ABB的ACS6000傳動系統(tǒng)提升機

PAGE55目錄1概述 11.1提升系統(tǒng)結構 11.2ACS6000sd傳動系統(tǒng) 11.2.1ACS6000sd的主要特點 11.2.2同步電動機主要數(shù)據(jù) 31.2.3ACS6000sd同步機調(diào)速系統(tǒng)配置 41.2.4ACS6000sd同步機調(diào)速系統(tǒng)技術性能 61.2.5ACS6000sd外部控制 61.2.6變頻裝置提供如下的必要保護 61.2.7ACS6000sd調(diào)速系統(tǒng)調(diào)試維護工具 71.3提升機過程控制及安全保護系統(tǒng) 71.3.1提升機過程控制系統(tǒng) 81.3.2行程監(jiān)控系統(tǒng) 101.3.3裝卸載控制系統(tǒng) 101.3.4人－機接口系統(tǒng)（HMI） 101.3.5控制網(wǎng)絡通信系統(tǒng) 111.3.6提升設備主要數(shù)據(jù) 111.3.7給定的速度圖、力圖、功率圖 112PWM脈寬調(diào)制可逆整流器原理 142.1PWM整流器的基本原理 142.2矢量控制理論 152.3電流開環(huán)、電壓閉環(huán)控制系統(tǒng) 172.3.1系統(tǒng)結構 172.3.2θ的物理概念及檢測 172.3.3Ed的物理概念及檢測 182.3.4仿真分析 192.4電壓閉環(huán)、電流閉環(huán)控制系統(tǒng) 202.4.1系統(tǒng)結構 212.4.2仿真分析 212.5三電平電壓源型PWM整流器原理 232.5.1功能 232.5.2電路結構 232.5.3電路原理 232.6濾波電感和濾波電容的參數(shù)選擇 252.6.1交流側濾波電感的選擇 252.6.2直流電壓的選擇 272.6.3直流側電容的選擇 283同步電動機直接轉矩控制系統(tǒng) 303.1系統(tǒng)結構 303.2磁鏈控制 303.2.1電壓與磁鏈空間矢量的關系 313.2.2六拍階梯波逆變器與正六邊形空間旋轉磁場 323.2.3圓形磁鏈軌跡的跟蹤控制 333.2.4磁鏈模型 353.2.5扇區(qū)的判斷 353.3轉矩控制 353.3.1轉矩的控制理論 353.3.2轉矩模型 373.4勵磁電流及功率因數(shù)控制 403.4.1勵磁電流的期望值 403.4.2勵磁電流控制 413.5凸極同步電動機直接轉矩控制系統(tǒng)仿真結果 413.5.1仿真所選的凸極同步電機參數(shù) 413.5.2仿真系統(tǒng)的組成 423.5.3凸極同步電動機直接轉矩控制系統(tǒng)的仿真結果 424ACS6000sd傳動系統(tǒng) 474.1脈寬調(diào)制整流器 474.1.1單元電路 474.1.2整流器直流電壓控制原理 514.2勵磁整流裝置（EXU） 514.2.1主電路 524.2.2電流控制電路 524.2.3故障檢測與保護 534.3逆變器（INU） 534.3.1單元電路 534.4速度給定與控制 554.4.1速度給定 554.4.2速度控制 614.5整流變壓器容器 65附圖 675傳動系統(tǒng)的操作電路 785.1整流電路的操作方式 785.2啟動操作 785.3停機操作 795.4緊急斷電操作 805.5硬件操作電路 815.5.1主斷路器合閘操作 815.5.2主斷路器分閘操作 825.5.3緊急停車與復位操作 835.5.4緊急斷電與復位操作 845.5.5勵磁接觸器分閘電路 856故障分析與維護 866.1故障分析 866.1.1概述 866.1.2故障分類（FAULTCLASS） 