(qū)時間與頻率關(guān)系曲線，兩組曲線都對應(yīng)給定的CT值。盡值。盡管不同的管不同的

23、RT和和CT組合可以產(chǎn)生相同的震蕩頻率，但在給定的頻率下只有一組滿足組合可以產(chǎn)生相同的震蕩頻率，但在給定的頻率下只有一組滿足特定的輸出死區(qū)時間，所以應(yīng)當(dāng)首先根據(jù)死區(qū)時間的要求確定定時電容的取值，再特定的輸出死區(qū)時間，所以應(yīng)當(dāng)首先根據(jù)死區(qū)時間的要求確定定時電容的取值，再根據(jù)給定的頻率得到定時電阻的阻值。根據(jù)給定的頻率得到定時電阻的阻值。 111.8()()()cTTf kHzTtRkCF圖7-20 RT與振蕩器頻率關(guān)系曲線 圖7-21 輸出死區(qū)時間與頻率關(guān)系曲線 的偏置電壓連接誤差放大器的同相輸入端，最大輸入偏置電流為的偏置電壓連接誤差放大器的同相輸入端，最大輸入偏置電流為2.0uA。誤差放大。

24、誤差放大器的反相輸入端引腳器的反相輸入端引腳2通常連接反饋電壓，與誤差放大器同相端的通常連接反饋電壓，與誤差放大器同相端的2.5V 基準(zhǔn)電壓進(jìn)基準(zhǔn)電壓進(jìn)行比較，產(chǎn)生偏差電壓，從而控制脈沖寬度。誤差放大器的輸出電壓經(jīng)過兩個二極行比較，產(chǎn)生偏差電壓，從而控制脈沖寬度。誤差放大器的輸出電壓經(jīng)過兩個二極管壓降（約為管壓降（約為1.4V）后通過）后通過2：1電阻分壓至原來的電阻分壓至原來的1/3，連接至電流檢測比較器的，連接至電流檢測比較器的反相輸入端，同時采用穩(wěn)壓管箝位在反相輸入端，同時采用穩(wěn)壓管箝位在1.0V，即電流檢測比較器的反相輸入端最高電，即電流檢測比較器的反相輸入端最高電壓不超過壓不超過1.

25、0V。誤差放大器的輸出端通過引腳。誤差放大器的輸出端通過引腳1引出，可以在引腳引出，可以在引腳1和引腳和引腳2之間接之間接入負(fù)反饋電阻和負(fù)反饋電容，用于外部回路補償，控制脈沖寬度。增加頻帶寬度，入負(fù)反饋電阻和負(fù)反饋電容，用于外部回路補償，控制脈沖寬度。增加頻帶寬度，消除高頻寄生振蕩。消除高頻寄生振蕩。 電流檢測比較器的同相輸入端引腳電流檢測比較器的同相輸入端引腳3通常作為外部的電流取樣輸入，連接電路如圖通常作為外部的電流取樣輸入，連接電路如圖7-18所示。取樣電阻所示。取樣電阻RS直接與功率電路相連，將場效應(yīng)開關(guān)管直接與功率電路相連，將場效應(yīng)開關(guān)管Q1的源極電流，也就的源極電流，也就是是Q1的

26、漏極和開關(guān)變壓器的漏極和開關(guān)變壓器T的初級繞組中的電流的變化轉(zhuǎn)換成電壓的變化，輸入電的初級繞組中的電流的變化轉(zhuǎn)換成電壓的變化，輸入電流檢測比較器，波形如時序圖所示。其波形的寬窄和幅值的大小決定于流檢測比較器，波形如時序圖所示。其波形的寬窄和幅值的大小決定于Q1導(dǎo)通時間導(dǎo)通時間的長短，導(dǎo)通時間越長，其寬度就越寬，幅值越高。在正常工作狀態(tài)下，峰值電流的長短，導(dǎo)通時間越長，其寬度就越寬，幅值越高。在正常工作狀態(tài)下，峰值電流由引腳由引腳1的電壓控制，計算公式為：的電壓控制，計算公式為： (7-14) 或者可以通過電流互感器與功率電路相連，以減小功耗。由于輸出整流二極管的反或者可以通過電流互感器與功率電

