基于DSP TMS320F28027的光伏并網(wǎng)發(fā)電模擬裝置.doc

C2000參賽項目報告（命題組）題目：光伏并網(wǎng)發(fā)電模擬裝置學(xué)校：浙江大學(xué)指導(dǎo)教師：李武華（講師）參賽隊成員名單（含個人教育簡歷）：顧云杰、本科生、浙江大學(xué)禹紅斌、本科生、浙江大學(xué)基于DSPTMS320F28027的光伏并網(wǎng)發(fā)電模擬裝置摘要：本裝置采用TMS320F28027為控制核心，實現(xiàn)了模擬光伏并網(wǎng)系統(tǒng)的功能，具有最大功率追蹤（MPPT），輸出電壓與給定參考電壓頻率、相位同步，欠壓、過流保護，欠壓保護的自動恢復(fù)等功能，且具有LCD屏幕顯示，界面友好。本裝置主電路拓?fù)洳捎萌珮蚰孀冸娐?，采用倍頻SPWM調(diào)制方式，MPPT采用恒定輸入電壓法實現(xiàn)，相位跟蹤使用軟件鎖相實現(xiàn)。本裝置性能良好，其中MPPT跟蹤時輸入電壓相對偏差的絕對值小于0.7%，頻率跟蹤相對誤差小于0.09%，相位跟蹤誤差2左右，輸出波形THD小于2%，欠壓保護動作電壓25.02V，過流保護動作電流1.50A，效率達(dá)84%以上。關(guān)鍵詞：C2000，光伏并網(wǎng)，倍頻SPWM，MPPT，PLLGridconnectedphotovoltaicsimulationsystembasedonTMS320F28027Abstract:ThisdeviceusesTMS320F28027asthecontrolcore.ItrealizesfunctionsofMPPT,frequencyandphasesynchronization,undervoltageandovercurrentprotection,undervoltagerecoveryandsoon.ItdisplaysitsmaininformationontheLCDscreen,providingagoodman-machineinterface.ThetopologyofthemaincircuitisfullbridgeinverterwhichiscontrolledbydoubledfrequencySPWMmodulation.MPPTisrealizedwithconstantinputvoltagemethod.PhasetrackingisrealizedwithsoftwarePLL.Theperformanceofthisdeviceissatisfying.Therelativevoltageerrorislessthan0.7%whendoingMPPT.Therelativefrequencyerrorislessthan0.09%.Thephaseerrorisapproximately2.TheTHDoftheoutputvoltageislessthan2%.Theactionvoltageoftheundervoltageprotectionis25.02V.Theactioncurrentoftheovercurrentprotectionis15.0A.Theefficiencyofthisdeviceisover84%.Keywords:C2000,Photovoltaicgridconnectedinverter,doubledfrequencySPWM,MPPT,PLL1引言TI公司的C2000系列微控制器既具有DSP的高速運算性能，也具有MCU的界面管理能力。最近C2000系列推出的F2802x/F2803xPiccolo子系列控制器結(jié)構(gòu)更加精簡，工作頻率能達(dá)到40MHz60MHz，具有功能強大的EPWM模塊，ADC模塊和ECAP模塊，性價比極高，非常適合在中小型電力電子系統(tǒng)中的應(yīng)用。