866.1.3故障內(nèi)容 876.1.4故障保護動作分類 876.1.5故障記錄工具 886.1.6故障分析舉例 886.2調(diào)試與維護工具 906.2.1CDP控制面板 906.2.2DriveWindows調(diào)試與維護軟件 916.3參數(shù)表 926.4運行過程示波圖分析 97附錄：CDP控制面板操作 99潘北礦主井提升機ABB電控系統(tǒng)—同步電動機交－直－交可逆變頻直接轉矩控制系統(tǒng)1概述潘北礦主井提升機電力傳動方案采用ABB公司的ACS6000sd交—直—交變頻同步電動機直接轉矩控制系統(tǒng)。1.1提升系統(tǒng)結構提升系統(tǒng)結構如圖1-1所示，其中電控系統(tǒng)包括：1）提升機傳動系統(tǒng)采用ABB公司的ACS6000sd交—直—交同步電動機變頻調(diào)速系統(tǒng)2）提升機過程控制系統(tǒng)（1）過程控制PLC系統(tǒng)（2）行程監(jiān)控PLC系統(tǒng)（3）裝卸載控制系統(tǒng)（4）HMI（人一機界面）系統(tǒng)1.2ACS6000sd傳動系統(tǒng)傳動系統(tǒng)采用ABB公司生產(chǎn)的ACS6000sd交—直—交同步電動機變頻調(diào)整系統(tǒng)，ACS6000sd是基于直接轉矩控制（DTC）技術的新一代交—直—交電壓型中壓變頻器；功率范圍從3MW到27MW。1.2.1ACS6000sd的主要特點1）ACS6000sd采用功率集成門極晶閘管IGCT（IntegratedGateCommuatedThyristors），它綜合了高頻開關、高阻斷電壓和低導通損耗等特性，因此提供了效率更高、可靠性更高的變頻器。2）DTC平臺在兆瓦級的傳動產(chǎn)品中提供了最高級別的轉矩和速度的性能。與傳統(tǒng)的PWM控制和矢量控制方式相比，它的反應時間快了10倍，并且DTC還提供了最優(yōu)的過程控制，精確的電機控制性能，最小的扭矩擾動和電機磨損。3）ACS6000sd系統(tǒng)對電網(wǎng)沒有污染。因為電機和整流器的功率因數(shù)都為1，減少了對變壓器的功率需求，僅需要采用交—交變頻器時的50%。采用ACS6000sd的提升機系統(tǒng)產(chǎn)生的諧圖1-1提升機交—直—交變頻同步電動機傳動系統(tǒng)結構波很小，低于25次的諧波都可以清除，不需要另加諧波濾波器及無功補償裝置。4）大功率開關器IGCT具有快速的開關特性，因此在直流回路不再像交—交變頻器那樣需要直流斷路器。5）實際功率因數(shù)值可在drivewindows中顯示，功率因數(shù)可在DTC變頻器中設定，在礦井提升機應用中，功率因數(shù)設定值為1。6）主回路電容器的額定電壓為2900V，最大溫升為+80℃，在此條件下運行10萬小時后（約11.4年），額定電容將降低2%，即便如此，DTC變頻器依然可以在額定工作下正常運行，因此電容器綜上所述，采用ACS6000sd的提升機傳動系統(tǒng)，具有低諧波、低損耗的優(yōu)點，無需濾波器來抑制諧波，無需無功補償裝置。無需熔斷器、無需直流斷路器，變壓器功率減小，動力電纜截面減小，矩控制性能優(yōu)越，設備占地面積小。