27、路相連，以減小功耗。由于輸出整流二極管的反向恢復(fù)時間或者電源變壓器內(nèi)部寄生電容的影響，在電流波形的上升沿將產(chǎn)生很大向恢復(fù)時間或者電源變壓器內(nèi)部寄生電容的影響，在電流波形的上升沿將產(chǎn)生很大的電流尖峰脈沖，導(dǎo)致控制器的輸出脈沖意外中斷。為了抑制尖峰脈沖，可以在電的電流尖峰脈沖，導(dǎo)致控制器的輸出脈沖意外中斷。為了抑制尖峰脈沖，可以在電流檢測輸入端增加一個流檢測輸入端增加一個RC濾波網(wǎng)絡(luò)，其時間常數(shù)與尖峰電流持續(xù)的時間大致相等，濾波網(wǎng)絡(luò)，其時間常數(shù)與尖峰電流持續(xù)的時間大致相等，約為幾百納秒。約為幾百納秒。(1)1.43pinpkSVVIR(max)1.0pkSVIR 圖7-22 35W開關(guān)電源電路 高

28、電壓脈沖期間，高電壓脈沖期間，MOSFET導(dǎo)通，電流通過變壓器初級繞組導(dǎo)通，電流通過變壓器初級繞組N1，此時，由于，此時，由于VD4截截止，變壓器的次級繞組止，變壓器的次級繞組N3無電流，能量儲存在變壓器中。當(dāng)引腳無電流，能量儲存在變壓器中。當(dāng)引腳6輸出低電平時，輸出低電平時，MOSFET截止，根據(jù)楞次定律，變壓器初級繞組維持電流不變，產(chǎn)生下正上負(fù)的感截止，根據(jù)楞次定律，變壓器初級繞組維持電流不變，產(chǎn)生下正上負(fù)的感生電動勢，次級繞組生電動勢，次級繞組N3回路二極管導(dǎo)通，向負(fù)載提供能量。同時反饋繞組回路二極管導(dǎo)通，向負(fù)載提供能量。同時反饋繞組N2上的上的高頻電壓經(jīng)高頻電壓經(jīng)VD1整流、整流、C3

29、濾波后為濾波后為UC3842提供正常工作電壓。同時，此電壓經(jīng)提供正常工作電壓。同時，此電壓經(jīng)R3、R4分壓加到誤差放大器的反相輸入端引腳分壓加到誤差放大器的反相輸入端引腳2，為，為UC3842 提供負(fù)反饋電壓。提供負(fù)反饋電壓。 引腳引腳4和引腳和引腳8外接的定時電阻外接的定時電阻R6、定時電容、定時電容C6決定了振蕩頻率，決定了振蕩頻率，R6=10k， C6=4700pF，開關(guān)頻率為，開關(guān)頻率為40kHz，死區(qū)時間約為振蕩周期的，死區(qū)時間約為振蕩周期的4%。C5是是基準(zhǔn)輸出電源基準(zhǔn)輸出電源VREF的消噪電容。在引腳的消噪電容。在引腳1和引腳和引腳2之間外接之間外接R5和和C4補償電路，用于補償

30、電路，用于改善增益和頻率特性。改善增益和頻率特性。 電阻電阻R10用于電流檢測，經(jīng)用于電流檢測，經(jīng)R9、C7濾波后送入濾波后送入UC3842 的的引腳引腳3形成電流反饋，所以由形成電流反饋，所以由UC3842 構(gòu)成的電源是雙閉環(huán)控制系統(tǒng)，電壓穩(wěn)定度非構(gòu)成的電源是雙閉環(huán)控制系統(tǒng)，電壓穩(wěn)定度非常高。當(dāng)負(fù)載電流超過額定值或短路時，常高。當(dāng)負(fù)載電流超過額定值或短路時，MOSFET的源極電流大大增加，的源極電流大大增加，R10反饋反饋回回UC3842引腳引腳3的電壓高于的電壓高于1V，引腳，引腳6無觸發(fā)脈沖輸出，無觸發(fā)脈沖輸出，MOSFET截止，保護(hù)功率截止，保護(hù)功率管不至于過流而損壞。源極電流取樣電阻

