2-第二講-單級放大器

模擬CMOS集成電路設計

DesignofAnalog

CMOSIntegratedCircuitInstituteofVLSIDesign,HefeiU.ofTech第二講單級放大器12.1共源極放大器2.2源跟隨器2.3共柵極放大器2.4共源共柵放大器放大是模擬電路的一個基本功能輸入：G，輸出：D;輸入：G，輸出：S;輸入：S，輸出：D;輸入：G，輸出：D;2研究放大器低頻特性，分析大信號、小信號特性，建立直觀的分析方法和模型。通過模型的近似計算，可以分析大多數(shù)電路的特性！3基本概念在一定信號范圍內可用一多項式來近似描述：如果x在足夠小范圍內取值，近似為：a0為工作（偏置）點，a1為小信號增益。1、放大器輸入輸出特性4當X(t)幅度增加，高階項的作用凸現(xiàn)出來，導致非線性，需進行大信號分析。2、模擬電路設計的八邊形法則電路設計中，參數(shù)大多數(shù)相互牽制，是一個多維優(yōu)化的問題。輸入、輸出變化量成線性關系；用小信號分析52.1共源級單級放大器2.1.1以電阻為負載

2.1.2以二極管連接為負載

2.1.3以電流源為負載

2.1.4以工作在線性區(qū)的MOS為負載

2.1.5帶源極負反饋共源極的輸出小信號變量和輸入小信號變量變化方向相反。62.1.1以電阻為負載的共源級（一）忽略溝道長度調制效應

1、輸入輸出特性（大信號分析）1）當Vin從0開始增大，M1截止，Vout＝VDD2）當Vin接近VTH時，M1飽和導通：Vout隨著Vin的增加而減小。3）進一步增加Vin，Vout繼續(xù)下降，MOS仍工作在飽和區(qū)，直到臨界點求出Vin1?臨界點截止區(qū)飽和區(qū)三極管區(qū)輸入輸出特性74）當Vin>Vin1時，M1進入線性區(qū)：5）Vin足夠高，使M1進入深線性區(qū)，Vout<<2(Vin-VTH)，等效為一個電阻Ron，等效電路為:其中1/gm82、小信號分析1）跨導gm分析MOS管工作在飽和區(qū)：9MOS管工作在線性區(qū)：

飽和區(qū)和線性區(qū)的跨導比較在線性區(qū)，VDS<VGS-VTH，相對于飽和區(qū)跨導而言，線性區(qū)跨導會下降。設計時通常確保VDS>VGS－VTH，使MOS管工作在飽和區(qū)，從而獲得較大增益。102）小信號增益AvMOS管在飽和狀態(tài)下，電路的輸入輸出特性：小信號增益：輸入輸出變化之比（斜率）M1將輸入電壓的變化△Vin轉換為△ID，即gm△Vin，進一步轉換為輸出電壓的變化－gmRD△Vin。＝－△IDRD/△Vin＝－gmRD113）小信號模型由小信號模型分析可知：AV＝－gmRD一般使用小信號模型來分析小信號增益Av簡單而有效123、漏電流ID、跨導gm隨Vin變化的曲線當Vin<Vth時，截止；當Vin>Vth時，進入飽和區(qū)，跨導最大當Vin>Vin1之后，進入線性區(qū)，gm將會下降，如果Ron<<RD，電流ID將最終接近VDD/RD

截止區(qū)飽和區(qū)線性區(qū)截止區(qū)飽和區(qū)線性區(qū)134、如何提高共源極放大器增益？如果其它參數(shù)為常數(shù)，通過增大W/L或增大VRD，或者減小ID都可以提高AV的幅值。較大的器件尺寸會導致較大的器件電容；較高的VRD會限制電壓擺幅；如果VRD保持常數(shù)，同時減小ID