1.2.2同步電動機主要數(shù)據(jù)機座類型 AMZ2000LL16凸極數(shù)量 16額定輸出功率 4000KW額定轉矩 7000KNm允許最大轉矩 160%允許最大瞬時轉矩 200%最大短路轉矩 2242KNm額定速度 54.5rpm額定頻率 7.27HZ額定定子電壓 3150V額定定子電流 768A機械最大速度 150%額定轉矩時的磁場 329ADC/226VDC額定輸出效率，除去磁場損耗95.5%額定功率因數(shù) 1.0在200％轉矩和定子電流為1150A時大概磁場827A，625V要求冷卻風量14m3/s，1000PaDTC供給的最大噪聲等級 85dB（A）慣性矩28200kgm2整體重量66.5t附件：裝配定位編碼器和增量式編碼盤接地炭刷12個安裝在定子線圈的pt100溫度傳感器2個安裝在空氣冷卻的pt100溫度傳感器1個空氣加熱器1.2.3ACS6000sd同步機調(diào)速系統(tǒng)配置ACS6000sd同步機調(diào)速系統(tǒng)配置如圖1-2所示。圖1-2ACS6000sd同步機調(diào)速系統(tǒng)結構1.整流單元（ARU）額定連續(xù)最大功率 7000KVA短時最大功率 9000KVA額定輸出電流 1250Ar.m.s瞬時過載能力 1650Ar.m.s額定輸入電壓 3160VACARU整流單元把AC電源整流為直流并對電容充電。ARU用于四象限運行。它是一自換向、三電平的電壓源逆變器。包含如下主要部件：IGCT模塊、門極電源、鉗位電路、EMC濾波器、接口板、快速短路檢測、防過充設備、電壓和電流測量設備。2.進線濾波單元（IFU）進線濾波單元用于減小供電電網(wǎng)電壓的高次潛波，它連接在整流變壓器和ARU之間。它包含濾波電抗器、電容器和阻尼電阻。3.中間直流單元（CBU）中間直流單元包括直流電容、預充電單元、接地開關、電壓限制單元。4.逆變單元（INU）逆變單元把直流電壓轉變?yōu)樽兞麟妷?。INU允許四象限運行。它是三電平電壓源逆變器。由IGCT模塊、門極單元電源、鉗位電路、EMC濾波器、接口板、快速短路檢測、電壓和電流檢測組成。額定輸出電流 1650Ar.m.s輸出頻率>8HZ連續(xù)電流（在0-3HZ） 1155A連續(xù)電流（在3-8HZ） 1155至1650A額定輸出電壓 3160Vr.m.s輸出頻率 0-75HZ5.勵磁整流單元（EXU）勵磁整流單元給同步電動機轉子繞組供電，是6脈動的晶閘管變流器，輸入電壓690V，50HZ；額輸出電流連續(xù)。6.水冷單元（WCU）水冷單元為主回路功率器件提供內(nèi)循環(huán)冷卻水，把熱量傳輸?shù)酵獠垦h(huán)水系統(tǒng)，并連續(xù)凈化內(nèi)部冷卻水。7.定子整流變壓器類型2繞組環(huán)氧樹脂干式變壓器原邊電壓 10KV副邊電壓 3150V容量 3500KVA冷卻方式 空冷頻率 50HZ3相短路阻抗 12%連接組別 Dy-11空載損耗 7500W負載損耗（75℃） 53附件 變壓器內(nèi)每相預埋一只PT100電阻8.勵磁整流變壓器類型 2繞組環(huán)氣樹脂干式變壓器容量 500KVA原邊電壓 10KV副邊電壓 690V頻率 50HZ3相連接組別 Dy-11短路阻抗 6%空載損耗 1300W負載損耗（75℃） 60冷卻方式 自冷附件 變壓器內(nèi)每相預埋一只pt100電阻1.2.4ACS6000sd同步機調(diào)速系統(tǒng)技術性能由ARU可逆整流器供電，逆變器INU變頻，采用同步機直接轉矩控制，可達到以下技術性能。輸入功率因數(shù) 1.0在額定負載下的效率 >97%輸出功率因數(shù) 1.0靜態(tài)速度誤差 0.01%動態(tài)速度誤差 0.2—0.5%轉矩響應時間 3.5ms（在70%額定速度）轉矩脈動分量 <1%（電機額定頻率<25HZ）電網(wǎng)諧波 在使用IFU時，符合IEEE5191.2.5ACS6000sd外部控制ACS6000sd變頻器與提升機主控PLC之間通過DriveBus總線通訊，將提升控制PLC的運行控制指令（如提升機的啟/停命令和速度綜合）傳送ACS6000sd變頻裝置，以控制調(diào)速裝置的速度。