《射頻通信全鏈路系統(tǒng)設計》 課件 第2章 射頻通信系統(tǒng)設計基礎

射頻通信全鏈路系統(tǒng)設計第2章射頻通信系統(tǒng)設計基礎第2章射頻通信系統(tǒng)設計基礎學習目標了解通信鏈路基本框架。從微觀角度，掌握當前移動通信信號元素的構成；從宏觀角度，理解整個信號發(fā)射、傳輸和接收的實現(xiàn)過程。掌握射頻設計的相關入門知識，包括噪聲、峰均比、非線性、阻抗匹配和采樣轉換等基本概念。理解各射頻單元電路的工作原理、關鍵指標，通過實例掌握相關應用設計方法。主要包括功率放大器、低噪聲放大器、混頻器、射頻開關、衰減器、射頻濾波器、功率檢波器、時鐘鎖相環(huán)、直接數(shù)字頻率合成器、功率分配器、耦合器、移相器、天線等單元電路。了解相關射頻處理算法的基本概念和設計方法，從射頻通信系統(tǒng)角度，梳理電路和算法的相輔相成關系。第2章射頻通信系統(tǒng)設計基礎知識框架2.1基本通信鏈路2.1.1無線信道2.1.2信號構成2.1.3信號調制與解調2.2射頻設計基礎2.2.1噪聲2.2.2峰均比2.2.3非線性2.2.4阻抗匹配2.2.5采樣轉換2.3射頻單元電路2.3.1功率放大器2.3.2低噪聲放大器2.3.3混頻器2.3.4射頻開關2.3.5衰減器2.3.6射頻濾波器2.3.7功率檢波器2.3.8時鐘鎖相環(huán)2.3.9直接數(shù)字頻率合成器2.3.10功率分頻器2.3.11耦合器2.3.12移相器2.3.13天線2.4射頻基本算法2.4.1載波聚合2.4.2數(shù)字變頻2.4.3削波2.4.4數(shù)字預失真2.4.5自動增益控制2.1基本通信鏈路典型通信系統(tǒng)基本鏈路模型如下圖所示。系統(tǒng)將需要傳輸?shù)男畔⒔?jīng)過編碼、交織、脈沖成形后，從時域和頻域兩個層面轉換為中頻信號。為了減小天線尺寸，方便無線頻譜資源管理，需要將信號調制到較高頻段進行發(fā)射傳輸，然后經(jīng)過無線信道，到達接收機后，對接收到的信號進行解調，恢復為中頻信號，最后經(jīng)過采樣判決、去交織、譯碼等操作，獲取傳輸?shù)脑夹畔?。下面主要從射頻通信角度出發(fā)，對無線信道、信號構成和信號調制與解調進行相關介紹。2.1基本通信鏈路2.1.1無線信道移動通信的便利性是建立在無線信道的有效傳輸基礎上，理解無線信道是掌握無線通信先進技術的前提條件。噪聲與干擾信道中除了傳輸有用信號外，還存在各種噪聲和干擾，這些噪聲和干擾可能會使信號失真并導致誤碼。無線通信中的噪聲主要包括接收機中產(chǎn)生的噪聲和進入天線的自然噪聲。在進行收發(fā)機設計時，需要根據(jù)指標需求，合理優(yōu)化鏈路結構，降低由于鏈路設計引入的噪聲，后面2.2.1節(jié)和4.2節(jié)會進行詳細介紹。整個空間環(huán)境中，存在多個且多類型的通信設備，各設備間在時域和頻域上會存在一定的相互干擾。在進行收發(fā)機設計時，需要根據(jù)指標需求，保證發(fā)射信號滿足發(fā)射頻譜模板的要求，并抑制電磁環(huán)境中的其他干擾噪聲，提高接收電路的抗干擾、抗阻塞特性，后面4.3節(jié)、4.4節(jié)、4.5節(jié)、5.4節(jié)和5.5節(jié)會詳細介紹。2.1基本通信鏈路2.1.1無線信道信道容量信道容量是指在信道上進行無差錯傳輸所能達到的最大傳輸速率，根據(jù)香農(nóng)公式可以看出，信道容量與信道帶寬、信號信噪比密切相關，通過增大信道帶寬、提高信號信噪比即可提升信道容量。但在實際應用中，由于頻譜資源、電子元件、電磁頻譜管理法規(guī)等限制，使得信道帶寬不可能任意擴大。結合2.1.1.1節(jié)的分析，無線信道中存在各種噪聲和干擾，會限制傳輸信號的信噪比。因此，在信道帶寬一定的條件下，需要優(yōu)化收發(fā)鏈路，盡可能提高傳輸信號的信噪比，保證信道容量。2.1基本通信鏈路2.1.1無線信道信道衰落電磁波作為無線通信的媒介，在傳播過程中，會發(fā)生衰減，并在遇到障礙物時，引起能量的吸收和電波的反射、散射和繞射等現(xiàn)象。電磁波傳播的物理機制決定了無線信道的衰減特點，衰減一般分為慢衰落和快衰落。慢衰落

一般包括兩種形式：由于距離引起的路徑損耗由于地形遮擋引起的陰影衰落不同工作頻率下的自由空間路徑損耗關系電磁波工作頻率越高，收發(fā)天線之間間距越大，兩者造成的自由空間路徑損耗越大2.1基本通信鏈路2.1.1無線信道多徑效應與快衰落由于信號傳播路徑中可能存起建筑物、山體、樹木等物體，電磁波從發(fā)射天線發(fā)射出來，會經(jīng)過多個路徑(包括LOS和NLOS)達到接收機，這一現(xiàn)象稱為多徑效應。不同路徑的傳播距離不同，從而信號到達接收機的時間就有先后。因此，如果在基站發(fā)射一個尖脈沖，終端就會接收到一連串的展寬脈沖。二徑信道模型舉例2.1基本通信鏈路2.1.2信號構成無線信號包括時域和頻域兩個維度的資源，分別對應OFDM符號和OFDM符號內的子載波。下圖為5GNR物理時頻資源結構示意，最小的時頻資源為OFDM符號內的1個子載波，即1個資源單元(RE)。2.1基本通信鏈路2.1.2信號構成對于時域資源，無線信號通過無線幀(RadioFrame)、子幀(Subframe)和時隙(Slot)進行傳輸。每個無線幀長度為10ms，包含10個子幀，每個子幀長度為1ms。2.1基本通信鏈路2.1.2信號構成5GNR和4GLTE最大的區(qū)別之一就是引入了參數(shù)集(Numerology)μ，不同的參數(shù)集對應不同的時域資源，參數(shù)集μ的取值包括0、1、2、3、4，對應的子載波間隔分別為15kHz、30kHz、60kHz、120kHz、240kHz，子載波間隔越大，1個時隙對應的時間就越短，相應的每個無線幀或子幀包含的時隙數(shù)就越多。2.1基本通信鏈路2.1.2信號構成對于頻域資源，OFDM符號在頻域上的最小單元是具有Sinc函數(shù)的子載波，通過子載波間的正交性(即每個子載波的峰值對應其他子載波的過零點)來對抗干擾。子載波間隔為

2.1基本通信鏈路2.1.2信號構成在頻域內，將連續(xù)的12個子載波定義為1個資源塊(RB)。下圖給出了信道帶寬、配置帶寬、保護帶與資源塊RB之間的關系。5GNR中常說的“大帶寬”屬于通道帶寬，比如FR1頻段的100MHz帶寬，F(xiàn)R2頻段中的200M、400MHz帶寬。為減少信道之間的干擾，在通道帶寬邊緣設置有保護帶，除去通道上下邊緣保護帶后，才是通道可配置的最大傳輸帶寬。根據(jù)實際的應用調度場景，設備可配置更小的通道帶寬，比如20MHz、10MHz，甚至5MHz等。2.1基本通信鏈路2.1.2信號構成表格為3GPP協(xié)議中不同子載波間隔下部分通道帶寬對應的RB數(shù)和最小保護帶寬，有如下2點結論：相同帶寬下，子載波間隔越大，則RB數(shù)越小，需要的最小保護帶越大。相同子載波間隔下，通道帶寬越寬，則RB數(shù)越多，需要的最小保護帶越寬。最小保護帶寬的計算公式為2.1基本通信鏈路2.1.3信號調制與解調信號調制的基本思路就是發(fā)送端產(chǎn)生高頻載波信號，讓高頻載波的幅度、頻率或相位隨著調制信號變化，攜帶需要傳輸?shù)男盘査偷浇邮斩?，接收端收到后，將攜帶的傳輸信號從調制信號中恢復(解調)出來。下面主要從三角函數(shù)的角度，對普通調制與解調、復中頻調制與解調、零中頻調制與解調和實中頻調制與解調進行介紹。普通調制與解調濾除下邊帶調制過程：2.1基本通信鏈路2.1.3信號調制與解調普通調制與解調