本文基于TMS320F28027微控制器設(shè)計了一個光伏并網(wǎng)模擬裝置。該裝置實現(xiàn)了MPPT和模擬并網(wǎng)功能，且具有良好的界面，系統(tǒng)的各種狀態(tài)在LCD中顯示。本文以下部分共分四個方面進(jìn)行介紹：第2部分講述系統(tǒng)方案，包括系統(tǒng)框圖、主電路拓?fù)?、SPWM調(diào)制方式、各種控制策略；第3部分講述系統(tǒng)硬件設(shè)計；第4部分講述系統(tǒng)軟件設(shè)計；第5部分給出了系統(tǒng)的測試結(jié)果。2系統(tǒng)方案光伏并網(wǎng)模擬裝置主要由DC-AC變換電路、驅(qū)動電路、電壓、電流調(diào)理電路、TMS320F28027控制單元、顯示電路等組成。系統(tǒng)結(jié)構(gòu)框圖如圖2.1所示。圖2.1光伏并網(wǎng)模擬裝置結(jié)構(gòu)框圖2.1主電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)逆變主電路拓?fù)溥x擇全橋逆變結(jié)構(gòu)，如圖2.2所示，全橋逆變電路是逆變器中得到最廣泛應(yīng)用的拓?fù)湫问?，其器件承受的電壓較低（理論上與電源電壓一致），控制靈活，在自換流或者負(fù)載換流模式下都可以工作，不依賴變壓器參與逆變，非常適用于本系統(tǒng)。LfCfRLS4S1S3S2UdCin圖2.2逆變拓?fù)銬C-AC逆變器TMS320F28027控制單元模擬光伏電池模擬并網(wǎng)輸出系統(tǒng)狀態(tài)顯示欠壓過流保護SPWM波驅(qū)動信號輸入電壓采樣輸出電壓電感電流采樣Uref頻率相位采樣前處理2.1.1輸出濾波器輸出濾波器采用LC濾波。參數(shù)計算1如下（1）fL參數(shù)電感電流紋波最大值：max4dLfSUiLf，由此可得max4dfLSULif，其中倍頻之后等效開關(guān)頻率fS=40kHz。關(guān)于等效開關(guān)頻率的選擇請見2.2節(jié)。一般地，maxLi應(yīng)滿足下式要求：maxmax15%2oLoPiU，其中maxoP為逆變器最大輸出功率，oU為輸出電壓有效值。依題目要求，max30oPW，15oUV，30dUV，得到max0.4LiA，0.47fLmH。為降低THD，取2fLmH。（2）fC參數(shù)根據(jù)LC截止頻率確定濾波電容fC的容值：1102SfLC，221004fSfCfL得到0.79fCuF。為了抑制低次諧波，fC一般取理論值的57倍左右。取10fCuF。2.1.2輸入解耦電容由于本系統(tǒng)輸出基本恒定的直流電流，而輸出工頻交變的交流電流，因此需要在直流輸入端Ud并聯(lián)較大的解耦電容Cin。通過Cin不斷吞吐電荷，維持Ud基本保持不變。由于Cin流過工頻交流電流，因此Rs與Cin組成RC環(huán)節(jié)的時間常數(shù)應(yīng)遠(yuǎn)大于工頻。1150Hz106uF223.143050insinCRC選取4700uFinC。2.2SPWM調(diào)制方式目前共有三種常用的SPWM調(diào)制方式可以應(yīng)用于全橋逆變電路，即A.雙極性調(diào)制B.單極性調(diào)制C.倍頻調(diào)制三者比較，倍頻調(diào)制有明顯的優(yōu)勢。首先倍頻調(diào)制支持3種輸出電平即Ud、0和-Ud，同等開關(guān)頻率下需要的濾波電感較小，且dv/dt較小，產(chǎn)生的EMI干擾和功率器件的電氣應(yīng)力較小。其次，倍頻調(diào)制的輸出電壓頻率是實際開關(guān)頻率的兩倍，更容易實現(xiàn)高頻化。因此本設(shè)計采用倍頻SPWM調(diào)制方式。載波頻率fC=20kHz，等效開關(guān)頻率fS=40kHz。