同時變頻裝置的主要運行信號（如轉矩）和故障信號也傳送到提升控制PLC，用于提升機運行監(jiān)控及保護（如松閘、施閘、安全制動等）。1.2.6變頻裝置提供如下的必要保護1）輔助電壓監(jiān)視2）溫度監(jiān)視3）過流監(jiān)視4）短路監(jiān)視5）直流母線排過壓/欠壓監(jiān)視6）編碼器監(jiān)視7）串行通信監(jiān)視（I/0看門狗）8）接地監(jiān)視9）直流回路充電/放電監(jiān)視10）主斷路器監(jiān)視11）急停信號監(jiān)視12）IGCT故障檢測：當IGCT發(fā)生故障時，裝置該IGCT模塊上的發(fā)光二極管將會熄滅。13）冷卻水導電率、水壓力、水溫度監(jiān)視。1.2.7ACS6000sd調(diào)速系統(tǒng)調(diào)試維護工具DriveWindos工具軟件1套，用于組態(tài)、調(diào)試、維護變頻器裝置。DriveBus接口卡1塊、光纖通信接口卡1塊，安裝在PC機中。1.3提升機過程控制及安全保護系統(tǒng)提升機過程控制由基于PLC的分布過程控制系統(tǒng)（DCS）和相關的配電、測量和操作等輔助系統(tǒng)組成，包括以下幾部分：提升機過程控制（主控制）PLC系統(tǒng)提升行程監(jiān)控PLC系統(tǒng)裝卸載控制PLC系統(tǒng)人一機接口系統(tǒng)控制網(wǎng)絡通信系統(tǒng)測量、傳感系統(tǒng)低壓配電系統(tǒng)操作臺每組PLC系統(tǒng)都包括：控制器、I/0模塊、通信接口，并分別配有相應的供電單元和測量、執(zhí)行地元件；人一機接口系統(tǒng)可對各ABBPLC系統(tǒng)進行組態(tài)、監(jiān)視，并可通過人一機對話功能對整部提升控制系統(tǒng)進行控制；操作臺發(fā)出的運行、操作指令信號直接或通過現(xiàn)場總線接入提升過程PLC系統(tǒng)，并通過它向其它PLC系統(tǒng)發(fā)指令。同時，從各PLC系統(tǒng)和傳動系統(tǒng)匯集的提升機的主要運行信息（狀態(tài)、參數(shù)）也顯示在操作臺的指示燈和儀表盤上；三組PLC系統(tǒng)及人一機接口系統(tǒng)通過以太網(wǎng)和相應的現(xiàn)場總線相互通信，構成一套功能完整的DCS系統(tǒng)。提升過程控制系統(tǒng)PLC（AC800M）與ACS6000sd變頻裝置（傳動和系統(tǒng)）通過DriveBus進行高速通信，從而實現(xiàn)提升機過程控制系統(tǒng)與提升機傳動系統(tǒng)之間的實時信息交換。1.3.1提升機過程控制系統(tǒng)提升機過程控制系統(tǒng)示意圖參見圖1-11）提升機過程控制系統(tǒng)由以下幾部分組成：AC800MPLC系統(tǒng)以太網(wǎng)通信接口Profibus現(xiàn)場總線通信接口S800I/O系統(tǒng)繼電器柜低壓配電柜2）提升機過程控制系統(tǒng)主要完成的功能：提升機運行方式控制（如運行方向、速度高低、運行啟停等）保證提升系統(tǒng)的安全運行（通過閘控柜）監(jiān)視提升系統(tǒng)各設備的工作狀態(tài)1.3.1.1系統(tǒng)配置1）PLC-AC800M控制器基本處理器單元PM861一套，工作頻率48Hz；系統(tǒng)讀寫存儲器2MFlash,8/16MSDRAM；內(nèi)置/外置電池容量3.6V，960mAh，>48小時/3.6V，16Ah，>4周。