2.1基本通信鏈路2.1.3信號調制與解調復中頻調制與解調

調制過程：復中頻調制包括中頻調制和射頻調制兩個步驟。中頻調制I路和Q路信號在數(shù)字域與兩路正交的數(shù)控振蕩器(NCO)分別進行混合調制，得到數(shù)字中頻信號的實部和虛部分別送入DAC。射頻調制DAC輸出的兩路正交信號與兩路正交的本振信號分別進行調制，然后將調制結果疊加。2.1基本通信鏈路2.1.3信號調制與解調復中頻調制與解調調制過程：

2.1基本通信鏈路2.1.3信號調制與解調復中頻調制與解調解調過程：與調制過程類似，復中頻解調也包括射頻解調和中頻解調兩個步驟。2.1基本通信鏈路2.1.3信號調制與解調復中頻調制與解調射頻解調將接收到的信號分別與兩路正交的本振信號進行解調，解調后的信號經(jīng)過低通濾波，濾除高頻部分，得到中頻信號。中頻解調忽略射頻解調的帶來的幅度衰減，將射頻解調得到的中頻信號輸入ADC，得到的數(shù)字中頻信號與兩路正交的NCO進行混合解調，恢復出I路和Q路信號。2.1基本通信鏈路2.1.3信號調制與解調零中頻調制與解調

2.1基本通信鏈路2.1.3信號調制與解調實中頻調制與解調

2.1基本通信鏈路2.1.3信號調制與解調實中頻調制與解調

2.1基本通信鏈路2.1.3信號調制與解調實中頻調制與解調解調過程：與復中頻解調過程類似，包括射頻解調和中頻解調兩個步驟。2.1基本通信鏈路2.1.3信號調制與解調實中頻調制與解調

中頻解調同樣忽略射頻解調的帶來的幅度衰減，將射頻解調得到的中頻信號與兩路正交的NCO分別進行解調，恢復出I路和Q路信號。2.1基本通信鏈路2.1.3信號調制與解調對比總結普通調制(包括解調)屬于實中頻調制中的射頻部分，零中頻調制又是復中頻調制中的特例。因此，信號調制主要分為復中頻和實中頻兩大類。結合前面分析，給出了相關優(yōu)缺點對比總結如下表所示?？偟膩碚f，隨著數(shù)字信號處理能力的提升，以及硬件電路小型化的應用需求，復中頻在設計通信鏈路中的比重越來越高。2.2射頻設計基礎2.2.1噪聲物理系統(tǒng)總是伴有噪聲。相對于有用信號，噪聲屬于干擾源，可位于系統(tǒng)的內部或外部。常見的噪聲形式有熱噪聲、閃爍噪聲、散彈噪聲、等離子體噪聲和量子噪聲。射頻通信知識體系環(huán)環(huán)相扣，能否深刻理解射頻通信相關基礎知識對于系統(tǒng)全鏈路設計至關重要。熱噪聲熱噪聲是通信系統(tǒng)中最重要的噪聲，以電阻R為例，其在電路中的噪聲功率可分別用串聯(lián)電壓源或并聯(lián)電流源來描述，相關表達式為室溫下(=290K)的電阻可用噪聲功率可表示為2.2射頻設計基礎2.2.1噪聲——噪聲系數(shù)無線通信接收機檢測和處理微弱信號的能力主要由其SNR決定，而SNR常常被來自不同源的疊加噪聲所削弱。二端口網(wǎng)絡的輸出SNR取決于輸入SNR和兩端口的內部噪聲，降低接收鏈路噪聲是提高接收機性能的重要措施。噪聲因子：噪聲因子F定義為總的輸出噪聲功率除以由輸入噪聲功率產(chǎn)生的輸出噪聲功率?？梢钥闯?，噪聲因子F等于系統(tǒng)輸入SNR與輸出SNR的比值。注意：上述成立的條件是系統(tǒng)的信號功率和噪聲功率增益相等，即系統(tǒng)是線性的。2.2射頻設計基礎2.2.1噪聲——噪聲系數(shù)噪聲系數(shù)與噪聲因子關系：把噪聲因子F用單位dB表示，即可得到噪聲系數(shù)NF的表達式。無源器件噪聲系數(shù)：對于無源器件，噪聲系數(shù)NF等于插入損耗IL的絕對值，比如3dB無源衰減器，其噪聲系數(shù)就是3dB。而此共識需在滿足290K溫度前提條件下才成立。2.2射頻設計基礎2.2.1噪聲——噪聲系數(shù)噪聲系數(shù)的級聯(lián)：兩級器件級聯(lián)總的噪聲系數(shù)分析示例?？偟脑肼曇蜃覨為以此類推，可擴展到適用于N級級聯(lián)的噪聲因子通用公式可以看出，級聯(lián)系統(tǒng)中第一級分量對總的噪聲系數(shù)具有最顯著的影響。因此，在無線接收機設計中，為了實現(xiàn)鏈路較低的噪聲系數(shù)，需要保證前端無源插入損耗盡可能小，并采用高增益低噪聲放大器。2.2射頻設計基礎2.2.1噪聲——噪聲系數(shù)噪聲系數(shù)的影響：射頻通信接收機的輸入本底噪聲可由接收電路總的輸入?yún)⒖荚肼暫驮肼曄禂?shù)表示本底噪聲制約著接收機可以檢測到的最弱信號。從應用角度講，接收機噪聲系數(shù)越小，實現(xiàn)的通信距離越遠，接收信噪比SNR越好，誤碼越小，信道容量越高。2.2射頻設計基礎2.2.1噪聲——噪聲系數(shù)噪聲系數(shù)的測試：主要有噪聲系數(shù)測量儀和增益間接測試法兩種。使用噪聲系數(shù)測試儀是測量噪聲系數(shù)最直接的方法，適合測量極低的噪聲系數(shù)，但對于噪聲系數(shù)較高，且頻率較高的場景，噪聲系數(shù)測試儀的測量精度和選擇范圍將大打折扣。而增益間接測量法則是一個很好的低成本解決方案。

噪聲系數(shù)測量方法應用比較2.2射頻設計基礎2.2.2峰均比基本概念：調制后的射頻載波信號帶有數(shù)字信息，其瞬時電平呈現(xiàn)一定的隨機性。在不同的調制方案和信號統(tǒng)計下，某個時刻射頻載波信號的電平可能會非常大，也可能會很小，其典型時域波形如下圖所示?？煽闯?，雖然在某些特定時刻的信號電平很大，但信號整體的平均電平遠小于瞬時幅度的峰值電平。2.2射頻設計基礎2.2.2峰均比基本概念：峰值功率與平均功率之比就稱為峰均比(PAPR)，通常以dB表示為上述信號在一個周期內的信號峰值功率與其他周期內的峰值功率可能不一樣，同理，每個周期的均值功率也可能不一樣，所以，峰均比需要考察在一個較長時間的峰值功率和均值功率。峰值功率也并不是某一最大值，而是一定概率下較大值的集合，通常取0.01%。在概率為0.01%處的峰均比，一般稱為峰值因子(CF)。

對于射頻通信系統(tǒng)，信號峰均比越大，對功率放大器的功率等級要求越高。2.2射頻設計基礎2.2.2峰均比

16QAM星座圖假設每個星座點出現(xiàn)的可能性一樣，可以得到功率值為1的星座點出現(xiàn)的概率為4/16。同理，可得功率值為5的星座點出現(xiàn)的概率為8/16，功率值為9的星座點出現(xiàn)的概率為4/16。因此，在一段較長時間內發(fā)送的信號平均功率為

2.2射頻設計基礎2.2.2峰均比測試方法：依據(jù)前面分析，峰均比屬于一個統(tǒng)計概念，因此，引入了互補累積分布函數(shù)(CCDF)來表示信號峰均比的統(tǒng)計特性，其定義為信號峰均比值超過某一門限值的概率。