2.3正弦指令值產(chǎn)生策略SPWM調(diào)制方式需要控制器產(chǎn)生一個正弦指令與三角載波進(jìn)行比較。通常用軟件產(chǎn)生正弦指令值不外兩種方法，即計算和查表。查表法占用CPU資源較少，速度快，本系統(tǒng)采用查表法。圖2.3如圖2.3所示，將一個標(biāo)準(zhǔn)正弦函數(shù)090均分成100等分，將每個等分線處的函數(shù)值制作成一張表，保存在一個數(shù)組內(nèi)intsintab101。程序中兩個變量count和period分別表示當(dāng)前輸出波形的周期和相位，以載波周期TC為單位。由此可以計算出對應(yīng)表中的第幾個點，即count400periodn(2.1)如果100n，則可用三角函數(shù)誘導(dǎo)公式折算。折算方法如下：sintab,0,100sintab200,(100,200sintabn200,(200,300sintab400,(300,400cmdcmdcmdcmduAnnuAnnuAnuAnn(2.2)其中ucmd表示計算得到的正弦指令值，A代表ucmd的幅度。A的作用將在2.6中具體闡述。通過上述方法，實現(xiàn)了僅用少量的存儲器資源和簡單的計算，在載波頻率不變的條件下得到不同頻率正弦指令值的方法。這一方法支持較寬的輸出頻率范圍，遠(yuǎn)遠(yuǎn)覆蓋題目要求的45Hz55Hz。2.4PLL（鎖相環(huán)）控制策略PLL（鎖相環(huán)）的控制目標(biāo)是保持控制器內(nèi)部軟件電壓指令值ucmd與uref保持同頻同相?？紤]到uref頻率變化相對緩慢，兩個相鄰周期之間不會有劇烈變化，因此PLL控制策略采用以下方法。Cycle1Cycle2Cycle3Cycle1Cycle2Cycle3Cycle_2Cycle_3Cycle_4Cycle4Err1Err2Err3Err4urefucmd圖2.4如圖2.4所示，通過滯洄比較器將uref上升沿過零點采樣后送入控制器（用圖中第一行向上的箭頭表示）。每當(dāng)ucmd完成一個工頻周期之后（用圖中第二行向上的箭頭表示），根據(jù)相位誤差Err(n)和上一周期uref的周期Cycle(n)預(yù)測出下一周期uref的過零點，并計算出下一周期ucmd的周期Cycle_(n+1)。Cycle_(n+1)=Cycle(n)-Err(n)(2.3)其中當(dāng)ucmd超前uref時，Err(n)為正，反之為負(fù)。圖2.4中繪出了這一策略的示意圖。這一PLL策略改進(jìn)了傳統(tǒng)的“硬跟蹤”方法，采用軟跟蹤的策略。所謂軟跟蹤，就是只有ucmd完成了一個周期而下一個周期剛剛開始的時候，改變ucmd的周期。由于周期開始的時候ucmd=0，這樣就避免了因鎖相而發(fā)生ucmd值的跳變，保持任一周期ucmd都是純正的正弦波。同時，本策略能夠保證在一個工頻周期之內(nèi)完成相位跟蹤過程，具有很高的響應(yīng)速度和頻率穩(wěn)定性。2.5逆變器控制環(huán)逆變器控制的控制目標(biāo)是使輸出電壓uo與控制器的指令值ucmd保持一致，相位誤差5，且有良好的穩(wěn)定性和較小的THD。一般逆變器控制環(huán)可分為兩類，即瞬時值控制和平均值控制。瞬時值控制又分別由以下兩種方式：A.輸出電壓、電感電流雙環(huán)控制B.輸出電壓單環(huán)控制對于負(fù)載功率因素劇烈變化或者非線性負(fù)載的場合，還常常使用重復(fù)控制和預(yù)測控制等先進(jìn)控制手段。輸出電壓、電感電流雙環(huán)瞬時值控制由于其較好的動態(tài)、穩(wěn)態(tài)特性，得到了最為廣泛的應(yīng)用?？紤]到雙環(huán)控制所需的精確采樣輸出電壓和電感電流的電壓、電流互感器成本較高，本系統(tǒng)采用電阻分壓、電流互感器配合運算放大器分別采樣輸出電壓和電感電流。