2）S800I/0系統(tǒng)主要配置：模擬量輸入模塊 AI810， 8通道， 0-10V， 4-20mA；模擬量輸入模塊 AI830， 8通道， PT100；模擬量輸出模塊 AO810， 8通道， 4-20mA；開關量輸入模塊 DI810， 2×8通道， 24Vdc；開關量輸入模塊 DI820， 8通道， 120Vac；開關量輸出模塊 D0810 2×8通道， 24Vdc；脈沖計數(shù)模塊 DP820， 2通道脈沖輸入，測量頻率為 1.5MHZ1.3.1.2系統(tǒng)功能接收來自于傳動裝置、行程控制PLC、提升信息系統(tǒng)、閘控系統(tǒng)、安全回路、操作臺等的信號，按照提升的工藝要求，對傳動系統(tǒng)、潤滑油泵、液壓油泵及閘控系統(tǒng)等各種電氣進行控制，并提供相應的燈光、音響信號。在故障時自動進行報警及安全保護。1）提升機運行方式控制提升機運行模式：全自動、半自動、手動、檢修、過卷恢復。2）提升機安全運行保護行程監(jiān)視保護過速保護過卷保護，在井筒內(nèi)安裝過卷開關，作為軟件開關的后備保護，過卷開關直接作用于絞車的緊急制動。3）安全繼電器回路及閘控一套安全繼電器組成冗余安全緊急制動和閉鎖回路、包括制動控制系統(tǒng)監(jiān)視和PLC監(jiān)視。通過輔助繼電器可提供自動和手動閘控制功能。即手動時由閘控手柄調(diào)節(jié)制動力，自動時由過控PLC分別給出松閘、預貼閘皮、施閘控制等指令。在緊停時閘控系統(tǒng)可實現(xiàn)恒減速制動。4）提升機系統(tǒng)設備監(jiān)視實時監(jiān)視提升機系統(tǒng)的各設備的運行狀態(tài)，確保設備的故障能及時被發(fā)現(xiàn)。監(jiān)視的內(nèi)容包括：高、低壓設備；傳動設備；液壓設備；PLC設備等。5）速度給定與反饋提升機系統(tǒng)是一個速度控制系統(tǒng)，按速度給定的大小實現(xiàn)速度閉環(huán)控制。本系統(tǒng)在手動控制方式時，運行速度由操作臺上的速度給定手柄給定，通過與手柄相聯(lián)的電位器給出0～±10V的模擬信號，經(jīng)過程控制PLC進行轉換處理，再將速度給定值通過通信總線傳送至傳動系統(tǒng)，實現(xiàn)數(shù)字式速度給定。同時通過軟件實現(xiàn)按時間原則和行程原則雙重約束的速度給定限制。在全自動運行狀態(tài)下，系統(tǒng)根據(jù)提升容器的行程及其它相關信號，給定最高運行速度，由過程控制PLC自動向傳動裝置發(fā)出速度給定信號，同樣受行程、加速度的限制。本系統(tǒng)速度環(huán)的速度反饋信號來自安裝在電機軸上的旋轉編碼器，此編碼器的輸出同時輸入到傳動裝置和過控PLC。6）數(shù)字測速及雙重超速保護來自于電機軸上的編碼器檢測出電機的實際速度，傳動裝置利用速度反饋信號與速度給定信號進行比較，當超過15%時，交流調(diào)速裝置發(fā)出信號給過控PLC，進行緊急制動。同時，利用裝于卷筒上的旋轉編碼器，對提升容器的速度進行監(jiān)控，當速度超過給定速度的15%時，也發(fā)出緊急停車信號。7）雙重過卷保護系統(tǒng)根據(jù)編碼器輸出的脈沖數(shù)計算的行程值對提升機進行過卷保護，同時在井筒安裝機械式開關作為最后一組過卷保護。8）尾繩故障監(jiān)測尾繩保護采用開關保護方式，通過開關監(jiān)測尾繩是否扭轉，從而發(fā)出報警信號。9）滑繩保護在天輪上安裝一只旋轉編碼器，編碼器的輸出脈沖送至過程控制PLC，控制系統(tǒng)將滾筒速度與天輪速度進行比較，當出現(xiàn)速度不一致并超過一定值時，發(fā)出滑繩保護信號，使系統(tǒng)報警并停車。