下圖為64QAM調制信號的CCDF仿真曲線與功率分布數(shù)據(jù)?？梢钥闯?，64QAM基帶單載波的仿真峰均比為3.68dB，與表2-5中的理論數(shù)據(jù)相對應。經(jīng)過OFDM調制后的峰均比為9.42dB，即信號超過均值功率9.42dB的概率為0.01%，相比64QAM調制的理論單載波射頻信號，采用OFDM的多載波系統(tǒng)峰均比增大了近3dB。2.2射頻設計基礎2.2.2峰均比測試方法：下圖給出了信號峰均比測量的實驗框圖。為了保護后端測試儀器不被前端待測發(fā)射機的大功率信號損壞，一般需要在后端測試儀器和前端待測發(fā)射機之間接了一個衰減器。具體衰減器的值主要由前端待測發(fā)射機的輸出功率決定，如果衰減器值過小，后端測試儀器可能會受損；如果衰減器值過大，后端測試儀器的動態(tài)范圍可能不夠，影響測試準確度。2.2射頻設計基礎2.2.3非線性非線性模型系統(tǒng)模型參數(shù)，與器件工作點相關不滿足疊加原理的系統(tǒng)幾乎所有物理系統(tǒng)都是非線性的典型器件：功率放大器非線性解析輸入信號輸出信號可表示為直流基波二次諧波三次諧波(包含失真量)器件的非線性會導致輸出產(chǎn)生各類失真2.2射頻設計基礎2.2.3非線性非線性表征諧波失真增益壓縮

基波諧波

1dB壓縮點2.2射頻設計基礎2.2.3非線性非線性表征互調失真

三階互調鄰道泄露寬帶信號，鄰道功率比ACPR和鄰道抑制比ACLR2.2射頻設計基礎2.2.3非線性非線性測試測諧波→

評估后級濾波器指標信號源

+頻譜儀確保信號源輸出“無”諧波→加濾波確保頻譜儀輸入“無”失真→加衰減頻譜儀動態(tài)范圍制約著低失真分量的測量加入陷波器或高通濾波器僅保留諧波分量注意回損變化對DUT的影響2.2射頻設計基礎2.2.3非線性非線性測試測P1dB→

評估輸入功率回退量(a)信號源+頻譜儀(功率計)(b)矢量網(wǎng)絡分析儀2.2射頻設計基礎2.2.3非線性非線性測試測互調

→

評估互調干擾、交調失真等

2.2射頻設計基礎2.2.3非線性非線性測試通過三階互調評估鄰道泄露n個等間距多音信號的三階非線性輸出信號頻譜考慮信號峰均比PAPR鄰道抑制比ACLR測試測試注意點：占用帶寬、保護帶、通道間隔的設置適當縮小頻譜儀分辨帶寬RBW，改善動態(tài)啟動噪聲校正，減去本底噪聲2.2射頻設計基礎2.2.4阻抗匹配射頻電路中各模塊間或負載與傳輸線間都需要阻抗匹配，阻抗匹配的必要性在于：為了使射頻能量注入負載，可以向負載傳輸最大功率；在天線、低噪聲放大器或混頻器等接收機前端改善噪聲系數(shù)性能；實現(xiàn)發(fā)射機最大功率傳輸，提高發(fā)射機效率，降低設備功耗；濾波器或選頻回路前后匹配使其發(fā)揮最佳性能。2.2射頻設計基礎2.2.4阻抗匹配——匹配原理

2.2射頻設計基礎2.2.4阻抗匹配——匹配原理

2.2射頻設計基礎2.2.4阻抗匹配——匹配原理

2.2射頻設計基礎2.2.4阻抗匹配——匹配原理

在實際工程應用中，往往無法實現(xiàn)源端內阻和負載阻抗與傳輸線特征阻抗的完全匹配，如果采用無反射匹配方式，則需要在傳輸線兩端添加匹配網(wǎng)絡，如下圖所示，實現(xiàn)源端內阻和傳輸線、以及負載阻抗與傳輸線的無反射匹配，即在整個電路上的任何節(jié)點都不存在反射。2.2射頻設計基礎2.2.4阻抗匹配——匹配原理

最大功率傳輸定理2.2射頻設計基礎2.2.4阻抗匹配——匹配原理

共軛匹配仿真驗證：2.2射頻設計基礎2.2.4阻抗匹配——匹配原理

綜合對比無反射匹配和共軛匹配兩種形式，共軛匹配具有實現(xiàn)成本低、具備最大功率傳輸?shù)葍?yōu)點，因此被廣泛應用在射頻微波系統(tǒng)的阻抗匹配電路中。2.2射頻設計基礎2.2.4阻抗匹配——網(wǎng)絡類型從網(wǎng)絡結構上講，匹配網(wǎng)絡主要包括L型、π型和T型3類網(wǎng)絡。

2.2射頻設計基礎2.2.4阻抗匹配——網(wǎng)絡類型

2.2射頻設計基礎2.2.4阻抗匹配——基于Smith圓圖的匹配網(wǎng)絡設計

2.2射頻設計基礎2.2.4阻抗匹配——基于Smith圓圖的匹配網(wǎng)絡設計從阻抗與導納互逆的關系上來說，阻抗圓圖上半圓的電抗為正，表示電阻與電感串聯(lián)，其中心對稱點在下半圓，下半圓為負的感納，表示電導與感納并聯(lián)。阻抗圓圖下半圓的電抗為負，表示電阻與電容串聯(lián)，其中心對稱點在上半圓，上半圓為正的容納，表示電導與容納并聯(lián)。因此，在使用Smith圓圖匹配過程中，有如下結論：串聯(lián)元件，在Smith圓圖上的相應阻抗點沿等電阻圓移動。串聯(lián)電感，沿等電阻圓順時針移動；串聯(lián)電容，沿等電阻圓逆時針移動。并聯(lián)元件，在Smith圓圖上的相應阻抗點沿等電導圓移動。并聯(lián)電感，沿等電導圓逆時針移動；并聯(lián)電容，沿等電導圓順時針移動。2.2射頻設計基礎2.2.4阻抗匹配——應用設計以Qorvo公司的超寬帶低噪聲放大器QPL9503為例，使用ADS軟件對其n77頻段(3.3~4.2GHz)進行輸入阻抗匹配。2.2射頻設計基礎2.2.4阻抗匹配——應用設計以Qorvo公司的超寬帶低噪聲放大器QPL9503為例，使用ADS軟件對其n77頻段(3.3~4.2GHz)進行輸入阻抗匹配。在n77頻段內，兩種匹配方式的回波損耗均優(yōu)化到了10dB以上，且“串聯(lián)電感+并聯(lián)電容”的匹配方式回波損耗性能更優(yōu)，但由于(b)中電感值的相對過小，實際應用中會產(chǎn)生加大誤差。因此，從工程角度上講，優(yōu)選“串聯(lián)電容+并聯(lián)電感”的匹配方式。2.2射頻設計基礎2.2.5采樣轉換采樣的主要作用是完成數(shù)字信號與模擬信號之間的轉換，在射頻通信鏈路中起到舉足輕重的作用，涉及到的器件包括ADC和DAC。下面將討論采樣定理、量化效應、采樣抖動以及轉換器的相關指標參數(shù)。2.2.5.1 采樣定理與采樣過程在數(shù)字通信系統(tǒng)中，模擬信號變換為數(shù)字形式首先需要進行采樣處理，這個過程包括采樣和保持兩部分。在最大頻率以外沒有頻譜分量的帶限信號可完全由一系列均衡的空間離散時間采樣來重構，前提是需要滿足Nyquist準則，即

2.2射頻設計基礎2.2.5采樣轉換——采樣定理與采樣過程

信號采樣抗混疊濾波器的設計考慮

2.2射頻設計基礎2.2.5采樣轉換——采樣定理與采樣過程典型的采樣與保持電路如下圖所示。理想的采樣保持放大器(SHA)是一個簡單的開關，用于驅動保持電容及其后的高輸入阻抗緩沖器。緩沖器的輸入阻抗必須足夠高，以便電容可以在保持時間內放電少于1LSB。SHA在采樣模式中對信號進行采樣，而在保持模式期間則保持信號恒定。同時調整時序，以便ADC編碼器可以在保持時間內執(zhí)行轉換。2.2射頻設計基礎2.2.5采樣轉換——量化噪聲模型理想轉換器對信號進行數(shù)字化時，最大誤差為±?LSB，如下圖(a)的一個理想N位ADC的傳遞函數(shù)所示。對于任何橫跨整個LSB的交流信號，其量化誤差可通過1個峰峰值幅度為q(1個LSB權重)的非相關鋸齒波來近似計算，實際量化誤差發(fā)生在±?q范圍內任意點的概率相等。2.2射頻設計基礎2.2.5采樣轉換——量化噪聲模型對于量化誤差與時間的關系。同樣以一個簡單的鋸齒波形進行分析，鋸齒誤差的計算表達式為