，則ＲD增大，這樣會導致輸出結點的時間常數(shù)更大，導致速度降低。增益、帶寬、電壓擺幅的折衷gm是ID弱函數(shù)，RD是ID強函數(shù)14（二）考慮溝道長度調制效應1、輸入輸出特性（大信號分析）因為所以＝－gm（r0||RD)152、小信號分析小信號等效電路為：由小信號等效電路可以簡便地得出小信號增益：AV＝－gm（r0||RD)為小信號變量16（三）晶體管本征增益若負載為電流源，其等效阻抗RD為無窮大。由得晶體管的本征增益，代表單個器件能夠得到的最大電壓增益。＝－gmr0/[r0/RD+1]RD越大，增益越大；172.1.2以二極管連接為負載的共源級MOS管的柵極和漏極短接。特點：－ＭＯＳ管可起到一個小信號電阻的作用，叫做“二極管連接”器件。－MOS管總是工作在飽和區(qū)。1、二極管連接MOS管定義（一）采用NMOS二極管負載？182、不考慮體效應的二極管阻抗3、考慮體效應的二極管阻抗考慮體效應之后，等效阻抗變得更小194、以NMOS二極管連接為負載的共源級若忽略η隨Vout的變化，增益和偏置電壓（電流）沒有關系，輸入輸出變化呈線性關系。MOS工作在飽和區(qū)R205、輸入－輸出特性曲線電路的輸入輸出特性當，M1截止，Vout等于當，M1、M2飽和導通，輸入輸出呈線性關系當，M1進入線性區(qū)，輸入輸出呈非線性關系飽和區(qū)，輸入輸出呈線性21（二）采用PMOS二極管負載以PMOS二極管連接為負載的共源極沒有體效應以NMOS二極管連接為負載的共源極兩種負載的小信號增益：？有體效應22（三）以二極管連接為負載的共源極特點1、其增益是器件尺寸的弱函數(shù)。要達到10倍的增益，則，則高增益要求強的輸入器件和弱的輸出器件若232、AV為M2、M1過驅動電壓之比M2的過驅動電壓是M1的過驅動電壓的10倍。要使增益達到10，則嚴重限制了輸出電壓擺幅采用二極管連接為負載為共源極，其輸出擺幅受過驅動電壓和閾值電壓的約束，最大為VDD-|VTH|。24（四）改進的PMOS二極管負載增加一個電流源減小M2電流，又對于同樣的增益，例如10，M2上的過驅動電壓只需為M1的2.5倍；另一方面，對于給定的M2過驅動電壓，(W/L)2減小1/4，可以達到不加電流源時增益的4倍！252.1.3以電流源為負載的共源級對于電阻或者二極管連接的負載而言，通過增大阻值來提高增益會限制輸出電壓的擺幅。解決辦法：用電流源代替負載，提高輸出電阻及增益M1和M2都工作在飽和區(qū)，其小信號增益為輸出阻抗和最小|VDS|聯(lián)系較弱。Vout＝VDD－|VDS|，通過增加M2的溝道寬度，就可以使|VDSmin|=|VGS-VTH|（M2過驅），減小到幾百毫伏；AV＝－gmRD26要提高增益，可以提高r0，過驅動電壓及電流不變，同時增大M2的長寬可以獲得較小的λ。代價是在輸出結點上引入較大的電容。長溝道器件可以產生高的電壓增益?！鱈/L＝λVDS27對于給定漏電流，對于M1而言若只增加L，則過驅動電壓增加，則會限制輸出擺幅。gm1會減小。