31、管不至于過流而損壞。源極電流取樣電阻R10為為0.33，當(dāng)電流脈沖的峰值上升到，當(dāng)電流脈沖的峰值上升到3A時，過流保護(hù)動作，時，過流保護(hù)動作，MOSFET截止。電阻截止。電阻R9和和 C7構(gòu)成構(gòu)成RC濾波電路，削弱由電濾波電路，削弱由電源變壓器繞組間的電容以及輸出整流器的恢復(fù)時間引起的尖峰脈沖干擾，保證開關(guān)源變壓器繞組間的電容以及輸出整流器的恢復(fù)時間引起的尖峰脈沖干擾，保證開關(guān)電源的正常工作。電源的正常工作。 化了電源外圍電路，提高了可靠性，降低了成本，使得電源化了電源外圍電路，提高了可靠性，降低了成本，使得電源的設(shè)計更加簡單快捷。此外由于的設(shè)計更加簡單快捷。此外由于PWM控制器和控制器和MO

32、SFET功率開關(guān)管是在管殼內(nèi)連功率開關(guān)管是在管殼內(nèi)連接的，連線極短，這就消除了高頻輻射現(xiàn)象，改善了電源的電磁兼容性能。接的，連線極短，這就消除了高頻輻射現(xiàn)象，改善了電源的電磁兼容性能。 表7-2 TOPSwitch的產(chǎn)品分類及最大輸出功率POM（單位：W） （a）TO-220封裝 （b）DIP-8、SMD-8封裝圖7-23 TOPSwitch引腳排列 源極源極S是片內(nèi)輸出功率管是片內(nèi)輸出功率管MOSFET的源極，對于的源極，對于TO-220封裝，與芯片外殼相連，封裝，與芯片外殼相連，對于對于DIP-8和和SMD-8封裝，有封裝，有6個互相連通的引腳，其中個互相連通的引腳，其中1、2、3引腳作為

33、信號地，引腳作為信號地，6、7、8則為高壓返回端（則為高壓返回端（HV RTN），即功率地。這兩組引腳連接到印刷電路板地線），即功率地。這兩組引腳連接到印刷電路板地線區(qū)域的不同位置，可以避免大電流通過功率地線形成壓降，對控制端產(chǎn)生干擾。區(qū)域的不同位置，可以避免大電流通過功率地線形成壓降，對控制端產(chǎn)生干擾。 控制極控制極C是誤差放大電路和反饋電流的輸入端。在正常工作時，由內(nèi)部并聯(lián)調(diào)是誤差放大電路和反饋電流的輸入端。在正常工作時，由內(nèi)部并聯(lián)調(diào)整器提供內(nèi)部偏流。系統(tǒng)關(guān)閉時，可激發(fā)輸入電流，同時也是提供旁路、自動重起整器提供內(nèi)部偏流。系統(tǒng)關(guān)閉時，可激發(fā)輸入電流，同時也是提供旁路、自動重起和補償功能的電

34、容連接點。和補償功能的電容連接點。 (1)輸入交流電壓和頻率的范圍極寬。固定電壓輸入時可選輸入交流電壓和頻率的范圍極寬。固定電壓輸入時可選110V115V230V交流交流電，精度電，精度15，寬電壓范圍輸入時，適配，寬電壓范圍輸入時，適配85V265V交流電，但交流電，但POM值要比前者值要比前者降低降低40。 (2)開關(guān)頻率的典型值為開關(guān)頻率的典型值為100kHz，允許范圍是，允許范圍是90kHz110kHz，占空比調(diào)節(jié)范圍是，占空比調(diào)節(jié)范圍是1.767。(3)溫度范圍溫度范圍0-70攝氏度，最高結(jié)溫攝氏度，最高結(jié)溫135攝氏度。攝氏度。(4)電源效率可達(dá)電源效率可達(dá)80左右，比線性集成穩(wěn)壓