理論SNR可通過一個滿量程輸入正弦波來計算輸入正弦波信號的均方根值為因此，理想Ｎ位轉換器的均方根信噪比為2.2射頻設計基礎2.2.5采樣轉換——量化噪聲模型

處理增益的量化噪聲頻譜如下圖所示，通過提高采樣率(即過采樣)和數(shù)字濾波，降低轉換器量化噪聲2.2射頻設計基礎2.2.5采樣轉換——采樣時鐘抖動效應轉換器是在采樣時鐘的作用下，基于相同的時間間隔采樣并產(chǎn)生模擬信號，或對連續(xù)的模擬信號產(chǎn)生一些列定期樣本，因此采樣時鐘的穩(wěn)定性相當重要。如果在采樣期間采樣位置存在輕微抖動(即時鐘抖動)，采樣變得不再均勻，會導致實際采樣時間產(chǎn)生不確定性。時鐘抖動屬于時鐘源定時邊緣的隨機變化，而轉換器一般使用時鐘邊緣來控制采樣點，采樣點的偏差將會產(chǎn)生采樣電壓的測量誤差。采樣時鐘抖動導致采樣電壓誤差2.2射頻設計基礎2.2.5采樣轉換——采樣時鐘抖動效應采樣時鐘抖動可通過SNR來衡量，如果輸入為一正弦信號，其表達式為對信號求其時間導數(shù)，得對上述導數(shù)求其均方根(RMS)值，得

同樣，如果使用數(shù)字濾波來濾除帶寬BW以外的噪聲成分，則公式須包括處理增益校正系數(shù)。2.2射頻設計基礎2.2.5采樣轉換——采樣時鐘抖動效應時鐘抖動屬于信號質量的時域參數(shù)，與之對應的頻域參數(shù)稱為相位噪聲，后面章節(jié)具體講述了兩者的概念和轉換方法。時鐘抖動一般規(guī)定在某個頻率范圍內，該頻率通常偏離基本時鐘頻率10kHz到10MHz，并將其整合到一起獲取抖動信息。但是，低端的10kHz和高端的10MHz有時并非正確的計算邊界，右圖描述了設置正確整合限制的重要性，圖中的相位噪聲圖以每十倍頻抖動內容覆蓋。如果將下限設定為100Hz偏移，上限設定為100MHz偏移，得到時鐘抖動將從205fs增大至726fs?？梢钥闯觯煌念l率偏移上下限將產(chǎn)生較大差異的時鐘抖動數(shù)據(jù)。在實際設計過程中，頻率偏移的上下限設定遵循一定規(guī)則。2.2射頻設計基礎2.2.5采樣轉換——轉換器性能參數(shù)轉換器的主要性能參數(shù)包括分辨率、采樣率、孔徑抖動、信噪比、信納比、無雜散動態(tài)范圍、總諧波失真、采集時間、電源抑制比、時鐘壓擺率、串擾、微分非線性和積分非線性，掌握轉換器的性能參數(shù)對使用和設計轉換器至關重要。(1)分辨率N/ENOBADC分辨率用于表示模擬輸入信號的bit位數(shù)。提高分辨率可以更為準確地復現(xiàn)模擬信號。使用較高分辨率的ADC也能降低量化誤差。對于DAC，分辨率與此類似：DAC分辨率用于表示模擬輸出信號的bit位數(shù)，DAC的分辨率越高，增大編碼時在模擬輸出端產(chǎn)生的步進越小。滿幅、正弦輸入波形的ENOB：對于較低的信號幅度，在計算ENOB時有必要增加一個校正系數(shù)：2.2射頻設計基礎2.2.5采樣轉換——轉換器性能參數(shù)

2.2射頻設計基礎2.2.5采樣轉換——轉換器性能參數(shù)

2.2射頻設計基礎2.2.5采樣轉換——轉換器性能參數(shù)(4)信噪比SNRSNR是給定時間點有用信號幅度與噪聲幅度之比，該值越大越好。限制轉換器SNR的主要因素包括量化噪聲、時鐘抖動和熱噪聲，這3類因素導致的噪聲不相關，因此轉換器的總SNR可表示為

時鐘抖動由外部采樣時鐘抖動和內部孔徑抖動構成。熱噪聲在前面進行了簡單介紹，熱噪聲是所有電子元件固有的一種現(xiàn)象，是電導體內電荷物理運動的結果，即使不施加輸入信號，也能測得熱噪聲。熱噪聲通常服從高斯分布。熱噪聲屬于轉換器設計的函數(shù)，對于轉換器的應用設計人員基本無法影響器件的熱噪聲。2.2射頻設計基礎2.2.5采樣轉換——轉換器性能參數(shù)(4)信噪比SNR對于較高分辨率的轉換器，其量化噪聲對整體SNR貢獻較小，整體SNR主要受時鐘抖動和熱噪聲限制。較高分辨率轉換器SNR受時鐘抖動和熱噪聲限制轉換器SNR估算舉例2.2射頻設計基礎2.2.5采樣轉換——轉換器性能參數(shù)(5)信納比SINAD信納比(SINAD)是指信號滿幅均方根與所有其他頻譜成分(包括諧波但不含直流)的和方根的平均值之比。

相比SNR，SINAD可以更好的反應轉換器的整體動態(tài)性能，因為其包含了所有構成的噪聲和失真成分。(6)無雜散動態(tài)范圍SFDR無雜散動態(tài)范圍(SFDR)常用于衡量轉換器在雜散分量干擾基本信號或導致基本信號失真之前可用的動態(tài)范圍。SFDR的定義是基于有用信號均方根值與從直流到二分之一采樣率范圍內測得的輸出峰值雜散信號均方根值之比。2.2射頻設計基礎2.2.5采樣轉換——轉換器性能參數(shù)(7)總諧波失真THD總諧波失真(THD)為所有諧波(二階、三階、四階等)的和方根值與信號方根值的比值，以dB為單位表示。在THD測量中，一般只有前五個或六個諧波。

在許多實際場合中，甚至僅考慮二階和三階諧波而不考慮更高階諧波，所帶來的誤差基本可忽略了，因為更高階項的幅度往往大幅降低。

2.2射頻設計基礎2.2.5采樣轉換——轉換器性能參數(shù)(9)電源抑制比PSRR電源抑制比(PSRR)為電源電壓變化與滿幅誤差變化之比，以dB為單位表示，表現(xiàn)為電源紋波如何與ADC輸入耦合并顯示在其數(shù)字輸出上或DAC輸出耦合并顯示在其模擬輸出上。一般而言，電源上的無用信號與轉換器的輸入范圍相關。例如，如果電源上的噪聲是20mV均方根而轉換器輸入范圍是0.7V均方根，則輸入上的噪聲是-31dBFS。如果轉換器的PSRR為30dB，則相干噪聲會在輸出中顯現(xiàn)為一條-61dBFS譜線。在確定電源將需要多少濾波和去耦時，PSRR指標尤其有用。(10)時鐘壓擺率SR時鐘壓擺率(SR)是實現(xiàn)額定性能所需的最小壓擺率。多數(shù)轉換器在時鐘緩沖器上有足夠的增益，以確保采樣時刻界定明確。提高時鐘壓擺率可縮短轉換器轉換時間，從而縮短閾值期間存在噪聲的時間，有效降低引入系統(tǒng)的均方根抖動。(11)串擾Crosstalk串擾表示每個模擬通路與其它模擬通路的隔離程度，通常以dB為單位表示。對于具有多個通道的ADC，串擾指從一路模擬輸入信號耦合到另一路模擬輸入的信號總量；對于具有多路輸出通道的DAC，串擾是指一路DAC輸出更新時在另一路DAC輸出端產(chǎn)生的噪聲總量。2.2射頻設計基礎2.2.5采樣轉換——轉換器性能參數(shù)(12)微分非線性DNL對于ADC，觸發(fā)任意兩個連續(xù)輸出編碼的模擬輸入電平之差應為1LSB，實際電平差相對于1LSB的偏差被定義為DNL；