10）緊急操作在提升機運行過程中，當提升過程控制及行程監(jiān)控系統(tǒng)出現(xiàn)局部故障導致緊停時，提升系統(tǒng)可切換到手動運行模式，通過暫時旁路故障點，在2m/s的限速以內(nèi)運行，直至完成本次提升，但在故障排除以前，提升機無法再次進行啟動。11）其它保護和聯(lián)鎖除上述保護功能外，還對所有關鍵設備，諸如潤滑油泵、電機風機、勵磁電源、輔助電源等進行安全檢測及保護；此外還有過流、快熔熔斷、閘盤磨損、勵磁消失、通信故障等保護。在故障發(fā)生時均有聲光報警，并根據(jù)故障性質(zhì)進行電氣制動停車或緊急制動停車（機械制動）。1.3.2行程監(jiān)控系統(tǒng)1）系統(tǒng)配置基本處理單元PM856模塊，I/O系統(tǒng)按ABB標準的提升機行程監(jiān)控系統(tǒng)進行配置，I/O點數(shù)僅為64（含20%備用量），其中模擬量輸入模塊AI810一塊，模擬量輸出模塊AO810一塊、開關量輸入模塊DI810一塊，開關量輸出模塊DO810一塊、計數(shù)模塊DP820一塊。2）系統(tǒng)功能行程監(jiān)控系統(tǒng)接收來自于滾筒軸編碼器的脈信號，對提升容器的行程和速度進行計算，并在司機操作臺上顯示；對提升過程控制PLC及提升機的運行進行監(jiān)視和保護；同時將操作臺上的其它按鈕、開關等信號進行采集并傳運。功能如下：提升容器位置以高程（行程）進行顯示。根據(jù)提升容器的運行的目的位置及運行方向，按照設定行程發(fā)出減速指令。設定過卷保護數(shù)據(jù)，當過卷時，進行安全制動。設定按行程的限速曲線，保證不出現(xiàn)高速過卷。提升機進行法定試驗時，退過啟動一個試驗開關，就可以將井筒長度“縮短”到一個特定預置的數(shù)值，如300米提升容器以任何試速度接近“縮短”了的井筒端部時，就會使提升機停車，這樣在試驗時各種保護效果，以及制動系統(tǒng)的效果，可以得到可靠的確保。1.3.3裝卸載控制系統(tǒng)1）提升信號及裝卸載控制系統(tǒng)硬件和軟件與提升控制系統(tǒng)互為獨立。裝載站控制系統(tǒng)與卸載站控制系統(tǒng)也相對獨立。裝載站稱重部分與控制部分相對獨立。2）裝卸載站PLC與提升系統(tǒng)PLC之間的信息傳輸采用數(shù)據(jù)通信與I/0傳輸并用的方式。I/O傳輸用于閉鎖、控制、保護等。信號的信息傳輸。數(shù)據(jù)通信只用于模擬信號、狀態(tài)、故障信息的傳輸，不參于閉鎖、控制、保護、信號的傳輸。這樣，一旦通信發(fā)生故障，也不影響井筒信號及裝卸載控制系統(tǒng)的正常運行。1.3.4人－機接口系統(tǒng)（HMI）人一機接口系統(tǒng)包括操作顯示站和工程師站。操作顯示站負責對整個系統(tǒng)的運行以圖形和數(shù)據(jù)的方式進行顯示、監(jiān)控。此外還完成數(shù)據(jù)統(tǒng)計、故障報警記錄、報表打印、參數(shù)修改等功能。工程師站用于對提升過程控制系統(tǒng)和行程監(jiān)控系統(tǒng)的PLC進行在線/離線組態(tài)、編程、調(diào)試及系統(tǒng)維護，可以對提升系統(tǒng)故障進行追蹤、分析和處理。1.3.5控制網(wǎng)絡通信系統(tǒng)本電控系統(tǒng)的控制網(wǎng)絡結構分為兩個層次，即控制層和現(xiàn)場儀表層。控制層網(wǎng)絡采用基于TCP/IP協(xié)議的以太網(wǎng)，用于實現(xiàn)各PLC系統(tǒng)之間的通信。