軟件無線電第三章軟件無線電的結構新版

1、軟件無線電的基本結構軟件無線電的基本結構常見的幾種軟件無線電接收機數(shù)學模型常見的幾種軟件無線電接收機數(shù)學模型常見的幾種軟件無線電發(fā)射機數(shù)學模型常見的幾種軟件無線電發(fā)射機數(shù)學模型3.1 軟件無線電的三種結構形式軟件無線電的三種結構形式n軟件無線電的宗旨：軟件無線電的宗旨：（1 1）盡可能地簡化射頻模擬前端，使）盡可能地簡化射頻模擬前端，使a/da/d轉換轉換盡量靠近天線，數(shù)字化后的信號盡量多用軟盡量靠近天線，數(shù)字化后的信號盡量多用軟件處理。件處理。（2 2）硬件平臺應具有開放性、通用性，軟件應）硬件平臺應具有開放性、通用性，軟件應具有可升級性，可替換性。具有可升級性，可替換性。n軟件無線電可分為

2、三大組成部分：軟件無線電可分為三大組成部分：射頻處射頻處理前端理前端a/dd/a數(shù)字處數(shù)字處理軟件理軟件3.1 軟件無線電的三種結構形式軟件無線電的三種結構形式n基于采樣方式的不同，軟件無線電的組基于采樣方式的不同，軟件無線電的組成結構可以分成以下成結構可以分成以下3 3種：種： 1 1）射頻全寬帶低通采樣軟件無線電結構）射頻全寬帶低通采樣軟件無線電結構 2 2）射頻直接帶通采樣軟件無線電結構）射頻直接帶通采樣軟件無線電結構 3 3）寬帶中頻帶通采樣軟件無線電結構）寬帶中頻帶通采樣軟件無線電結構n組成結構如圖所示：組成結構如圖所示：雙工器雙工器超寬帶超寬帶濾波器濾波器超寬帶超寬帶放大器放大器超

3、高速超超高速超寬帶寬帶a/d分波段分波段濾波器濾波器超寬帶功超寬帶功率放大器率放大器超高速超超高速超寬帶寬帶d/a超高超高速速 dsp軟件軟件minmaxffmax2sff這種結構的優(yōu)缺點這種結構的優(yōu)缺點n優(yōu)點：對射頻信號直接采樣，符合軟件無線電優(yōu)點：對射頻信號直接采樣，符合軟件無線電概念的定義。概念的定義。n缺點缺點：（1）需要的采樣頻率太高，特別還要求采用大）需要的采樣頻率太高，特別還要求采用大動態(tài)、多位數(shù)的動態(tài)、多位數(shù)的a/d/a時，顯然目前的器件水時，顯然目前的器件水平無法實現(xiàn)。平無法實現(xiàn)。（2）前端超寬的接收模式會對整個結構的動態(tài)）前端超寬的接收模式會對整個結構的動態(tài)范圍有很高的要求

4、，工程實現(xiàn)極為困難。范圍有很高的要求，工程實現(xiàn)極為困難。所以這種結構只實用于工作帶寬不太寬的場合。所以這種結構只實用于工作帶寬不太寬的場合。例：短波例：短波hfhf頻段低通采樣軟件無線電結構頻段低通采樣軟件無線電結構n對于工作頻段處于對于工作頻段處于0.1mhz到到30mhz范圍的范圍的hf就可能采用上述結構，因為采樣頻率在就可能采用上述結構，因為采樣頻率在100mhz左右精度為左右精度為14位的位的ad已基本能滿足要已基本能滿足要求。求。雙工器雙工器濾波器濾波器放大器放大器a/da/d濾波器濾波器功放功放d/ad/adspdsp軟件軟件:75 90sfmhzmhz0.1mhz30mhz3.1

5、.2 射頻直接帶通采樣軟件無線電結構射頻直接帶通采樣軟件無線電結構n組成結構如圖所示：組成結構如圖所示：雙工器雙工器窄帶電調濾窄帶電調濾波器波器放大器放大器a/d功功放放“0”內插上內插上變頻變頻d/adsp軟件軟件00/ 4/ 4smsmffff(2n+1)(2m+3)m/ssff窄帶電調窄帶電調濾波器濾波器本結構說明本結構說明n本結構采用了射頻直接帶通采樣原理。本結構采用了射頻直接帶通采樣原理。n這種帶通采樣除了需要一個主采樣頻率這種帶通采樣除了需要一個主采樣頻率fs外，還需外，還需要要m個個“盲區(qū)盲區(qū)”采樣頻率采樣頻率fsm(m= 0,1,2m-1)，m值由下式確定：值由下式確定： 式中

6、，式中，intx表示取大于等于表示取大于等于x的最小整數(shù)。的最小整數(shù)。n盲區(qū)采樣頻率為：盲區(qū)采樣頻率為： ，式中，式中，m = 0, 1,2,m-1對應盲區(qū)號。對應盲區(qū)號。max2sfmintf2223smsmffmn主采樣頻率主采樣頻率fs的確定主要取決于的確定主要取決于a/d器件的性能；器件的性能；另外，還要考慮與后續(xù)另外，還要考慮與后續(xù)dsp的處理速度相匹配。的處理速度相匹配。為減少盲區(qū)采樣頻率的數(shù)量，在最高工作頻率為減少盲區(qū)采樣頻率的數(shù)量，在最高工作頻率fmax一定的情況下，一定的情況下， fs應盡量選高。應盡量選高。n本結構對本結構對a/d器件的要求是器件的要求是a/d需有足夠高的工