對于DAC，理想DAC響應的模擬輸出值應嚴格相差一個LSB，DNL誤差為連續(xù)兩個DAC編碼實測輸出響應與理想輸出響應之差。(13)積分非線性INL實際傳遞函數(shù)與傳遞函數(shù)直線的偏差。INL也稱為轉換器的線性度，其可以規(guī)范告訴設計人員在校正系統(tǒng)增益誤差和失調誤差后轉換器能夠提供的最佳精度。謝謝大家！射頻通信全鏈路系統(tǒng)設計第2章射頻通信系統(tǒng)設計基礎第2章射頻通信系統(tǒng)設計基礎學習目標了解通信鏈路基本框架。從微觀角度，掌握當前移動通信信號元素的構成；從宏觀角度，理解整個信號發(fā)射、傳輸和接收的實現(xiàn)過程。掌握射頻設計的相關入門知識，包括噪聲、峰均比、非線性、阻抗匹配和采樣轉換等基本概念。理解各射頻單元電路的工作原理、關鍵指標，通過實例掌握相關應用設計方法。主要包括功率放大器、低噪聲放大器、混頻器、射頻開關、衰減器、射頻濾波器、功率檢波器、時鐘鎖相環(huán)、直接數(shù)字頻率合成器、功率分配器、耦合器、移相器、天線等單元電路。了解相關射頻處理算法的基本概念和設計方法，從射頻通信系統(tǒng)角度，梳理電路和算法的相輔相成關系。第2章射頻通信系統(tǒng)設計基礎知識框架2.1基本通信鏈路2.1.1無線信道2.1.2信號構成2.1.3信號調制與解調2.2射頻設計基礎2.2.1噪聲2.2.2峰均比2.2.3非線性2.2.4阻抗匹配2.2.5采樣轉換2.3射頻單元電路2.3.1功率放大器2.3.2低噪聲放大器2.3.3混頻器2.3.4射頻開關2.3.5衰減器2.3.6射頻濾波器2.3.7功率檢波器2.3.8時鐘鎖相環(huán)2.3.9直接數(shù)字頻率合成器2.3.10功率分頻器2.3.11耦合器2.3.12移相器2.3.13天線2.4射頻基本算法2.4.1載波聚合2.4.2數(shù)字變頻2.4.3削波2.4.4數(shù)字預失真2.4.5自動增益控制2.3射頻單元電路一個射頻通信系統(tǒng)是由若干個完成特定功能的單元電路組成，通過各單元電路之間的配合工作，一起完成整個信號處理過程。要想成功設計出一個合理射頻通信鏈路，首先就需要理解各射頻單元電路的工作原理、關鍵指標，掌握相關應用設計方法。2.3.1功率放大器功率放大器(PA)，簡稱功放。用于發(fā)射機末級，將已調制的頻帶信號放大到所需的功率值，送到天線中發(fā)射，保證在設定區(qū)域內的接收機能收到所需的信號電平，并不干擾其他信道通信。關鍵指標(1)工作頻段

2.3射頻單元電路2.3.1功率放大器——關鍵指標(2)輸出功率

(3)功率效率

2.3射頻單元電路2.3.1功率放大器——關鍵指標(4)功率增益輸出功率與輸入功率的線性比值，表征功率放大器的放大特征，通常用對數(shù)dB表示。結合前端驅放輸出能力和產(chǎn)品最大輸出功率來評估功率放大器的增益，一般來講，功率放大器的輸出功率越高，其增益就相對越低。此外，對于寬帶功率放大器而言，將其工作帶寬內的最大增益和最小增益之差用來評估增益平坦度性能。(5)線性度射頻功率放大器按照工作狀態(tài)可分為線性放大器和非線性放大器兩種，非線性放大器具有較高效率，而線性放大器最高理論效率只有50%。因此，從效率角度來看應盡可能采用非線性放大器，但非線性放大器在放大輸入信號的同時也會產(chǎn)生一系列新的非線性頻譜分量，影響信號質量。在設計選型中，應分析產(chǎn)品被放大信號的峰均比以及諧波、鄰道功率比等需求，并結合DPD算法性能，對功率放大器的1dB壓縮點、三階截點、鄰道功率抑制比、誤差矢量幅度等非線性指標進行評估。2.3射頻單元電路2.3.1功率放大器——關鍵指標(6)輸出噪聲功率放大器在放大有用信號的同時，也伴隨著底噪的抬升。在設計應用中，主要有兩種場景對功率放大器輸出噪聲有著更為苛刻的需求：發(fā)射功率大動態(tài)場景FDD雙工場景必須盡可能抑制功率放大器的帶外噪聲，降低底噪的抬升。(7)端口阻抗阻抗匹配可以使向下一級進行能量傳輸時的損耗盡可能小，使輸出回波損耗、噪聲系數(shù)、失真和穩(wěn)定性達到最優(yōu)化。功率放大器的輸入/輸出阻抗為復阻抗，且大功率晶體管的輸出阻抗隨輸出功率的增大而降低。功率晶體管復數(shù)串聯(lián)輸入/輸出阻抗2.3射頻單元電路2.3.1功率放大器工作類型根據(jù)功率放大器功率管工作模式的差異，可分為電流源式(即跨導式)和開關式兩大類。其中，工作于電流源式下的放大器根據(jù)導通角的不同分為A類、B類、AB類和C類，導通角由放大器偏壓決定。工作于開關式下放大器作為開關，放大器導通和截止分別相當于開狀態(tài)和關狀態(tài)，根據(jù)輸出端波形整形電路的不同具體可分為D類、E類、F類等。功率放大器分類樹狀圖2.3射頻單元電路2.3.1功率放大器——工作類型工作于電流源式下的A類、AB類和B類屬于線性放大器，但效率不高。工作于開關式下的D類、E類和F類屬于非線性放大器，線性差但擁有較高的效率。對于B類和C類放大器，通常在輸出端增加能進行波形整形的諧波控制網(wǎng)絡，使得漏極電壓和電流不在一個周期內共存，降低功消，提高效率。功率放大器按導通角分類特點比較2.3射頻單元電路2.3.1功率放大器——工作類型電流源式放大器漏極電壓和電流波形2.3射頻單元電路2.3.1功率放大器——工作類型開關式放大器基本電路原理2.3射頻單元電路2.3.1功率放大器——工作類型射頻功率放大器的主要原材料為襯底，常見的襯底包括Si、GaAs、GaN以及Ga2O3。隨著射頻半導體材料由第一代到第三代的發(fā)展，以及后面一代，功率放大器根據(jù)不同應用場景有不同的分類。功率放大器按材料制成分類特點比較2.3射頻單元電路2.3.1功率放大器應用設計功率放大器的輸出功率和工作效率是其最重要的兩項指標。下面將分別對用于功率增強的平衡放大器和用于效率增強的Doherty放大器進行簡單應用設計。(1)平衡放大器在一些中小功率場景下，由于單個功率放大器輸出能力和器件選型的限制，通常考慮使用平衡式放大結構來增強輸出能力并改善端口回損，具有高穩(wěn)定性和高可靠性、容易實現(xiàn)級聯(lián)工作和雙倍于單路功率等優(yōu)點。2.3射頻單元電路2.3.1功率放大器——應用設計(1)平衡放大器平衡式放大器輸入和輸出端口的駐波系數(shù)主要取決于3dB電橋的性能和兩路放大電路的一致性，也就是說即使兩個放大電路的輸入和輸出端口的駐波很差，平衡放大器的整體駐波也會較好，所以設計時不用過多考慮輸入和輸出端口的阻抗失配問題，更多關注放大器的功率增益和輸出功率指標，以及3dB電橋的幅相一致性和兩路功率放大器的幅相一致性即可。

對于同樣輸出功率的設計需求，相比單功放放大，平衡放大器中的每個功放輸出功率可降低3dB，從而提高了平衡放大器的整體輸出能力。2.3射頻單元電路2.3.1功率放大器——應用設計(2)Doherty放大器Doherty功率放大器的輸出功率越大，其效率指標的優(yōu)勢越顯著。針對高峰均比的高效率放大，Doherty功率放大架構由于其結構簡單、效率高、易實現(xiàn)等優(yōu)點。由兩個功率放大器組成：一個主功放(Main管)和一個輔助功放(Peak管)。主功放工作在B類或者AB類，輔助功放通常工作在C類。主功放一直工作，當信號包絡峰值達到一定門限后，輔助功放才工作。主功放后面的四分之一波長線起阻抗變換作用。經(jīng)典雙管Doherty功率放大器基本架構2.3射頻單元電路2.3.1功率放大器——應用設計(2)Doherty放大器對無耗輸出傳輸線，利用功率守恒條件可得主功放50Ω傳輸線輸出口的視在阻抗為輔助功放50Ω傳輸線輸出口的視在阻抗為