35、電源提高了近一倍。左右，比線性集成穩(wěn)壓電源提高了近一倍。TOPSwitch-將脈寬調(diào)制（將脈寬調(diào)制（PWM）控制系統(tǒng)的全部功能集成到三端芯片中，內(nèi)置）控制系統(tǒng)的全部功能集成到三端芯片中，內(nèi)置脈寬調(diào)制器、功率開關(guān)場效應(yīng)管（脈寬調(diào)制器、功率開關(guān)場效應(yīng)管（MOSFET）、高頻振蕩器、自動偏置電路、保護(hù)）、高頻振蕩器、自動偏置電路、保護(hù)電路、高壓啟動電路和環(huán)路補償電路等，內(nèi)部結(jié)構(gòu)如圖電路、高壓啟動電路和環(huán)路補償電路等，內(nèi)部結(jié)構(gòu)如圖7-24所示。所示。圖7-24 內(nèi)部結(jié)構(gòu)圖自動重啟動電路一自動重啟動電路一 TOPSwitch 內(nèi)部電壓取自具有溫度補償?shù)膸痘鶞?zhǔn)電壓源，此基準(zhǔn)電壓源產(chǎn)內(nèi)部電壓取自具有溫度補

36、償?shù)膸痘鶞?zhǔn)電壓源，此基準(zhǔn)電壓源產(chǎn)生可微調(diào)的溫度補償電流源，來精確調(diào)節(jié)振蕩器頻率和生可微調(diào)的溫度補償電流源，來精確調(diào)節(jié)振蕩器頻率和MOSFET柵極驅(qū)動電流。柵極驅(qū)動電流。 內(nèi)部振蕩電容在所設(shè)定的上、下閾值電壓內(nèi)部振蕩電容在所設(shè)定的上、下閾值電壓VH，VL之間周期性地線性充、放電之間周期性地線性充、放電便產(chǎn)生了脈寬調(diào)制所需要的鋸齒波（便產(chǎn)生了脈寬調(diào)制所需要的鋸齒波（SAW）；與此同時還產(chǎn)生最大占空比信號）；與此同時還產(chǎn)生最大占空比信號Dmax和時鐘信號和時鐘信號CLOCK。為減小電磁干擾，提高電源效率，振蕩頻率即開關(guān)頻率。為減小電磁干擾，提高電源效率，振蕩頻率即開關(guān)頻率設(shè)計為設(shè)計為100kHz

37、當(dāng)加到控制端的反饋電流超過所需電流值時，就通過誤差放大器進(jìn)行分流，確當(dāng)加到控制端的反饋電流超過所需電流值時，就通過誤差放大器進(jìn)行分流，確保保VC=5.7V。誤差放大器的電壓基準(zhǔn)取自溫度補償帶隙基準(zhǔn)電壓，控制端電流。誤差放大器的電壓基準(zhǔn)取自溫度補償帶隙基準(zhǔn)電壓，控制端電流IC可可直接取自反饋電路，亦可接光耦反饋電路，由光耦合器輸出控制電流并實現(xiàn)電氣隔直接取自反饋電路，亦可接光耦反饋電路，由光耦合器輸出控制電流并實現(xiàn)電氣隔離，能提高控制靈敏度。離，能提高控制靈敏度。 通過改變控制端電流通過改變控制端電流IC的大小，能連續(xù)調(diào)節(jié)脈沖占空比，實現(xiàn)脈寬調(diào)制（的大小，能連續(xù)調(diào)節(jié)脈沖占空比，實現(xiàn)脈寬調(diào)制（PW

38、M）。）。D與與IC呈線性關(guān)系，特性曲線如圖呈線性關(guān)系，特性曲線如圖7-25所示。在所示。在IC=2-6mA范圍內(nèi)，范圍內(nèi)，D與與IC呈線性關(guān)呈線性關(guān)系。系。 圖7-25 電流與占空比的關(guān)系當(dāng)控制端電流IC流過電阻RFB時，產(chǎn)生誤差電壓Vr，經(jīng)由RA，CA組成的截止頻率為7kHz低通濾波器，降低開關(guān)噪聲的影響，加至PWM比較器的同相輸入端，再與鋸齒波電壓VJ進(jìn)行比較，產(chǎn)生脈寬調(diào)制信號VPWM。柵極驅(qū)動器以一定的受控速率使輸出級MOSFET 導(dǎo)通，從而使共模電磁干擾減到最小，柵極驅(qū)動電流可微調(diào)節(jié)以改進(jìn)精度。 表7-3 TOPSwitch 的極限電流典型值 此外，芯片還具有初始輸入電流限制功能。剛