7、需有足夠高的工作帶寬。作帶寬。n優(yōu)點：與射頻全寬開低通采樣結構相比最大的不優(yōu)點：與射頻全寬開低通采樣結構相比最大的不同就是采用的前置濾波器的差異；另外還有同就是采用的前置濾波器的差異；另外還有a/d的采樣速率不同；最后就是對的采樣速率不同；最后就是對dsp的處理速度要的處理速度要求不同。實現(xiàn)可行性較強。求不同。實現(xiàn)可行性較強。n缺點：前置窄帶電調濾波器和高工作帶寬的缺點：前置窄帶電調濾波器和高工作帶寬的a/d（高性能采樣保持放大器）實現(xiàn)起來還是（高性能采樣保持放大器）實現(xiàn)起來還是有相當?shù)碾y度。另外，本結構需要多個采樣頻有相當?shù)碾y度。另外，本結構需要多個采樣頻率，增加了系統(tǒng)實現(xiàn)復雜度。率，增加了

8、系統(tǒng)實現(xiàn)復雜度。因此，我們將介紹下面一種軟件無線電結構因此，我們將介紹下面一種軟件無線電結構寬帶中頻帶通采樣軟件無線電結構。寬帶中頻帶通采樣軟件無線電結構。3.1.3 寬帶中頻帶通采樣軟件無線電結構寬帶中頻帶通采樣軟件無線電結構n組成結構如圖所示：組成結構如圖所示：分波段分波段濾波器濾波器 功功放放高高放放 雙工雙工器器 一本一本振振 一中一中放放 濾濾波波a/dd/a dsp (軟軟件件)fsf0/4s(2n+1)f放放大大放放大大 一本一本振振 二中二中放放本結構說明本結構說明n本結構類似于超外差無線電臺，但常規(guī)電臺的本結構類似于超外差無線電臺，但常規(guī)電臺的中頻帶寬為窄帶結構，而本結構為寬

9、帶中頻結中頻帶寬為窄帶結構，而本結構為寬帶中頻結構。構。n本結構使前端電路設計得以簡化，信號經(jīng)過接本結構使前端電路設計得以簡化，信號經(jīng)過接收通道后的失真也小，而且通過后續(xù)的數(shù)字化收通道后的失真也小，而且通過后續(xù)的數(shù)字化處理，本結構具有更好的波形適應，信號帶寬處理，本結構具有更好的波形適應，信號帶寬適應性以及可擴展性。適應性以及可擴展性。n本結構的射頻前端比較復雜，它的功能是將射本結構的射頻前端比較復雜，它的功能是將射頻信號轉換為適合于頻信號轉換為適合于a/da/d采樣的寬帶中頻或把采樣的寬帶中頻或把d/ad/a輸出的寬帶中頻信號變換為射頻信號。輸出的寬帶中頻信號變換為射頻信號。3.1.4 三種

10、軟件無線電結構的等效數(shù)字譜三種軟件無線電結構的等效數(shù)字譜n低通采樣的軟件無線電結構的數(shù)字譜：低通采樣的軟件無線電結構的數(shù)字譜：minfmaxf/2sff( )dxfn 圖中的頻率全部用模擬頻率來表示的，且僅畫了正半頻率。n寬帶中頻帶通采樣的數(shù)字譜：寬帶中頻帶通采樣的數(shù)字譜： 由帶通采樣定理，采樣速率由帶通采樣定理，采樣速率 與中頻與中頻 滿滿足條件：足條件： 其其adad采樣數(shù)字譜采樣數(shù)字譜 如下圖如下圖1 1所示，圖所示，圖2 2為中頻信為中頻信號模擬頻譜號模擬頻譜 ：sf0f0(21)4sffndxax圖圖1 1/4sfb0/2sff( )dxfdxdx圖圖2 2( )dxf0/4sffb

11、00/4sfffaxax0f 當上式中當上式中n為偶數(shù)時，數(shù)字譜和模擬譜的對應為偶數(shù)時，數(shù)字譜和模擬譜的對應關系為關系為 ；當；當n為奇數(shù)時對應關為奇數(shù)時對應關系系 。所以，無論。所以，無論 n 取確定的何取確定的何值，帶通采樣的數(shù)字譜與原始模擬帶通信號譜也值，帶通采樣的數(shù)字譜與原始模擬帶通信號譜也是一一對應，只是根據(jù)不同的中頻選取不同的數(shù)是一一對應，只是根據(jù)不同的中頻選取不同的數(shù)字模擬對應關系而已。字模擬對應關系而已。,dadaxxxx,dadaxxxxn射頻直接帶通采樣技術射頻直接帶通采樣技術 為消除因前置跟蹤濾波器和不理想而產生的為消除因前置跟蹤濾波器和不理想而產生的采樣采樣“盲區(qū)盲區(qū)”