實際應用中，對于M1，可以在增大L1的同時，W1可以保持不變，因為本征增益：λ比gm更依賴于L，因此增益仍隨L的增加而增加。如果只增加L而不等比例增加W，情況會如何？28對于M2而言，L2增加的同時，可以保持W2不變，可以提高增益，代價是增加|VDS2|來保證M2工作在飽和區(qū)，輸出擺幅減小。過驅動電壓增加292.1.4以工作在線性區(qū)的MOS為負載的共源極等效為一個線性電阻工作在深線性區(qū)，柵壓必須偏置在足夠低的電平。VSG足夠大30缺點：Ron2對的依賴。優(yōu)點：消耗的電壓余度小于二極管連接的負載，電壓輸出擺幅大。312.1.5帶源極負反饋的共源級反饋電阻特點：隨著Vin增加，ID增加，那么RS上的壓降也增加。輸入電壓的增加并不作為過驅動電壓的增量，gm變化平緩，輸入輸出特性趨于線性化。32等效跨導1、等效跨導Gm和gm有何區(qū)別？VGS是Vin的函數(shù)Gm1/(1/gm+RS)Vout＝VDD—IDRD也可以通過小信號模型求得，如下：33在有體效應和溝道長度調制效應的情況下，確定Gm對增益計算很有用處。34小信號電壓增益：隨著RS的增大，Gm變?yōu)間m的弱函數(shù)，ID也成為gm的弱函數(shù)，輸入輸出呈線性關系。2、不考慮體效應和溝道長度調制效應時的AV若RS>>1/gm，則Gm≈1/RS，即△IDRS≈△Vin，也就是說Vin的大部分變化落在RS上。漏電流是輸入電壓線性函數(shù)，但以犧牲增益為代價。35源極通路上的等效電阻一種簡便方法如何通過觀察來獲得Av？36RS≠0的共源級大信號特性在小電流時，1/gm>>RS，Gm≈gm；隨著Vin增加，gm變大，Vin較大時，Gm≈1/RS，ID

＝GmVin≈Vin/RS，近似為線性。Gm＝1/（1/gm＋Rs）373、考慮體效應和溝道長度調制效應小信號模型：（1）等效跨導Gm38（2）等效輸出電阻流過r0的電流Ir0為＝r0Ir0＋RSIX＝Vx得Rout＝Vx/Ix由于負反饋電阻RS的存在，輸出電阻增大了（gm＋gmb）RS倍！帶源極負反饋的共源極輸出電阻高39Av＝Vout/Vin＝－GmRout0第一步：計算等效跨導Gm第二步：計算等效輸出電阻（3）小信號增益AvRout40通過計算等效跨導Gm、等效輸出電阻Rout，可以簡便地得出Av。4、輔助定理在線性電路中：

Av＝－GmRout其中，Gm

表示輸出接地時電路的等效跨導；Rout表示當輸入電壓為零時電路的輸出電阻。用諾頓等效電路等效放大器的輸出端口Gm的計算Rout的計算415、用二極管連接的PMOS作為源極反饋電阻時的小信號增益不考慮體效應和溝道長度調制效應Gm＝1/(1/gm＋RS）＝1/（1/gm1＋1/gm2)一般用MOS管來實現(xiàn)426、用理想電流源作為負載時的電壓增益Av＝－gmr0Av等于MOS管的本征增益,而與RS無關。這是因為電阻RS上的小信號壓降等于0（電流恒定），對于小信號而言，RS相對為0。r043共源極為了獲得更高的電壓增益，輸出阻抗及負載阻抗需大。以二極管連接為負載的共源極，輸入輸出呈線性關系。采用電流源為負載的共源極，通過增加L，可以使增益增加；需同時增加MOS的W，保持過驅動電壓不變。以工作在線性區(qū)MOS為負載的共源極，其電壓增益與工藝等因素有關，但負載消耗的電壓余度小，輸出電壓擺幅大。帶源極負反饋的共源極，如果RS較大，其增益可以是gm的弱函數(shù)，輸入輸出呈線性關系；輸出電阻大。Av＝－GmRout共源極小結442.2源跟隨器45共源極放大器要獲得高增益，需高負載阻抗，若驅動低阻抗負載時，為了減少信號電平損失，在放大器后置一個“緩沖器”

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源跟隨器（共漏極放大器）柵極接受信號，源極驅動負載，輸出信號跟隨輸入信號。461、大信號特性分析：