39、通電時可將整流后的直流電流限制在06 ILIMIT(對應(yīng)于交流265V輸入電壓)或0.75 ILIMIT (對應(yīng)于交流85V輸入電壓)。 在功率在功率MOSFET剛導(dǎo)通時，前沿閉鎖電路將過流比較器輸出的上升沿封鎖剛導(dǎo)通時，前沿閉鎖電路將過流比較器輸出的上升沿封鎖180ns的的時間，這樣可避免因一次側(cè)電容和二次側(cè)整流管在反向恢復(fù)時間內(nèi)產(chǎn)生的尖峰電流，而時間，這樣可避免因一次側(cè)電容和二次側(cè)整流管在反向恢復(fù)時間內(nèi)產(chǎn)生的尖峰電流，而導(dǎo)致開關(guān)脈沖過早的結(jié)束。導(dǎo)致開關(guān)脈沖過早的結(jié)束。如果調(diào)節(jié)失控，為了維持輸出可調(diào)節(jié)，同時使如果調(diào)節(jié)失控，為了維持輸出可調(diào)節(jié)，同時使TOPSwitch-II的功耗降到最低，關(guān)閉

40、的功耗降到最低，關(guān)閉/自自動重啟動電路維持系統(tǒng)在占空比為動重啟動電路維持系統(tǒng)在占空比為5典型值下工作，中斷從外部流入控制端的電流典型值下工作，中斷從外部流入控制端的電流IC，Uc進(jìn)入滯后的自動重啟動狀態(tài)。當(dāng)故障消失后，進(jìn)入滯后的自動重啟動狀態(tài)。當(dāng)故障消失后，Uc又回到并聯(lián)調(diào)節(jié)模式，電源恢復(fù)正又回到并聯(lián)調(diào)節(jié)模式，電源恢復(fù)正常工作。當(dāng)常工作。當(dāng)CT為為47uF時，自動重啟動的頻率為時，自動重啟動的頻率為1.2Hz。 在啟動或者滯后調(diào)節(jié)模式下關(guān)斷在啟動或者滯后調(diào)節(jié)模式下關(guān)斷/自動重啟動電路接通高壓電流源，對控制腳外自動重啟動電路接通高壓電流源，對控制腳外部電容部電容CT進(jìn)行充電，并為內(nèi)部電路提供偏置

41、電壓。該電流源是按近似進(jìn)行充電，并為內(nèi)部電路提供偏置電壓。該電流源是按近似35的有效占的有效占空比被開通和切斷。這一占空比是由控制腳充電電流空比被開通和切斷。這一占空比是由控制腳充電電流IC與放電電流與放電電流(ICD1 +ICD2)之之比值來確定的。當(dāng)比值來確定的。當(dāng)Uc達(dá)到關(guān)斷達(dá)到關(guān)斷/自動重啟動電路的上限電壓自動重啟動電路的上限電壓5.7V時，高壓電流源被時，高壓電流源被切斷，脈寬調(diào)制器和功率切斷，脈寬調(diào)制器和功率MOSFET開始工作。開始工作。 圖7-26 反激式開關(guān)穩(wěn)壓電源電路圖 TinySwitch-保持了以前的保持了以前的TinySwitch拓樸的簡易性，提供了幾個新的增強拓樸的