12、，需要多個采樣頻率，其中包括一，需要多個采樣頻率，其中包括一個主采樣頻率個主采樣頻率 fs和和m個個“盲區(qū)盲區(qū)”采樣頻率采樣頻率 fsm。主采樣時的數(shù)字譜和射頻信號譜分別如下二圖。主采樣時的數(shù)字譜和射頻信號譜分別如下二圖。/4sfb0/2sff( )dxfdxdx圖圖1 這時數(shù)字譜與模擬信號譜的對應關系主要取這時數(shù)字譜與模擬信號譜的對應關系主要取決于前置跟蹤濾波器所處的位置，當跟蹤濾波器決于前置跟蹤濾波器所處的位置，當跟蹤濾波器（其中心頻率設為（其中心頻率設為 f fcentcent）位于偶數(shù)頻段，滿足：）位于偶數(shù)頻段，滿足：00(21)(21)4242sscentfbfbnfnb0faxax

13、0fcentfcentf跟蹤濾跟蹤濾波器波器( )axf圖圖2 射頻直接帶通采樣還存在射頻直接帶通采樣還存在“盲區(qū)盲區(qū)”采樣頻帶。采樣頻帶?！懊^(qū)盲區(qū)”頻帶的中心頻率頻帶的中心頻率 f0m由下式定：由下式定： 式中，式中，fs 為主采樣頻率，為主采樣頻率，m為為“盲區(qū)盲區(qū)”頻帶號頻帶號(m = 0,1, m-1)，其數(shù)字譜和射頻信號譜如下圖所示，其數(shù)字譜和射頻信號譜如下圖所示012msmff/ 4smf/ 2smfb0f()dxfdxdx圖圖1b0faxax0fcentfcentf跟蹤濾跟蹤濾波器波器()axf圖圖2 “ “盲區(qū)盲區(qū)”采樣數(shù)字譜與采樣數(shù)字譜與“盲區(qū)盲區(qū)”頻帶信號頻帶信號譜的對應

14、關系取決于前置跟蹤濾波器所處的位譜的對應關系取決于前置跟蹤濾波器所處的位置，當其位于偶數(shù)置，當其位于偶數(shù)(m=0,2,4,6,(m=0,2,4,6,)“)“盲區(qū)盲區(qū)”時，時，其對應關系為：其對應關系為： 當其為于奇數(shù)當其為于奇數(shù) (m=1,3,5,7,(m=1,3,5,7,)“)“盲區(qū)盲區(qū)”時，時，其對應關系為：其對應關系為： 所以，無論主采樣還是所以，無論主采樣還是“盲區(qū)盲區(qū)”采樣都可以采樣都可以用一個等效的基帶數(shù)字譜來唯一地表示射頻信用一個等效的基帶數(shù)字譜來唯一地表示射頻信號，只要確知前置濾波器在射頻頻帶上所處的號，只要確知前置濾波器在射頻頻帶上所處的位置。位置。,dadaxxxx,dad

15、axxxx3.2 軟件無線電接收機數(shù)學模型軟件無線電接收機數(shù)學模型 軟件無線電接收機相對發(fā)射機而言結構比軟件無線電接收機相對發(fā)射機而言結構比較復雜，涉及內容多，所以首先介紹兩種接收較復雜，涉及內容多，所以首先介紹兩種接收機數(shù)學模型。機數(shù)學模型。 1 1）單通道軟件無線電接收機數(shù)學模型）單通道軟件無線電接收機數(shù)學模型 2 2）并行處理思想）并行處理思想 3 3）并行多通道軟件無線電接收機數(shù)學模型）并行多通道軟件無線電接收機數(shù)學模型3.2.1 單通道軟件無線電接收機數(shù)學模型單通道軟件無線電接收機數(shù)學模型n在同一時刻只能接收所選擇的一個信道的信號在同一時刻只能接收所選擇的一個信道的信號進行接收解調分

16、析。進行接收解調分析。n射頻信號經(jīng)過不同形式的射頻信號經(jīng)過不同形式的ad采樣數(shù)字化后，形采樣數(shù)字化后，形成了統(tǒng)一的基帶數(shù)字譜成了統(tǒng)一的基帶數(shù)字譜 ，對，對 處理的處理的目的就是如何從中提取出有效帶寬目的就是如何從中提取出有效帶寬 內信號載內信號載頻為頻為 的信號的信號 s(n)。n任何一種調制形式的信號都可以分解出同相分任何一種調制形式的信號都可以分解出同相分量和正交分量，用它們完全可以描述該給定信量和正交分量，用它們完全可以描述該給定信號的特征，而對信號進行接收解調的目的實際號的特征，而對信號進行接收解調的目的實際就是提取這兩個正交分量。就是提取這兩個正交分量。( )dxf( )dxf0b0

17、1 1）數(shù)字混頻法的實現(xiàn)如圖所示：）數(shù)字混頻法的實現(xiàn)如圖所示：()jlphe()jlphe0cos()n0sin()ns (n)i (n)q(n) 圖中的低通濾波器圖中的低通濾波器 主要用來濾除主要用來濾除i(n)和和q(n)頻譜分量以外的不需要的信號。低通濾波器頻譜分量以外的不需要的信號。低通濾波器的通帶截止頻率的通帶截止頻率 應為應為i(n)和和q(n)頻譜分量中對應頻譜分量中對應的最高頻率，而濾波器的阻帶截止頻率的最高頻率，而濾波器的阻帶截止頻率 應小于應小于信道間隔的一半，以消除鄰道干擾的影響。信道間隔的一半，以消除鄰道干擾的影響。()jlphepfaf 經(jīng)過分析可知，通過低通濾波后得