2.3射頻單元電路2.3.1功率放大器——應用設計(2)Doherty放大器

2.3射頻單元電路2.3.1功率放大器——應用設計(2)功放保護功率放大器屬于大功率器件，在實際應用過程中，需要設計相關保護電路，保證發(fā)射系統(tǒng)正常工作：上下電時序保護過溫告警和過溫保護過流告警和過流保護過功率告警和過功率保護2.3射頻單元電路2.3.1功率放大器發(fā)展趨勢功率放大器需要朝著高效率、大帶寬和小尺寸的總體方向發(fā)展：高效率當前第三代半導體GaN功放在5GNRSub6G的主流3.5GHz頻段基本可實現(xiàn)75%的峰值效率和20dB增益，下一步需要以金剛石和Ga2O3等為代表的下一代超寬禁帶半導體材料進行物理建模，并結合數(shù)字算法，規(guī)劃實現(xiàn)3.5GHz頻段85%的峰值效率和25dB增益。大帶寬突破Bode-Fano準則，在700M~40GHz中的任意子頻段，功放瞬時工作帶寬提升5倍，將5%相對帶寬推進到25%相對帶寬，且性能不下降。小尺寸下一代超寬禁帶半導體材料具有更高的電子遷移率使得器件在給定的導通電阻和擊穿電壓下具有更小的尺寸，但小尺寸需要更高的熱導率和效率。另外，從應用上來說，SiP(SystemInaPackage)和AoP(AntennaonPackage)等封裝技術也進一步推進著功率放大器的小尺寸進程。2.3射頻單元電路2.3.2低噪聲放大器低噪聲放大器(LNA)屬于射頻信號放大器，實現(xiàn)對射頻微弱信號的線性放大?；谄鋺玫奶厥庑?，一般要求具有以下3大特點：由于LNA是位于接收機最前端的有源器件，要求其具有足夠低的噪聲系數(shù)和適當高的增益，以降低接收鏈路級聯(lián)噪聲系數(shù)，抑制后級器件對級聯(lián)噪聲系數(shù)的影響，但為了避免后級鏈路產(chǎn)生不必要的非線性失真，LNA的增益不宜過大。由于接收天線可能會收到功率較強的干擾信號，因此要求LNA具有足夠好的線性度。由于位于接收機前端的LNA一般直接和天線或濾波器相連，因此要求其輸入端有良好的阻抗匹配，以最小化噪聲系數(shù)，并保證濾波器性能。2.3射頻單元電路2.3.2低噪聲放大器關鍵指標低噪聲放大器的關鍵指標有：低的噪聲系數(shù)(NF)、合適的增益(Gain)、足夠的線性度(IIP3)、輸入輸出端口阻抗匹配(VSWR)、輸入輸出端口反向隔離度(ISO)，另外對于消費類移動通信，低功耗也是一項重要指標。(1)工作頻段在LNA所允許的工作頻段內，其具有較好且穩(wěn)定的性能指標，比如：增益平坦度、端口回損、穩(wěn)定性等。對于類似支持移動通信2G/3G/4G/5G多模的通用LNA，為了增大其應用范圍，適配單板器件歸一化準則，一般都有寬帶和通用化的特點；而對于類似僅支持北斗/GPS等GNSS接收機的專用LNA，為了提高其工作性能，一般具有窄帶和高性能的特點。(2)噪聲系數(shù)對于單級放大器而言，其噪聲系數(shù)可表示為噪聲系數(shù)越低，本底噪聲就越低，則靈敏度越高。因此，從性能角度考慮，應在滿足其他需求的前提下，選擇噪聲系數(shù)盡可能低的LNA。2.3射頻單元電路2.3.2低噪聲放大器——關鍵指標(3)增益根據(jù)設計需求選擇合適的增益，過大的增益會使后級放大器或混頻器等器件輸入功率太大，產(chǎn)生較大失真，甚至飽和；過小的增益無法盡可能的抑制后級噪聲對系統(tǒng)噪聲的影響。

因此，LNA的增益選擇結合系統(tǒng)噪聲系數(shù)、接收機動態(tài)范圍等綜合考慮。(4)線性度為滿足最大輸入電平的場景需求，避免LNA產(chǎn)生較大的非線性失真，應選擇合適線性度，通常使用IIP3來表征。

在應用設計中，一般將IIP3比最大輸入信號功率至少高30dB作為設計基線。但放大器線性度越高，其噪聲系數(shù)和功耗也越大，因此需要綜合考慮。2.3射頻單元電路2.3.2低噪聲放大器——關鍵指標(5)端口阻抗匹配放大器匹配設計有兩個方向：一種是以獲取最小噪聲系數(shù)為目的的噪聲匹配，另一種是以獲取最大功率傳輸和最小反射損耗為目的的共軛匹配。

一般來說，輸入匹配采用前一種方法，獲得最佳噪聲；輸出匹配采用后一種方法，獲得最大輸出，因此輸入和輸出匹配總是存在某種程度上的失配，需要將此失配盡可能降至最低。當前大多數(shù)寬帶LNA芯片內部已進行了匹配設計，但對于特定頻段的應用，為了獲取最優(yōu)匹配性能，一般也需要外接匹配網(wǎng)絡。(6)線性度反向隔離度對應S參數(shù)中的S12，增加LNA反向隔離度可以減少本振信號從混頻器向天線的泄露，尤其對于零中頻接收機，本振信號頻率與射頻收發(fā)頻率相同，本振泄露的多少完全取決于LNA的反向隔離性能。

另外，增加LNA的反向隔離度，還能減小輸出負載變化對輸入阻抗的影響，簡化端口阻抗匹配調試優(yōu)化難度。2.3射頻單元電路2.3.2低噪聲放大器——關鍵指標(7)穩(wěn)定性放大器的穩(wěn)定性可以通過Rollet穩(wěn)定系數(shù)K進行表征(8)功耗LNA屬于小信號放大，需要一個靜態(tài)偏置。低功耗是手持終端和穿戴設備的重要指標，該類設備通過采用低電源電壓、低偏置電流的方式，從根本上降低LNA的功耗，但線性度和增益也會隨之降低。當K>1時，放大器對應指定的頻率和所選擇的DC靜態(tài)工作點，對任何輸入/輸出阻抗都將無條件穩(wěn)定，不會發(fā)生振動。當K<1時，則可能存在一些輸入/輸出阻抗會導致放大器不穩(wěn)定，即發(fā)生振動。2.3射頻單元電路2.3.2低噪聲放大器應用設計在進行LNA設計時，需要重點關注放大器選型、輸入/輸出阻抗匹配、偏置電路以及物理布局。下面將從穩(wěn)定性、匹配網(wǎng)絡和綜合設計三個方面分別進行討論。(1)穩(wěn)定性設計放大器必須在所有工作頻段和輸入/輸出阻抗條件下無條件保持穩(wěn)定。當放大器不穩(wěn)定并開始振蕩時，會造成晶體管靜態(tài)工作點偏移，電流增大，功耗增加，并可能導致器件的損壞。當一個放大器發(fā)生振蕩時，其輸出頻譜除了主信號外，還會在其他頻率點上額外產(chǎn)生一些振蕩毛刺尖峰。在實際調試過程中，可將手指放置在電路的低電壓和低電流區(qū)域，通過觀察這些振蕩毛刺尖峰是否發(fā)生頻率偏移，將振蕩毛刺尖峰從其他尖峰中辨別出來。如果發(fā)生了頻率偏移，則可判定此放大器不穩(wěn)定，需要優(yōu)化設計將這種不穩(wěn)定性消除。放大器的穩(wěn)定性和很多因素有關，比如：晶體管的溫度、偏置電路、信號強度、HFE的范圍、有源器件內部正反饋機制、外圍器件造成的外部正反饋機制、所需帶寬外的高增益(通常在低頻段)、PCB電路布局、RF屏蔽罩等等。2.3射頻單元電路2.3.2低噪聲放大器——應用設計(1)穩(wěn)定性設計一般情況下，晶體管放大器在低頻段的增益會明顯高于高頻段。用于對放大器低阻抗電源進行去耦合的RF扼流圈在頻率降低時將不再呈現(xiàn)“開路”狀態(tài)，而是逐漸趨于“短路”，導致放大器的負載嚴重偏離50Ω，從而在一個條件穩(wěn)定的放大器上造成振蕩。降低這種影響的一個方法是在偏置電路的DC端放置一個低頻扼流圈，通過低頻和高頻扼流圈維持電源的寬帶高阻抗。2.3射頻單元電路2.3.2低噪聲放大器——應用設計(1)穩(wěn)定性設計在放大器穩(wěn)定性設計時，還有如下設計點需要考慮：放大器的增益越高，就越容易產(chǎn)生振蕩，通常情況下，單級放大器的增益應不超過25dB。避免由于反饋引起的放大器振動，比如：通過對電源電路進行適當?shù)腞F去耦合，以及避免放大器輸出端口走線靠近或耦合進放大器的輸出端口。保證電路接地良好，即具有盡可能低的接地阻抗，如果地電位過于分散，放大器的工作狀態(tài)將會不可預測，也就是說放大器工作溫度、頻率、功率、阻抗、供電等變化都可能導致間歇性振蕩。對于串聯(lián)多級放大電路的場景，應注意電路布局，合理分腔，單個腔內的增益控制在50dB以內，并保證放大器的電源線上進行了合理的RF去耦合，避免從電源上形成高反饋，產(chǎn)生振蕩。2.3射頻單元電路2.3.2低噪聲放大器——應用設計(2)匹配網(wǎng)絡設計在設計過程中，需注意以下幾點：從結構上講，匹配網(wǎng)絡包括L型、π型和T型，結合LNA輸入/輸出端口實際Smith圓圖進行匹配網(wǎng)絡的選擇。從頻帶上講，匹配網(wǎng)絡包括寬帶通用型匹配和窄帶高性能匹配。對于5GNR等寬帶，以及多頻多模這類應用，一般選用寬帶匹配；對于4GLTE之前的這類窄帶場景，一般選用窄帶匹配，可以獲得更優(yōu)端口匹配性能。匹配網(wǎng)絡的帶寬主要由網(wǎng)絡結構和匹配電容/電感的Q值決定，低Q值對應寬帶匹配，高Q值對應窄帶匹配。從實現(xiàn)上講，匹配網(wǎng)絡包括集總式參數(shù)匹配和分布式參數(shù)匹配。一般情況下，Sub6G可優(yōu)先選擇集總參數(shù)匹配，超過6GHz的電路優(yōu)先選擇分布式參數(shù)匹配。在進行輸入/輸出端口阻抗匹配時，需要考慮放大器反向隔離度S12帶來的影響，即輸入阻抗匹配和輸出阻抗匹配相互影響2.3射頻單元電路2.3.2低噪聲放大器——應用設計(3)綜合設計針對所需頻段、增益、NF、價格、封裝以及在不同偏置條件下得到的S參數(shù)文件選擇合適的LNA。S參數(shù)用于描述任何RF元件在不同頻率和靜態(tài)工作點下的工作特性，將S參數(shù)帶入ADS軟件，可以計算出元件的增益、回波損耗、反向隔離度、輸入/輸出阻抗和穩(wěn)定性。晶體管分立元件無論是采用SiGe、RFCMOS、RFSOI或GaAs工藝技術設計LNA，其電路結構基本都是由晶體管、偏置、匹配和負載四大部分組成。右圖為單管小信號LNA典型放大電路。注意分析各元件對電路結構的作用。2.3射頻單元電路2.3.2低噪聲放大器——應用設計(3)綜合設計MMICMMIC是將晶體管放大電路封裝在一個芯片內，應用設計相對比較簡單，一般只需要為芯片提供合適的偏置即可。2.3射頻單元電路2.3.3混頻器