42、簡易性，提供了幾個新的增強特性，進(jìn)一步減少了元件數(shù)量，降低了系統(tǒng)成本，消除了可聽見的音頻噪聲。與前特性，進(jìn)一步減少了元件數(shù)量，降低了系統(tǒng)成本，消除了可聽見的音頻噪聲。與前身相同，身相同，型器件也把一只型器件也把一只700V的功率的功率MOSFET、振蕩器、高壓開關(guān)電源、電流限、振蕩器、高壓開關(guān)電源、電流限制和過熱關(guān)閉電路集成在單個芯片上。起動和工作供電直接由漏極腳電壓驅(qū)動，不制和過熱關(guān)閉電路集成在單個芯片上。起動和工作供電直接由漏極腳電壓驅(qū)動，不需要偏置繞組及相關(guān)電路元件。另外，需要偏置繞組及相關(guān)電路元件。另外，TinySwitch-還合并了自動再啟動、主線還合并了自動再啟動、主線欠壓傳感和頻

43、率抖動功能。欠壓傳感和頻率抖動功能。 TinySwitch-系列單片開關(guān)電源采用系列單片開關(guān)電源采用8腳雙列直插式腳雙列直插式DIP-8封裝或表面貼片式封裝或表面貼片式SMD-8封裝，引腳排列如圖封裝，引腳排列如圖7-27所示。所示。圖7-27 TinySwitch 的引腳排列 與常規(guī)的與常規(guī)的PWM脈寬調(diào)制控制器不同，脈寬調(diào)制控制器不同，TinySwitch-系列采用簡單的開系列采用簡單的開/關(guān)控制關(guān)控制方式調(diào)節(jié)輸出電壓。方式調(diào)節(jié)輸出電壓。TinySwitch-系列內(nèi)部集成了一個耐壓為系列內(nèi)部集成了一個耐壓為700V的功率的功率MOSFET、振蕩器、電流限態(tài)器、振蕩器、電流限態(tài)器、5.8V穩(wěn)

44、壓器、穩(wěn)壓器、BP端欠壓保護(hù)、過熱保護(hù)、限流、端欠壓保護(hù)、過熱保護(hù)、限流、前沿閉鎖電路等，內(nèi)部結(jié)構(gòu)如圖前沿閉鎖電路等，內(nèi)部結(jié)構(gòu)如圖7-28所示。所示。 圖7-28 功 能 框 圖 圖7-29 頻率抖動特性圖 在音頻范圍內(nèi)開關(guān)時，負(fù)載較輕時，在音頻范圍內(nèi)開關(guān)時，負(fù)載較輕時，TinySwitch-電流限態(tài)機按著離散的數(shù)字量電流限態(tài)機按著離散的數(shù)字量來減小電流限制門限值來減小電流限制門限值ILIMIT。較低的電流限制門限值可以有效地提高在音頻以上。較低的電流限制門限值可以有效地提高在音頻以上范圍的開關(guān)頻率，降低變壓器的磁通密度和有關(guān)的音頻噪聲。電流限態(tài)機根據(jù)范圍的開關(guān)頻率，降低變壓器的磁通密度和有關(guān)

45、的音頻噪聲。電流限態(tài)機根據(jù)EN/UV引腳的電壓電平判斷負(fù)載情況，從而按離散的數(shù)字量來調(diào)整電流限制門限值。引腳的電壓電平判斷負(fù)載情況，從而按離散的數(shù)字量來調(diào)整電流限制門限值。在大多數(shù)情況下，源極跟隨器較低的阻抗避免在大多數(shù)情況下，源極跟隨器較低的阻抗避免EN/UV引腳電壓比引腳電壓比1.0V低太多，從而低太多，從而提高了與該腳相連的光耦的響應(yīng)時間。提高了與該腳相連的光耦的響應(yīng)時間。 當(dāng)當(dāng)MOSFET關(guān)斷時，關(guān)斷時，5.8V穩(wěn)壓器通過漏極電流對接在穩(wěn)壓器通過漏極電流對接在BYPASS引腳的旁路電容引腳的旁路電容CBP充電至充電至5.8V。當(dāng)。當(dāng)MOSFET導(dǎo)通時，導(dǎo)通時，TinySwitch-消耗