18、到的基帶經(jīng)過分析可知，通過低通濾波后得到的基帶正交信號正交信號i(n)、q(n)不再是帶寬為不再是帶寬為 的信號，的信號，而是帶寬為而是帶寬為 的信號，而且的信號，而且 ，所以可，所以可以對以對i(n)、q(n)進行進行d 倍抽取，抽取因子倍抽取，抽取因子d 由下式由下式確定：確定： 如下圖所示：如下圖所示：()jlphe()jlphe0cos()n0sin()ns (n)i (m)q (m) d d2sfaf2safdf2/saff 在上圖中，低通濾波器和后續(xù)的抽取器一起在上圖中，低通濾波器和后續(xù)的抽取器一起構成了一個標準的抽取系統(tǒng)，該抽取系統(tǒng)可以通構成了一個標準的抽取系統(tǒng)，該抽取系統(tǒng)可以通

19、過多相濾波結構來實現(xiàn)，以降低對濾波器吞吐率過多相濾波結構來實現(xiàn)，以降低對濾波器吞吐率的要求。如果抽取因子的要求。如果抽取因子d 很大，需要用多級抽取很大，需要用多級抽取來實現(xiàn)，如下圖：來實現(xiàn)，如下圖：x (n)1()jh e1()jh e0cos()n0sin()ni(m)q(m)d1d12()jh e2()jh ed2d2 圖中共采用了圖中共采用了m級抽取，每級的抽取因子分級抽取，每級的抽取因子分別為別為dm( m = 1, 2, , m ), 總共抽取因子為：總共抽取因子為：1mmmdd2 2）另一種是基于多相濾波正交化處理的實現(xiàn)方案，）另一種是基于多相濾波正交化處理的實現(xiàn)方案，其數(shù)學模型

20、如下圖所示：其數(shù)學模型如下圖所示：ad1()jh e0cos() n0sin() n221zx(t)04(21)sffn()jqh ei (m)q (m)dd()i m()a m()q m()m()f mn本結構模型對采樣振蕩器的要求比較高，它必本結構模型對采樣振蕩器的要求比較高，它必須根據(jù)信號的中心頻率須根據(jù)信號的中心頻率 能精確地預置到帶通能精確地預置到帶通采樣公式：采樣公式：n這種結構模型必須首先確知在哪個信道上有信這種結構模型必須首先確知在哪個信道上有信號。其潛在問題是需要一個搜索或監(jiān)視接收機號。其潛在問題是需要一個搜索或監(jiān)視接收機的專用設備對全頻段進行搜索監(jiān)視，如果搜索的專用設備對全

21、頻段進行搜索監(jiān)視，如果搜索速度不夠快，就會遺漏或丟失信號。速度不夠快，就會遺漏或丟失信號。n通常，軟件無線電采用寬帶帶通采樣，采樣的通常，軟件無線電采用寬帶帶通采樣，采樣的數(shù)據(jù)包含多個信道的信息，如何同時處理這些數(shù)據(jù)包含多個信道的信息，如何同時處理這些信息？信息？n引入并行多通道處理理論和軟件無線電信道化引入并行多通道處理理論和軟件無線電信道化結構模型。結構模型。0f) 12/(4nffos3.2.2 傳統(tǒng)并行多通道軟件無線電接收機傳統(tǒng)并行多通道軟件無線電接收機 數(shù)學模型數(shù)學模型n傳統(tǒng)的并行多通道接收機數(shù)字模型是通過多個傳統(tǒng)的并行多通道接收機數(shù)字模型是通過多個并聯(lián)的單通道接收機來實現(xiàn)的。并聯(lián)的

22、單通道接收機來實現(xiàn)的。n在寬帶采樣后，多個信道的信號周期延托到第在寬帶采樣后，多個信道的信號周期延托到第1 1 nyquistnyquist頻帶內，其載波頻率發(fā)生了變化。頻帶內，其載波頻率發(fā)生了變化。n在每個信道處理時通過先乘上載波搬移到零中在每個信道處理時通過先乘上載波搬移到零中頻，然后濾波進行抽取得到各信道的數(shù)據(jù)流。頻，然后濾波進行抽取得到各信道的數(shù)據(jù)流。并行多通道處理理論)(x)( faf寬帶采樣)(x各個信道并行多通道處理1cos()n1sin()ncos()lnsin()ln2sin()n3.3 信道化接收機數(shù)學模型信道化接收機數(shù)學模型n上一節(jié)介紹的兩種結構模型只能對單個信號或上一節(jié)