上述信號包含和頻、差頻兩種頻率成分，經(jīng)過濾波器，即可得到所需要單邊信號。2.3射頻單元電路2.3.3混頻器關鍵指標在設計射頻收發(fā)機前端電路的混頻器電路時，應對混頻器的變頻增益、噪聲系數(shù)、線性度、功耗、電源電壓等多方面進行詳細地分析。(1)變頻增益變頻增益是輸出信號功率與輸入信號功率之比，通常以dB表示?；祛l器可以分為有源混頻器和無源混頻器兩種，它們的區(qū)別在于是否有功率增益，有源混頻器會帶有一定的變頻增益；無源混頻器插入損耗即為其變頻損耗，其主要由混頻二極管的內阻、端口阻抗不匹配、混頻器產(chǎn)生頻率以及在無用和頻或差頻上產(chǎn)生的3dB損耗構成，一般在4.5~9dB之間。對于射頻接收機，一般希望下混頻器具有一定的變頻增益，用于降低下混頻器后級電路對整個接收機系統(tǒng)噪聲性能的影響。對于射頻發(fā)射機，上混頻器具有一定的變頻增益可以有效降低對后級功率放大器增益的要求。但過大的混頻器變頻增益將使得混頻器后級電路出現(xiàn)飽和，導致整個電路無法正常工作。2.3射頻單元電路2.3.3混頻器——關鍵指標(2)噪聲系數(shù)混頻器噪聲系數(shù)指標和其他射頻電路有所差異，根據(jù)輸入信號的不同，其一般有單邊帶(SSB)噪聲系數(shù)和雙邊帶(DSB)噪聲系數(shù)兩種定義，它們分別對應單邊帶混頻器和雙邊帶混頻器，并分別適用于超外差架構和零中頻架構。下圖給出了兩種架構的下變頻混頻器的噪聲來源，超外差式架構的單邊帶噪聲實際上只占了本振信號的一個邊帶，另一個鏡像邊帶被濾波器抑制了。而零中頻架構的雙邊帶噪聲完整來自于本振信號的上下兩個邊帶。2.3射頻單元電路2.3.3混頻器——關鍵指標(2)噪聲系數(shù)顯然超外差式架構的混頻器噪聲是零中頻架構的2倍，因此，單邊帶噪聲功率是雙邊帶噪聲功率的2倍。結合噪聲因子的定義，可以得出(3)干擾與失真混頻功能是靠器件的非線性特征中的平方項完成兩信號的相乘來實現(xiàn)的。由于器件非線性特征高次項使本振與輸入信號除了產(chǎn)生有用分量外，還會產(chǎn)生很多組合頻率，當某些組合頻率落入有用信號帶內或ADC低階混疊區(qū)時，就會形成對有用信號的干擾。三大干擾與失真主要來源：組合干擾寄生通道干擾互調失真2.3射頻單元電路2.3.3混頻器——關鍵指標(4)線性度混頻器線性度性能決定了其失真水平，以及能承受的最大信號電平?；祛l器在不同的信號輸入功率下有著不同的混疊雜散，特別是對于阻塞場景下的接收機尤為明顯。

在實際應用中，混頻器關注的線性度指標主要有1dB壓縮點和三階截點。(5)端口隔離度混頻器包含射頻端、本振端和中頻端3個端口，由于器件工藝和寄生效應等影響，導致各端口之間相互泄露形成干擾。以接收機為例，本振端口向射頻端口的強泄露會影響到LNA工作，甚至通過天線輻射。射頻端口向本振端口的串擾可能會使射頻端口中包含的強干擾信號影響本振工作。本振端口向中頻端口的串擾可能會使中頻放大器飽和。在實際應用中，除了根據(jù)系統(tǒng)需求選擇合適隔離性能的混頻器外，還應當注意單板布局布線帶來的隔離影響，盡量降低因隔離度不好帶來的泄露和雜散干擾。2.3射頻單元電路2.3.3混頻器工作類型混頻器按照有無增益分為無源混頻器和有源混頻器兩大類。有變頻損耗的混頻器稱為無源混頻器；反之，有變頻增益的混頻器稱為有源混頻器。(1)有源混頻器有源混頻器根據(jù)電路結構可分為非平衡型混頻器和平衡型混頻器。典型非平衡型混頻器包括單管跨導型混頻器和雙柵管混頻器。

平衡型混頻器又可分為單平衡混頻器和雙平衡混頻器。下面以當前有源混頻器中應用最為廣泛的Gilbert雙平衡混頻器進行簡單介紹。Gilbert雙平衡有源混頻器由驅動級、跨導級、開關級、輸出級4部分組成。有源Gilbert雙平衡混頻器基本結構2.3射頻單元電路2.3.3混頻器——工作類型(2)無源混頻器無源混頻器具有噪聲低、線性度高和低功耗等優(yōu)點。常見的無源混頻器結構有單MOS管開關混頻器、單平衡混頻器和雙平衡混頻器等。應用最為廣泛的雙平衡混頻器主要由二極管環(huán)路、本振巴倫和射頻巴倫三部分構成。無源雙平衡混頻器使用一個二極管環(huán)路實現(xiàn)射頻輸入信號的頻率變換，混頻二極管在環(huán)內受大幅值本振信號控制，交替處于開、關狀態(tài)。當RF信號依次經(jīng)過二極管環(huán)路時，就相當于使用非線性方式對RF和LO信號進行混頻，產(chǎn)生IF輸出頻率。無源混頻器存在變頻損耗，主要由混頻二極管內阻、端口阻抗不匹配度、混頻器產(chǎn)生的混疊雜散，以及無用的和頻或差頻產(chǎn)生的3dB損耗構成。2.3射頻單元電路2.3.3混頻器——工作類型(3)二者比較2.3射頻單元電路2.3.3混頻器應用設計由于混頻器各個性能指標之間有著緊密的聯(lián)系，如何在轉換增益、線性度、噪聲系數(shù)、功耗、端口隔離度等性能指標中選擇最合適的參數(shù)是混頻器設計的關鍵所在。(1)有源混頻器在有源混頻器應用設計中，有以下幾點要素需要重點關注：頻率應用有源混頻器應用于上變頻時，輸入/輸出端口不變，有源混頻器此時輸入端口和輸出端口仍然分別為RF信號和IF信號。此時的輸出信號只能達到IF端口輸出信號頻率的額定值，從而限制了有源混頻器的應用頻段一般不超過3GHz。本振電平大多數(shù)有源混頻器對端口不匹配的靈敏度比無源混頻器，本振輸入通常不需要外部緩沖放大器。端口隔直很多集成有源混頻器的端口需要提供直流電壓，在應用時需保證各端口串聯(lián)合適的隔直電容。2.3射頻單元電路2.3.3混頻器——應用設計(2)無源混頻器在無源混頻器應用設計中，有以下幾點要素需要重點關注：頻率規(guī)劃選擇恰當?shù)腖O和IF頻率，并進行完整的組合干擾、寄生通道干擾和互調失真預算，使IF(接收方向)或RF(發(fā)射方向)通頻帶內干擾失真成分的數(shù)量和幅度降到最小。本振電平較高的本振電平會導致電路功耗、LO饋通和噪聲系數(shù)的增加，但較低的本振電平又會對IMD抑制和變頻損耗產(chǎn)生不利影響。因此，將本振電平設計在推薦值上是一種對系統(tǒng)整體性能相對較好的折中方案。端口匹配RF和IF端口之間的寬帶共軛匹配直接影響無源混頻器的變頻增益和互調性能，盡可能選用非反射的濾波器(比如雙工器)，或者在混頻器與濾波器之間嵌入放大器，保證足夠的反向隔離度。2.3射頻單元電路2.3.4射頻開關射頻開關在射頻通信電路中的應用場景主要包括：大功率TDD基站系統(tǒng)為保證功率放大器輸出阻抗和降低對TDD開關功率等級的需求，一般在功率放大器輸出級使用環(huán)形器，TDD開關放在接收電路的輸入端。小功率TDD終端系統(tǒng)小功率場景下的功率放大器對輸出阻抗變化的敏感程度相對降低，為降低成本和模塊尺寸，一般考慮將環(huán)形器去掉，將TDD開關直接放置在收發(fā)通道的公共回路上。多功能切換應用對于一些多頻場景或校正場景，一般使用多通道切換開關，進行頻率的選擇、收發(fā)校正選擇。2.3射頻單元電路2.3.4射頻開關關鍵指標(1)通路個數(shù)開關的通道數(shù)，根據(jù)具體應用場景進行選擇。一般有SPST(單刀單擲)、SPDT(單刀雙擲)、SP3T(單刀三擲)、SP4T(單刀四擲)、SP5T(單刀五擲)、SP6T(單刀六擲)、SP8T(單刀八擲)。SPST一般用于多級開關級聯(lián)，提高開關通道的隔離度；SPDT一般用于TDD系統(tǒng)；SP3T、SP4T、SP5T、SP6T、SP8T一般用于多功能切換場景。(2)工作頻率在保證相關性能指標前提下，可以正常工作的頻率范圍。