Vin<VthM1截止，Vout=0Vin>VthM1飽和導通，

Vin↑，Vout↑且跟隨輸入信號變化，兩者之差為VGS。輸入輸出特性472、小信號增益AV小信號等效電路Av與Vin的關系：gm隨Vin的增大而增大，當gm足夠大時，Av≈即使RS為無窮大，Av＜1輸入輸出極性相同483、等效輸出電阻V1=-VX體效應減小了等效輸出電阻494、利用戴維南等效電路求Av1從源跟隨器的源端看，電流源gmbVbs等效為一個1/gmb的電阻，并聯(lián)在輸出節(jié)點上。利用戴維南等效表示的源跟隨器：戴維南等效定理：對于線性含源二端網絡，從兩端看進去，可以用一個獨立電壓源（端口的開路電壓）和一個串聯(lián)電阻來等效。也可以用AV＝-GmRout得到50對如下電路：其戴維南等效電路為：51對于如下電路，用戴維南等效可以方便地求出Av525、源跟隨器特性1.源跟隨器表現(xiàn)出高輸入阻抗和中等輸出阻抗。2.由于體效應而引起輸入-輸出的非線性，源跟隨器通常有百分之幾的非線性。3.源跟隨器使信號直流電平產生VGS的移動，因此會消耗電壓余度。若不接源跟隨器，Vx的最小允許值為VGS1－VTH1（M1處于飽和區(qū)）。加上源跟隨器后，要使M3工作在飽和區(qū)，則Vx必須大于VGS2+（VGS3-VTH3）源跟隨器最一般的應用是電平移動。532.3共柵級放大器從源端輸入信號，漏端輸出信號54假設Vin從一個較大值開始減小。

Vin≥Vb-Vth

，M1關斷，Vout=VDDVin<Vb-Vth

，M1

飽和飽和導通隨著Vin降低，過驅動電壓增加，ID增加，Vout降低，Vin較小時M1

進入線性區(qū)1、大信號分析552、小信號增益（不考慮溝道長度調制效應）增益也是正值（輸入輸出極性相同）；體效應使等效跨導變大。根據(jù)小信號模型，可以推出：562、輸入阻抗（不考慮溝道長度調制效應）從源端（輸入端）看進去的輸入阻抗為共柵級輸入阻抗較低。573、考慮信號源阻抗，以及溝道長度調制效應時的增益根據(jù)小信號模型計算可得：Av＝對于帶源極負反饋的共源極：增益差不多，共柵級增益略高。584、輸入阻抗（考慮溝道長度調制效應）根據(jù)小信號模型計算可得：若RD較大，則共柵級的輸入阻抗大，只有RD較小，輸入阻抗才相對小。595、輸出阻抗（考慮溝道長度調制效應）通過對小信號模型的計算可得共柵極放大器具有較高的輸出阻抗602.4共源共柵級放大器61共源共柵結構：共源極和共柵級的級聯(lián)（cascode結構），M1為輸入器件，產生和Vin成正比的漏電流；M2為共源共柵器件，使電流流過RD。1、共源共柵結構的偏置條件保證M1、M2工作在飽和區(qū)的最小Vout等于M1和M2的過驅動電壓之和(M2層疊在M1之上）。622、輸入輸出特性（大信號分析）1）Vin≤Vth1

，M1,M2截止。Vout=VDDVx≈Vb-Vth22）Vin>Vth1，M1、M2飽和導通，Vout下降。3）隨著Vin增加，ID2增加，VGS2增加，Vx下降。4）當Vin足夠大，則：若Vx下降到Vin－VTH1時，M1進入線性區(qū)；若Vout下降到Vb－VTH2時，M2進入線性區(qū)。633、小信號分析（1）增益因為輸入器件的漏電流和共源共柵器件的漏電流相等，因此，Av＝－gm1RD（和共源級增益表達式一樣）。64（2）輸出阻抗對小信號等效電路進行計算可得可看成帶源極負反饋的共源級共源共柵結構的輸出阻抗很高，M2將M1的輸出阻抗提高了(gm2+gmb2)ro2倍。65對于右圖所示的電路：Av＝－GmRDM1、M2都工作在飽和區(qū)，則提高輸出阻抗可以提高增益！增益約為晶體管本征增益的平方。電流源阻抗近似無窮大664、共源共柵放大器的應用（1）作為恒定電流源高的輸出阻抗提供一個接近理想的電流源。但犧牲了電壓余度。采用PMOS共源共柵的NMOS共源共柵放大器Vout,s=VDD-(Vod1+Vod2+Vod3+Vod4)67（2）共源共柵結構的