23、介紹的兩種結構模型只能對單個信號或有限幾個信號進行解調接收，必須首先確知在有限幾個信號進行解調接收，必須首先確知在哪個信道上有信號。哪個信道上有信號。n這種結構的潛在問題是需要一個搜索或監(jiān)視接這種結構的潛在問題是需要一個搜索或監(jiān)視接收機的專用設備對全頻段進行搜索監(jiān)視，如果收機的專用設備對全頻段進行搜索監(jiān)視，如果搜索速度不夠快，就會遺漏或丟失信號。搜索速度不夠快，就會遺漏或丟失信號。n因此，本部分討論基于多相濾波器組的信道化因此，本部分討論基于多相濾波器組的信道化接收機就可以實現(xiàn)全概率的信號截獲。接收機就可以實現(xiàn)全概率的信號截獲。3.3.1 數(shù)字濾波器組與信道化基本概念數(shù)字濾波器組與信道化基本概

24、念 n數(shù)字濾波器組是指具有共同輸入，若干個輸出數(shù)字濾波器組是指具有共同輸入，若干個輸出端的一組濾波器，如下圖所示。端的一組濾波器，如下圖所示。h 0 (n)h1 (n)h k-1 (n)x (n)y0 (n)y1 (n)yk-1 (n)n顯然除h0 (n) 可能是低通濾波器外，其他的數(shù)字濾波器都是帶通濾波器或單邊帶濾波器。ddd復信道化濾波器組概念n如果這k個濾波器是把寬帶信號s(n)均分成k個子頻帶信號輸出，那么就把這種濾波器叫做信道化濾波器。d/()jkhe2+1+0d-1d-20d/3d/d/3n可以得到濾波器組的各個濾波器可以得到濾波器組的各個濾波器dnijlpntjlpitdtijl

25、ptjlpidijlpjienhenhnhetheththdieheh22)2()()()()()()(, 2 , 1)(00n先設計一低通濾波n 器，如右圖所示：0)(jlpehd/2復信道化濾波器組設計復信道化濾波器組設計n顯然以上濾波器組可以表示如下，這就是傳統(tǒng)顯然以上濾波器組可以表示如下，這就是傳統(tǒng)的并行處理算法實現(xiàn)框圖，其中：的并行處理算法實現(xiàn)框圖，其中：( )lphn( )lphn0jne1jnex (n)dd( )lphn1djned1, 2 , 1 , 0/2didii實信道化濾波器組概念n如果在正頻率段用k個濾波器是把寬帶實信號s(n)均分成k個子頻帶信號輸出，就構成了實信道

26、化濾波器。d/()jkhe3+2+1+1-2-0d/2d/d/23-n可以得到濾波器組的各個濾波器可以得到濾波器組的各個濾波器)sin()()cos()()(2)sin()()cos()()(2, 2 , 121)()()(dninhdninhnhtdithtdiththdiehehehlplpilplpidijlpdijlpjin先設計一低通濾波n 器，如右圖所示：0)(jlpehd/d/實際實信道化濾波器組設計實際實信道化濾波器組設計n在實際應用以上濾波器組可以用更簡單的表示，在實際應用以上濾波器組可以用更簡單的表示，構成傳統(tǒng)的并行處理算法實現(xiàn)框圖。構成傳統(tǒng)的并行處理算法實現(xiàn)框圖。1, 2

27、 , 1 , 0/)cos()()(diditththiilpi其中：( )lphn( )lphnx (n)dd( )lphnd)cos(ti)cos(ti)cos(tin這種濾波器組把整個采樣頻帶（這種濾波器組把整個采樣頻帶（ ）劃分成）劃分成若干個并行的信道輸出，使得信號無論何時何若干個并行的信道輸出，使得信號無論何時何地（信道）出現(xiàn)，均能加以截獲，并進行解調地（信道）出現(xiàn)，均能加以截獲，并進行解調分析，所以它具備了全概率截獲的能力，是偵分析，所以它具備了全概率截獲的能力，是偵收跳頻、收跳頻、“突發(fā)突發(fā)”以及自適應通信信號的理想以及自適應通信信號的理想接收機。接收機。n本結構的缺點是：當信

28、道數(shù)多時，本結構的缺點是：當信道數(shù)多時，d值會很大，值會很大，低通濾波器的階數(shù)可能會很大，實現(xiàn)效率很低。低通濾波器的階數(shù)可能會很大，實現(xiàn)效率很低。下面介紹高效的實現(xiàn)方法。下面介紹高效的實現(xiàn)方法。0 sf3.3.2 基于基于dft濾波器組的信道化接收機數(shù)濾波器組的信道化接收機數(shù)學學 模型（復信道化處理）模型（復信道化處理）n上面數(shù)字濾波器組和后面進行的抽取可以借助上面數(shù)字濾波器組和后面進行的抽取可以借助多相分解算法減少運算量。多相分解算法減少運算量。ldlijlpliiidnijlpilnxelhlnxlhnhnxnyenhnh)()()()()()()()()(22抽取后：ldlijlpmdn

29、iilmdxelhnymy)()()()(2基于基于dft濾波器組的并行處理濾波器組的并行處理nhlp (l )多相分解表示：多相分解表示： l =l*d +k，k = 0, 1, d-1 代入：代入： 102*10*)(2*)()()()()(dkdkijllpdkldkdlijlpiekdlmxkdlhkdlmdxekdlhmy)()(1, 1 , 0)()()(*kmdxmxdkzkdlhzelklllplpkn由定義可知有：基于基于dft濾波器組的并行處理濾波器組的并行處理n代入上面兩個定義式：代入上面兩個定義式： 102,102*)()()()(*dkdkijkidkdkijlklp