現(xiàn)場儀表層網(wǎng)絡采用Profibus-DP現(xiàn)場總線協(xié)議，用于將現(xiàn)場智能儀表、第三方設備或遠程I/O站接入PLC系統(tǒng)，實現(xiàn)PLC的遠程控制功能。另外，提升傳動系統(tǒng)的ACS6000sd變頻裝置采用DriveBus協(xié)議通過光纖和提升過程控制PLC進行高速通信，實現(xiàn)傳動系統(tǒng)和控制系統(tǒng)之間的實時信息交換。提升控制系統(tǒng)網(wǎng)絡概貌如圖1－3所示。1.3.6提升設備主要數(shù)據(jù)滾筒直徑4.5m提升距離673.15m最大速度12.5m/s加速度0.75m/s2減速度0.75m/s2載重27000Kg箕斗包括繩附件42000Kg每米繩重量9.25Kg/m提升能力2.4Mt/a927t/h1.3.7給定的速度圖、力圖、功率圖根據(jù)提升機的參數(shù)，計算出的一個提升循環(huán)的速度圖及相應的力圖、功率圖如圖1－4、圖1－5、圖1－6所示。圖1－3提升控制系統(tǒng)網(wǎng)絡概貌圖1－4給定的速度圖圖1－5力圖F（t）圖1－6功率圖P（t）2PWM脈寬調(diào)制可逆整流器原理PWM脈寬調(diào)制可逆整流器具有功率因數(shù)可調(diào)、諧波電流小的突出優(yōu)點，它克服了晶閘管可控整流器的缺點。目前已在交直交可逆交流傳動系統(tǒng)、高壓直流輸電系統(tǒng)、電力系統(tǒng)無功動態(tài)補償裝置中應用。2.1PWM整流器的基本原理三相PWM整流器的主電路如圖2-1所示。在電源電壓uab為正半周時，驅(qū)動V3，使其導通，則Uab經(jīng)交流回路電感器L短路，ia增加。當V3關斷時，L向直流回路釋放能量，同時Uab也向直流回路輸出能量。輸出能量的大小取決于V3導通的時間。此為斬波升壓電路。三相橋工作在脈寬調(diào)制狀態(tài)，三相橋的交流側為被調(diào)制的三相交流電壓upa、upb、upc。其基波分量與電網(wǎng)側的電壓同頻率。在調(diào)節(jié)upa、upb、upc的基波分量的幅值和相位時，可調(diào)節(jié)交流側電流的幅值和相位。圖2-1三相PWM整流器主電路交流側a相等效電路如圖2-2所示?；芈冯妱萜胶夥匠虨? （2-1）式中：ea —a相交流電源電壓；ia —a相交流電流；L —a相回路總電感，含進線濾波器電感、電源漏感；R —交流回路總電阻；upa－a相調(diào)制電壓。圖2-2交流側a相等效電路相量表達式為 （2-2）在調(diào)節(jié)upa的幅值和相位時，改變ia的幅值和相位，可得到以下四種典型的相量圖，每種相量圖對應于一種典型的應用。(1)ia與ea同相(2)ia與ea反向(3)ia超前ea90°(4)ia滯后ea90°圖2-3調(diào)節(jié)upa時的ea與ia相量圖1）整流狀態(tài)相量圖的圖2-3(1),比滯后δ，與同相，功率因數(shù)角φ為0o。此時，是理想的整流狀態(tài)，將三相交流電源變成直流電源。2）逆變狀態(tài)相量圖的圖2-3(2),比超前δ，與反相，功率因數(shù)角φ為180o。此時，是理想的逆變狀態(tài)，將直流電源變成交流電，回饋電網(wǎng)。3）容性負載相量圖的圖2-3(3),比滯后δ，比超前90o，整流器為純?nèi)菪载撦d?？捎米鳠o功動態(tài)補償。4）感性負載相量圖如圖2-3(4)所示,比超前δ，比滯后90o，整流器為純感性負載?？捎米鳠o功動態(tài)補償。2.2矢量控制理論對于PWM整流器的控制，主要是控制調(diào)制電壓up。對于up的控制方法有兩種，一是交流幅相控制，另一種是矢量控制。