為提高單板器件歸一化指標和平臺化需求，一般希望所選的射頻開關能覆蓋盡可能寬的頻帶，特別是多頻切換開場景。2.3射頻單元電路2.3.4射頻開關——關鍵指標(3)線性度常使用P1dB和IIP3來反映射頻開關的線性指標。特別是用于功放后級的TDD開關和收/發(fā)/反饋校正開關，需要較高的線性度，以滿足發(fā)射通道線性指標和通道校正性能。(4)插入損耗經(jīng)過開關后信號的損耗。用于TDD系統(tǒng)的射頻開關，尤其需要關注其插入損耗指標。

對于大功率場景的TDD開關，其插入損耗越小，接收通道的噪聲系數(shù)越小，靈敏度越高。

對于小功率場景的TDD開關，其插入損耗越小，發(fā)射通道的后級損耗越小，整機功耗越小。2.3射頻單元電路2.3.4射頻開關——關鍵指標(5)端口隔離度端口隔離度包括通道關斷隔離度和開關端口間隔離度。

隔離度需求主要依據(jù)應用場景，比如：多發(fā)射通道的反饋校正一般共用一個ADC采集通道，使用校正開關分時切換，此校正開關需要較高的隔離度，以降低各發(fā)射通道之間的干擾。(6)開關切換時間和普通開關一樣，開關切換時間包括開啟時間和關閉時間兩個定義：開啟時間：一般定義為50%控制信號到90%RF信號。關斷時間：一般定義為50%控制信號到10%RF信號。射頻開關反饋校正多級級聯(lián)提升通道間隔離度2.3射頻單元電路2.3.4射頻開關工作類型除了上述關鍵指標中根據(jù)通道個數(shù)進行射頻開關的分類外，一般還會根據(jù)其端口內部是否有匹配電阻分別為反射式和吸收式兩種類型。反射式開關在關斷狀態(tài)下，處于開路或短路狀態(tài)；而吸收式開關在關斷狀態(tài)時下，通過50ohm負載吸收反射信號。2.3射頻單元電路2.3.4射頻開關——工作類型根據(jù)兩類射頻開關的內部結構，下表分別從端口駐波、插入損耗、端口隔離度、額定功率4個指標進行對比分析。如果系統(tǒng)的指標性能對反射波比較敏感，則優(yōu)先選擇吸收式射頻開關，降低級間牽引，可應用于大多數(shù)場景；反射式射頻開關一般用于追求低插損、高隔離，且對駐波不敏感的特殊場景。反射式和吸收式射頻開關對比2.3射頻單元電路2.3.4射頻開關應用設計一般選用PIN結二極管進行射頻開關的設計。PIN結二極管的導通電阻比普通PN結二極管的導通電阻低很多，通過直流電壓控制電流，使PIN結二極管偏置，提供一個很大范圍的電阻值(0.5~10000Ω)，成為一個流控電阻器?？刂齐娏魇筆IN結二極管在導通與截止狀態(tài)之間切換，導通狀態(tài)下電阻值很小，而截止狀態(tài)下電阻值很大(電阻值的大小取決于偏置電壓)?；诙O管RF開關基本電路高隔離SPDTPIN二極管開關2.3射頻單元電路2.3.5衰減器射頻收發(fā)電路中，需要衰減器進行通道增益調整和(或)改善級間回波損耗。從控制方式來講，衰減器可分為固定衰減器和可調衰減器兩種類型，其中可調衰減器又分為數(shù)控衰減器(DSA)和壓控衰減器(VVA)兩種。關鍵指標設計或應用衰減器時，需要考慮的關鍵指標有：工作頻段、回波損耗、衰減精度、線性度，對于可調衰減器，還需要重點關注插入損耗、衰減步進、衰減范圍、響應時間。(1)工作頻段工作頻段是衰減器在保證相關性能指標前提下，可以正常工作的頻率范圍。衰減器的工作頻段越寬，其應用范圍越廣，寬帶化是衰減器一個重要發(fā)展趨勢。(2)回波損耗回波損耗反映電路的匹配狀況，且影響帶內衰減平坦度。在實際應用中，常常使用回波損耗較好的固定衰減器來抑制級間反射，改善濾波器、混頻器等器件的級間匹配。2.3射頻單元電路2.3.5衰減器——關鍵指標(3)衰減精度衰減精度反映理論衰減量與實際衰減量的誤差?？烧{衰減器的衰減誤差一般隨著衰減量的增大而增大。對于需要精確增益控制的鏈路，一般采用壓控衰減器配合反饋鏈路實現(xiàn)閉環(huán)增益控制。(5)插入損耗可調衰減器處于最小衰減量(參考態(tài))的插入損耗，此時的損耗主要由其內部開關導通電阻或二極管導通壓降產(chǎn)生。(4)線性度常使用P0.1dB和IIP3來反映有源衰減器的線性指標。對于數(shù)控衰減器和壓控衰減器，其線性度主要受內部切換開關和二極管限制。(6)衰減范圍可調衰減器的衰減動態(tài)范圍，表示最大衰減與最小衰減的差值。2.3射頻單元電路2.3.5衰減器——關鍵指標(7)衰減步進衰減步進主要針對數(shù)控衰減器提出的指標，表示最小位(LSB)的衰減量，與衰減范圍(FS)和衰減bit數(shù)N的關系表達式為(9)附加相移量射頻信號經(jīng)過衰減器后相比參考態(tài)產(chǎn)生的附加相位調制，此相移量與衰減量、溫度、頻率相關。實際設計時，應要求附加相移盡量小，特別對于多通道波束成形的系統(tǒng)，需要重點考慮不同衰減檔位和溫度對通道相位的影響，并通過作表進行補償。(8)響應時間與射頻開關的開關時間定義類似，表示衰減指令(數(shù)控值或壓控值)下發(fā)到衰減生效的時間間隔。2.3射頻單元電路2.3.5衰減器應用設計基于電阻衰減網(wǎng)絡的固定衰減器、數(shù)控衰減器和壓控衰減器三種類型。(1)固定衰減器基于電阻衰減網(wǎng)絡的固定衰減器一般有π型和T型兩種實現(xiàn)方式。對于電阻衰減網(wǎng)絡，一般不需要阻抗變換，即輸入阻抗和輸出阻抗相等，電路具有對稱形式。2.3射頻單元電路2.3.5衰減器——應用設計(1)固定衰減器當衰減值較小時，T型衰減網(wǎng)絡中的取值很小，容易受引線和焊點影響，影響衰減準確度。而隨著