30、kiemyelmxlmy*)()()()()(*,lklpkllpkilmxlkdlmxkdlhmyn其中：基于基于dft濾波器組的并行處理濾波器組的并行處理nelpk (z )為為hlp (l )多相表示，而多相表示，而xk (m)為為x (n) 的多的多路延遲抽取的結果，因此處理結構為：路延遲抽取的結果，因此處理結構為：d1z1z)(0ze)(1ze)(1zeddd)(0mx)(1mx)(1mxd)(nx)(0 ,myi)(1 ,myi)(1,mydi基于基于dft濾波器組的并行處理濾波器組的并行處理n最后通過最后通過yi,k(m)計算計算yi(m)，是通過，是通過dft運算來運算來完成，

31、具有高效特性：完成，具有高效特性：d1z1z)(0ze)(1ze)(1zeddd)(0mx)(1mx)(1mxd)(nx)(0,myi)(1 ,myi)(1,mydidft)(0my)(1my)(1myd討論與教材上的推導之不同？n主要區(qū)別是信道劃分的不同d/()jkhe2+1+0d-1d-20d/3d/d/3本教案本教案d/()jkhed-1d/2+1d/2-100d/教材：教材：d為偶數(shù)為偶數(shù)討論與教材上的推導之不同？n主要區(qū)別是信道劃分的不同d/()jkhed-1(d-1)/200d/教材：教材：d為奇數(shù)為奇數(shù)1, 1 , 0)()()()()()21(220dienhnhenhenhn

32、hndidjlpidnijlpntjlpi教材：教案：討論與教材上的推導之不同？dh0(m)h1(m)hd-1(m)ddz-1z-1z-1dfty0(m)y1(m)yd-1(m)0( )x m1( )x m1( )dxms (n)mor) 1(1mor) 1(1mor) 1(1ddjde)1(1) 1(dje1討論與教材上的推導之不同？n仔細學習書上分析（五十分鐘），合上書仔細學習書上分析（五十分鐘），合上書自己推出上面圖示的基于自己推出上面圖示的基于dftdft濾波器組的并行濾波器組的并行處理的表達式。處理的表達式。n同樣引入多相濾波結構，到實信道化并行接同樣引入多相濾波結構，到實信道化并行

33、接收機數(shù)學模型中，可推導如下：收機數(shù)學模型中，可推導如下：3.3.3 基于基于dct濾波器組的信道化接收濾波器組的信道化接收 機數(shù)學模型（實信道化處理）機數(shù)學模型（實信道化處理）llpliiilpilnxdlilhlnxlhnhnxnydninhnh)()cos()()()()()()()cos()()(實信道化實信道化dct濾波器組處理濾波器組處理llpdmniildmxdlilhnymy)2()cos()()()(2nhlp (l )多相分解表示：多相分解表示：l = l*2d + k，k = 0, 1, , 2d-1 代入：代入：n按照2d抽取比抽取后： 120*120*2)2cos2)

34、()2()22()2(cos)2()(*dkllpdkllpidkikdlmxkdlhkdldmxdkdlikdlhmy實信道化實信道化dct濾波器組處理濾波器組處理n由定義可知有：由定義可知有：12 , 1 , 0)2()()2()()(*dkkdmxmxzkdlhzelklllplpkn代入上面兩個定義式： 120,120*2)2cos)(2)2cos)()()(*dkkidklklpkidkimydkilmxlmy實信道化實信道化dct濾波器組處理濾波器組處理n其中：其中：*)()(2)()2()(*,lklpkllpkilmxlkdlmxkdlhmy實信道化實信道化dct濾波器組處理濾

35、波器組處理nelpk (z )為為hlp (l )多相表示，而多相表示，而xk (m)為為x (n) 的的多路延遲抽取的結果，因此處理結構為：多路延遲抽取的結果，因此處理結構為：2d1z1z)(0ze)(1ze)(12zed2d2d)(0mx)(1mx)(12mxd)(nx)(0 ,myi)(1 ,myi)(12,mydi實信道化實信道化dct濾波器組處理濾波器組處理n最后通過最后通過yi,k(m)計算計算yi(m)，是通過，是通過dct運算運算來完成，具有高效特性：來完成，具有高效特性：2d1z1z)(0ze)(1ze)(12zed2d2d)(0mx)(1mx)(12mxd)(nx)(0,m

36、yi)(1 ,myi)(12,mydidct)(0my)(1my)(12myd 實信道化實信道化dct濾波器組接收機數(shù)學模型濾波器組接收機數(shù)學模型討論：討論：n以上計算的信道輸出中只有前d個是對應信道的輸出yi(m)。n其他處理方法：n1）如教材上將實信道看成復信道，借助復信道的處理方法。d/()jkhe3+2+1+1-2-0d/2d/d/23-實信道化的實信道化的dft濾波器組接收機模型濾波器組接收機模型dh0(m)h1(m)hd-1(m)ddz-1z-1z-1dfty0(m)y1(m)yd-1(m)0( )x m1( )x m1( )dxms (n)2/) 1(mjmeddjde)1(1)