經(jīng)實際檢驗，噪聲較大，應(yīng)用于閉環(huán)控制時導(dǎo)致了輸出電壓的畸變。尤其在在正弦波型的波峰和波谷，采樣時刻距離開關(guān)動作很近，收到干擾更大，波形畸變明顯。權(quán)衡之后，我們最終采用如下逆變器控制策略：若將控制器指令值ucmd直接與三角波進(jìn)行比較，則由于輸出濾波器的作用會使輸出電壓uo相位滯后于ucmd一個角度，大小與負(fù)載功率因素相關(guān)。若能檢測出，并使ucmd超前uref角，則uref正好與uo同相。由圖2.5所示的相量圖可見，經(jīng)過濾波后的輸出電壓oU與未經(jīng)濾波的逆變器兩橋臂中點間電壓基波invU相比，滯后不多。經(jīng)理論計算，容性負(fù)載（如題目要求，電容由兩個220uF電解電容反向串聯(lián)值，副邊110uF，折算到原邊440uF）下，只有5.7，而阻性負(fù)載下只有4.2oULinvLIRICI圖2.5由于電阻分壓配合運算放大器得到的輸出電壓疊加了很大噪聲，很難將這一相位差準(zhǔn)確測量。但電感電流LI與invU的相位差則較大，可以通過測量，通過相量圖間接計算出。應(yīng)用這一方法，可以使負(fù)載特性在較大范圍內(nèi)變化時仍能滿足uref與uo相位差很小。2.6死區(qū)時間及其補償LfS1S2iLMNP圖2.6如圖2.6所示的逆變橋臂，為避免橋臂短路直通，通常在橋臂上下管驅(qū)動中加入一定的死區(qū)時間，如圖2.7中陰影所示。但是加入死區(qū)時間后會使SPWM波形發(fā)生畸變，分析如下。在圖2.6中，假設(shè)電感電流方向如圖中箭頭所示。S1向S2換流時，一旦S1關(guān)斷，則S2的續(xù)流二極管自動導(dǎo)通，死區(qū)時間對波形沒有影響。但由S2向S1換流時，S2關(guān)斷后電流仍從S2的續(xù)流二極管流過，橋臂中點的電壓uMN保持為0，直到S1開通。這樣就使得橋臂輸出電壓相對于期望有所跌落。電感電流反向時，同樣的分析可知死區(qū)將導(dǎo)致橋臂輸出電壓抬高。這樣，由于死區(qū)的影響，會在橋臂輸出波形上引入一個畸變，如圖2.8所示。由于這一畸變的頻率較低，輸出濾波器無法完全濾除。SPWM控制波形S1門極驅(qū)動波形S2門極驅(qū)動波形橋臂中點電壓波形0Ud圖2.7圖2.8為減小THD，可對使用軟件的方法對死區(qū)時間造成的影響進(jìn)行補償。方法也很簡單，即檢測電感電流，如果大于0，則將SPWM調(diào)制波在原有基礎(chǔ)上抬高一點，如果小于0，則將SPWM調(diào)制波在原有基礎(chǔ)上降低一點。經(jīng)檢驗，效果良好。2.7MPPT控制策略一般光伏系統(tǒng)常用的MPPT策略有擾動觀察法、電導(dǎo)增量法和開路電壓比例系數(shù)法。題目要求本系統(tǒng)采用開路電壓法，控制目標(biāo)為Ud=Us/2。通過調(diào)整式(2.2)中的A，可以實現(xiàn)對Ud的控制，分析如下。首先，由于直流輸入測有較大的解耦電容，在一個工頻周期內(nèi)Ud可以視為不變。逆變器橋臂中點之間輸出基波電壓1sin()invduAUt(2.4)在工頻下，濾波電感的阻抗|0.6jL，遠(yuǎn)小于等效負(fù)載阻抗/410LeLRR，因此負(fù)載阻抗角0L，逆變器輸出功率2()2dinvoutLeAUPR(2.5)另一方面，逆變器輸入功率invinddPUI(2.6)忽略逆變器中開關(guān)及磁性元件的損耗，有invininvoutPP(2.7)所以22()22dddddLeLeAUAUUIIRR(2.8)根據(jù)基爾霍夫電流定律，SdddSSUUdUICRdt(2.9)可得22122dSdddSSddSLeSLeSSAUUUdUdUUACUUCRRdtRRdtR(2.10)A作為輸入，Ud作為輸出，可見這是一個非線性的控制系統(tǒng)。下面對此系