46、存儲在旁路電容中的能消耗存儲在旁路電容中的能量來工作。因內(nèi)部電路的功耗極低，因此利用漏極電流可連續(xù)地工作，需要外接量來工作。因內(nèi)部電路的功耗極低，因此利用漏極電流可連續(xù)地工作，需要外接0.1F的旁路電容作高頻去耦和存儲能量。的旁路電容作高頻去耦和存儲能量。 當(dāng)旁路引腳當(dāng)旁路引腳BYPSS電壓電壓UBP下降到低于下降到低于4.8V時，旁路引腳的低壓電路關(guān)斷功時，旁路引腳的低壓電路關(guān)斷功MOSFET。一旦路引腳。一旦路引腳BYPSS電壓電壓UBP下降到低于下降到低于4.8V以下，必須在電壓回升到以下，必須在電壓回升到5.8V時，才能使功率時，才能使功率MOSFET導(dǎo)通。過熱保護(hù)溫度門限值為導(dǎo)通。過

47、熱保護(hù)溫度門限值為135，有，有70的滯環(huán)。的滯環(huán)。當(dāng)溫度關(guān)斷電路檢測結(jié)溫升高到當(dāng)溫度關(guān)斷電路檢測結(jié)溫升高到135時，過熱保護(hù)電路輸出低電平，功率時，過熱保護(hù)電路輸出低電平，功率MOSFET保持截止，直到管芯溫度下降保持截止，直到管芯溫度下降70時才能再次重新導(dǎo)通。時才能再次重新導(dǎo)通。 極限電流電路檢測功率極限電流電路檢測功率MOSFET的電流，當(dāng)功率的電流，當(dāng)功率MOSFET的漏極電流電流超的漏極電流電流超過極限電流過極限電流ILIMIT時，功率時，功率MOSFET就在此周期的其余時間里關(guān)斷。當(dāng)負(fù)載較輕或就在此周期的其余時間里關(guān)斷。當(dāng)負(fù)載較輕或者一般負(fù)載的情況下，電流限態(tài)機減小電流限制門限值

48、者一般負(fù)載的情況下，電流限態(tài)機減小電流限制門限值ILIMIT。 在功率在功率MOSFET導(dǎo)通之后的一段短時間導(dǎo)通之后的一段短時間tLEB里，前沿消隱電路阻止極限電流里，前沿消隱電路阻止極限電流比較器工作。設(shè)置該前沿消隱時間，是為了防止由電容與二次繞組側(cè)整流器反向恢比較器工作。設(shè)置該前沿消隱時間，是為了防止由電容與二次繞組側(cè)整流器反向恢復(fù)時間引起的電流尖峰誤觸發(fā)，而導(dǎo)致開關(guān)脈沖錯誤中斷。復(fù)時間引起的電流尖峰誤觸發(fā)，而導(dǎo)致開關(guān)脈沖錯誤中斷。圖7-30 輸出端短路時自動重啟波形 在直流線電壓和在直流線電壓和EN/UV引腳之間外接電阻，可用于監(jiān)測直流輸入電壓。在上電引腳之間外接電阻，可用于監(jiān)測直流輸入

49、電壓。在上電或者重啟動功率或者重啟動功率MOSFET截止時，流入截止時，流入EN/UV引腳的電流必須超過引腳的電流必須超過49A，才能啟，才能啟動功率動功率MOSFET開關(guān)工作，這就實現(xiàn)了當(dāng)直流線電壓欠壓時，開關(guān)工作，這就實現(xiàn)了當(dāng)直流線電壓欠壓時，BP引腳維持在引腳維持在4.8V。當(dāng)欠電壓消除后，當(dāng)欠電壓消除后，BP引腳從引腳從4.8V回升到回升到5.8V。在自動重啟狀態(tài)下，直流線電壓欠壓，。在自動重啟狀態(tài)下，直流線電壓欠壓，功率功率MOSFET截止，自動重啟計數(shù)器停止工作，這就延長了截止時間，超過通常故截止，自動重啟計數(shù)器停止工作，這就延長了截止時間，超過通常故障情況下的障情況下的850ms