37、 1(dje12/) 1(mjme2/) 1(mjme222 實信道化實信道化dct濾波器組接收機數(shù)學模型濾波器組接收機數(shù)學模型討論：討論：n其他處理方法：其他處理方法：2）先將實信道進行正交處理成復信號，再借）先將實信道進行正交處理成復信號，再借助復信道的處理方法。此時信道帶寬為原助復信道的處理方法。此時信道帶寬為原來實信號的一半，故來實信號的一半，故 2d 抽取。抽取。n軟件無線電的發(fā)射機的基本組成結構為：軟件無線電的發(fā)射機的基本組成結構為：n本節(jié)將討論本節(jié)將討論 3 種不同的發(fā)射機結構：種不同的發(fā)射機結構：n單通道發(fā)射機數(shù)學模型單通道發(fā)射機數(shù)學模型n多通道發(fā)射機數(shù)學模型多通道發(fā)射機數(shù)學模

38、型n信道化發(fā)射機數(shù)學模型信道化發(fā)射機數(shù)學模型3.4 軟件無線電發(fā)射機數(shù)學模型軟件無線電發(fā)射機數(shù)學模型基帶基帶調制調制上變頻上變頻功率功率放大放大天線或天線或介質介質3.4.1 單通道軟件無線電發(fā)射機模型單通道軟件無線電發(fā)射機模型n任何一個無線電信號均可表示為：任何一個無線電信號均可表示為： 式中，式中， 分別表示該信號的幅度調制信息分別表示該信號的幅度調制信息和相位調制信息，和相位調制信息， 為信號載頻。為信號載頻。n對上式進行數(shù)字化，可得：對上式進行數(shù)字化，可得： 式中，式中， 為采樣間隔，上式可簡化為：為采樣間隔，上式可簡化為：0()()cos2()sssss nta ntf ntnt0(

39、 )( )cos2( )s ta tf tt( ), ( )a tt0f1/sstf0( )( )cos( )s na nnnn為便于進行信息調制，通常進行正交分解：為便于進行信息調制，通常進行正交分解： 式中式中:n也就是說，給定任何一種調制方式，就可以計也就是說，給定任何一種調制方式，就可以計算出相應的兩個正交分量算出相應的兩個正交分量i (n), q (n)，然后分別，然后分別與兩個正交本振與兩個正交本振 相乘并求和，即可得相乘并求和，即可得 到調制信號到調制信號s (n)。00( )( )cos()( )sin()s ni nnq nn( )( )cos ( ), ( )( )sin

40、( )i na nn q na nn00cos() sin()nn、正交正交調制調制信號產生信號產生i(n)q(n)0cos()n0sin()ns(n)n由于兩個正交基帶信號由于兩個正交基帶信號i(n)、q(n)的帶寬僅為信的帶寬僅為信號帶寬，為使產生的基帶信號與后面的采樣速率號帶寬，為使產生的基帶信號與后面的采樣速率相匹配，在進行正交調制之前必須通過內插把低相匹配，在進行正交調制之前必須通過內插把低數(shù)據(jù)速率的基帶信號提升到采樣頻率上，整個實數(shù)據(jù)速率的基帶信號提升到采樣頻率上，整個實現(xiàn)過程如下圖。本結構又稱基頻發(fā)射機。現(xiàn)過程如下圖。本結構又稱基頻發(fā)射機?；鶐Щ鶐д徽恍盘栃盘柈a生產生i(m)

41、q(m)0cos()n0sin()ns(n)iii(n)q(n)n如何用目前中低速采樣率的發(fā)射機來產生更高如何用目前中低速采樣率的發(fā)射機來產生更高頻率的信號：頻率的信號：1）利用模擬上變頻的辦法來實現(xiàn)。）利用模擬上變頻的辦法來實現(xiàn)。2）采用內插技術實現(xiàn)數(shù)字上變頻。）采用內插技術實現(xiàn)數(shù)字上變頻。n內插技術的基本原理：設調制模型產生的數(shù)字內插技術的基本原理：設調制模型產生的數(shù)字譜為：譜為： 對對s(n)進行進行i倍內插倍內插 后的信號譜為：后的信號譜為：0/2sffs(f )0/2sffsl(f)sf(1)/2sif/2sifn用帶通濾波器濾出第用帶通濾波器濾出第m次鏡頻，就相應得到了次鏡頻，就相

42、應得到了載頻為載頻為m倍于基帶載頻倍于基帶載頻(m=1)的高頻信號。的高頻信號?；鶐Щ鶐д徽恍盘栃盘柈a生產生i(m)q(m)0cos()n0sin()ns(n)i1i1i2firdas(t)n數(shù)字帶通濾波器實現(xiàn)起來比較困難，可以采用數(shù)字帶通濾波器實現(xiàn)起來比較困難，可以采用下面的模擬域濾波方案：下面的模擬域濾波方案：電電調調濾濾波波器器基帶基帶正交正交信號信號產生產生i(m)q(m)0cos()n0sin()ns(n)i1i1i2das(t)n上面結構對上面結構對da轉換器的要求相當高，為避免內轉換器的要求相當高，為避免內插給插給da帶來的負擔，可以設想把零內插移至帶來的負擔，可以設想把零內

43、插移至da之后通過模擬接零開關來實現(xiàn)，如下圖：之后通過模擬接零開關來實現(xiàn)，如下圖：零點零點電電調調濾濾波波器器基帶基帶正交正交信號信號產生產生i(m)q(m)0cos()n0sin()ns(n)i1i1das(t)開關說明：接地時間開關說明：接地時間 接信號時間接信號時間1(1)sitti2stti3.4.2 多通道軟件無線電發(fā)射機模型多通道軟件無線電發(fā)射機模型n本結構其實就是多個單通道發(fā)射機構成的并行本結構其實就是多個單通道發(fā)射機構成的并行發(fā)射機。發(fā)射機。q2(m)2cos()n基帶正交基帶正交信號產生信號產生i2(m)2sin()ns2(n)ii基帶正交基帶正交信號產生信號產生i1(m)q

44、1(m)1sin()ns1(n)iicos()ln基帶正交基帶正交信號產生信號產生il(m)ql(m)sin()lnsl(n)ii1cos()nda鏡頻濾鏡頻濾波器波器s(t)零點零點n本結構可以同時發(fā)射的多個信號只能位于單本結構可以同時發(fā)射的多個信號只能位于單通道的某個頻段內，即下面的頻段內：通道的某個頻段內，即下面的頻段內：12(1),.,22sslffmfffm3.5 信道化軟件無線電發(fā)射機模型信道化軟件無線電發(fā)射機模型n前面的兩種結構模型只能對單個信號或有限幾前面的兩種結構模型只能對單個信號或有限幾個信號進行調制發(fā)射，如果信道數(shù)比較多，則個信號進行調制發(fā)射，如果信道數(shù)比較多，則多通道方

45、案就顯得過于復雜。多通道方案就顯得過于復雜。n信道化模型不僅能同時發(fā)射整個處理帶寬（信道化模型不僅能同時發(fā)射整個處理帶寬（0fs）內所有信道上的信號，而且運算效率高，實）內所有信道上的信號，而且運算效率高，實時處理能力強，結構簡單。時處理能力強，結構簡單。n本結構核心同信道化接收機，都是基于多相濾本結構核心同信道化接收機，都是基于多相濾波來實現(xiàn)的，通過內插的方式。波來實現(xiàn)的，通過內插的方式。3.5.1 發(fā)射機信道化的基本概念發(fā)射機信道化的基本概念n全信道化發(fā)射的原理說明全信道化發(fā)射的原理說明 1）對對i 個待發(fā)射基帶復信號個待發(fā)射基帶復信號mi(t)進行頻率為進行頻率為fs的采樣，得到的數(shù)字譜

46、如下圖所示：的采樣，得到的數(shù)字譜如下圖所示：0( )mi/i/1( )mi/i/1( )imi/i/ 2）對）對 進行進行i倍內插和濾波后得到的數(shù)字倍內插和濾波后得到的數(shù)字譜為下圖所示：譜為下圖所示：( )im0( )m1( )m1( )im 3）然后分別用移頻因子）然后分別用移頻因子 把基帶移至把基帶移至 處，如處，如下圖所示：下圖所示：kjnek其中 由下式確定：k21()2kiki( )y0( )m1( )m011i2 / i4 / i2 / i01( )im為了簡化，修改移頻方法如下圖所示：( )y0( )m1( )m11i01( )im2ikk2整個頻譜搬移實現(xiàn)過程可以如下圖：整個頻

47、譜搬移實現(xiàn)過程可以如下圖：m0(k)iim1(k)iml-1(k)h(n)h(n)h(n)0( )m n1( )m n1( )lmny0(n)y1(n)yl-1(n)0jne1jne1ijney(n)內插上變頻內插上變頻da鏡頻濾鏡頻濾波器波器s(t)零點零點3.5.2 信道化發(fā)射機復信號數(shù)學模型信道化發(fā)射機復信號數(shù)學模型n上圖所示的信道化發(fā)射機模型雖然能實現(xiàn)發(fā)射上圖所示的信道化發(fā)射機模型雖然能實現(xiàn)發(fā)射機信道化思想，但實際上還是一種多通道并行機信道化思想，但實際上還是一種多通道并行實現(xiàn)，結構并未簡化。實現(xiàn)，結構并未簡化。n本節(jié)給出基于多相結構的信道化發(fā)射機數(shù)學模本節(jié)給出基于多相結構的信道化發(fā)射機數(shù)學模型，該模型的計算效率高，處理能力強。型，該模型的計算效率高，處理能力強。n根據(jù)上面簡化圖的結論進行推導，可以得到利根據(jù)上面簡化圖的結論進行推導，可以得到利用了用了fft實現(xiàn)的實現(xiàn)的dft運算，提高了計算效率，運算，提高了計算效率，增強了實時處理能力。簡稱為增強了實時處理能力。簡稱為dft信道化發(fā)射信道化發(fā)射結構。結構。dft信道化發(fā)射結構推導信道化發(fā)射結構推導從上節(jié)并行結構可知從上節(jié)并行結構可知ijniiiiiienhnmnyny1010)()()()(其中：其中：。使用簡化形式：使用簡化形式：倍插值所得序列；倍插值所得序列；經(jīng)