50、，直到主線欠壓故障消除為止。，直到主線欠壓故障消除為止。 如果外接電阻連接到如果外接電阻連接到EN/UV引腳，欠電壓功能失效。引腳，欠電壓功能失效。 TinySwitch-通常是工作在極限電流的模式下。使能時，在每個周期的開始通常是工作在極限電流的模式下。使能時，在每個周期的開始MOSFET導(dǎo)通，當(dāng)電流上升到極限值或者達(dá)到極限導(dǎo)通，當(dāng)電流上升到極限值或者達(dá)到極限D(zhuǎn)Cmax時，時，MOSFET關(guān)斷。關(guān)斷。 TinySwitch 的內(nèi)部時鐘始終工作。在每個時鐘周期開始，采樣的內(nèi)部時鐘始終工作。在每個時鐘周期開始，采樣EN/UV引腳來判引腳來判斷是否完成一個開關(guān)周期，并根據(jù)多個周期的采樣時序來確定恰

51、當(dāng)?shù)碾娏鳂O限值。斷是否完成一個開關(guān)周期，并根據(jù)多個周期的采樣時序來確定恰當(dāng)?shù)碾娏鳂O限值。當(dāng)負(fù)載較重，當(dāng)負(fù)載較重，EN/UV腳為高電平并且該引腳輸出小于腳為高電平并且該引腳輸出小于240A時，實現(xiàn)最大的極限電時，實現(xiàn)最大的極限電流值開關(guān)周期。而負(fù)載較輕，流值開關(guān)周期。而負(fù)載較輕，EN/UV腳為高電平時，實現(xiàn)減少的電流極限值的開關(guān)腳為高電平時，實現(xiàn)減少的電流極限值的開關(guān)周期。周期。 在接近最大負(fù)載時，在接近最大負(fù)載時，TinySwitch-幾乎整個時鐘周期導(dǎo)通，工作波形幾乎整個時鐘周期導(dǎo)通，工作波形如圖如圖7-31所示。在降低負(fù)載時，會跳過幾個周期維持電源輸出穩(wěn)定，如圖所示。在降低負(fù)載時，會跳過幾

52、個周期維持電源輸出穩(wěn)定，如圖7-32所示。所示。在中等負(fù)載情況下，跳過更多的周期并且電流極限值減小，如圖在中等負(fù)載情況下，跳過更多的周期并且電流極限值減小，如圖7-33所示。在負(fù)載所示。在負(fù)載較輕時，電流極限值進(jìn)一步降低，如圖較輕時，電流極限值進(jìn)一步降低，如圖7-34所示，導(dǎo)通周期的百分比很小就足以滿所示，導(dǎo)通周期的百分比很小就足以滿足電源的功耗。足電源的功耗。TinySwitch-開開/關(guān)控制的響應(yīng)時間要遠(yuǎn)快于通常的關(guān)控制的響應(yīng)時間要遠(yuǎn)快于通常的PWM控制方式，控制方式，因此可以實現(xiàn)精密調(diào)節(jié)和快速的瞬態(tài)響應(yīng)。因此可以實現(xiàn)精密調(diào)節(jié)和快速的瞬態(tài)響應(yīng)。 圖7-31 TinySwitch在接近最大負(fù)

53、載時的工作波形圖7-32 TinySwitch在較重負(fù)載時的工作波形圖7-33 TinySwitch在中等負(fù)載時的工作波形 圖7-34 TinySwitch在很輕負(fù)載時的工作波形 圖7-35 在EN/UV腳外接隨選電阻器2M時TinySwitch-的上電過程波形 圖7-36 在EN/UV腳不外接電阻器時TinySwitch-的上電過程波形 圖圖7-37給出一個典型的給出一個典型的TinySwitch-掉電過程波形圖，它是在掉電過程波形圖，它是在EN/UV腳不外腳不外接接2M隨選電阻器（無欠壓）、正常斷電時的波形。圖隨選電阻器（無欠壓）、正常斷電時的波形。圖7-38給出在待機狀態(tài)下給出在待機狀態(tài)下TinySwitch-的緩慢掉電過程波形，此時的緩慢掉電過程波形，此時EN/UV腳外接一只腳外接一只2M電阻，以阻止不電阻，以阻止不希望發(fā)生的再起動情況出現(xiàn)。希望發(fā)生的再起動情況出現(xiàn)。