前者是通過對交流回路計算得到up的大小和相位，后者是通過旋轉坐標系中計算up的兩個分量upd、upq。這兩個分量是直流量，經(jīng)坐標變換后變成三相交流量。前者的技術性能不如后者。下面僅介紹基于矢量控制技術的PWM整流器理論。借助于三相對稱交流電源的空間電壓矢量概念，由三相交流電壓ea、eb、ec合成以同步速ω旋轉的空間電壓矢量E。ω就是交流電源的角速度2πf。在以ω速度旋轉的直角坐標系dq中，定義d軸與E軸重合。d軸相對于發(fā)電機a相繞組軸線的夾角為θ。E是空間電壓矢量的幅值，與相電壓幅值對應。顯然，E在q軸上的分量Eq=0,Ed=E。矢量圖如圖2-4所示。圖2-4E、up、I矢量圖根據(jù)坐標變換原理，三相交流電源ea、eb、ec與電壓空間矢量E的兩個分量Ed、Eq之間的關系為： （2-3）式中：θ－E與a軸之間的夾角，。同理，被調(diào)制的三相交流電壓upa、upb、upc與經(jīng)坐標變換得到的調(diào)制電壓空間矢量up的兩個分量upd、upq之間的關系為， （2-4）三相交流電流ia、ib、ic與經(jīng)坐標變換得到的電流空間矢量i的兩個分量id、iq之間的關系為 (2-5)由式（2-3）～式（2-5）求出ea、upa、ia，然后代入式（2-1），可得到 （2-6） （2-7）式（2-6）、式（2-7）表示在旋轉坐標系中調(diào)制電壓upd、upq與交流電源的電壓空間矢量的幅值Ed、電流有功分量與無功分量之間的關系。2.3電流開環(huán)、電壓閉環(huán)控制系統(tǒng)2.3.1系統(tǒng)結構根據(jù)式（2-6）、式（2-7）可建立直流電壓ud閉環(huán)、電流開環(huán)的PWM整流器的系統(tǒng)控制結構如圖2-5所示。圖2-5電壓閉環(huán)、電流開環(huán)的PWM整流器系統(tǒng)控制結構若作為整流器使用，希望直流輸出電壓ud穩(wěn)定，因此采用ud閉環(huán)控制結構。電壓調(diào)節(jié)器AUR采用PI調(diào)節(jié)器。調(diào)節(jié)器的輸出量表示期望的交流電流有功分量id*。無功分量期望值iq*取決于期望的功率因數(shù)角φ*。若φ*=0，iq*=0。由式（2-6）、式（2-7）的運算可得到在旋轉坐標系中的調(diào)制電壓upd*、upq*，經(jīng)矢量運算得到三相調(diào)制電壓期望值upa*、upb*、upc*，再經(jīng)正弦波脈寬調(diào)制電路，得到六相調(diào)制脈沖，去驅(qū)動六個橋臂的開關器件。2.3.2θ的物理概念及檢測在矢量運算中，需要用到交流電壓空間矢量E相對于a相繞組軸線的空間位置角θ。根據(jù)電壓空間矢量的概念，θ就是交流電源的相位角ωt。由式（2-3）可得ea=(cosθEd－sinθEq)因為Eq＝0，Ed＝E ea=Ecosθ＝Eamcosωt （2-8）式中，E－三相交流電源合成的電壓空間矢量幅值；Eam－a相電源、電壓幅值。由式（2-4）可得 （2-9）式中，up－三相調(diào)制電壓合成的電壓空間矢量的幅值。顯然，upa比ea滯后，這與幅相控制理論是吻合的。當采用式（2-4）計算三相調(diào)制電壓的期望值時，θ的起算點應是a相電源電壓的峰值處，據(jù)此，設計的θ檢測電路如圖2-6所示。uG的正跳為θ的起始點。經(jīng)軟件鎖相后，定時給出θ角的值。2.3.3Ed的物理概念及檢測在矢量運算中，需用到電壓空間矢量的幅E及E在d軸上的分量Ed。由于d軸與矢量E重合，Ed=E，Eq=0。由式（2-7）可得 （2-10）式中，Eav－a相電源電壓的平均值。圖2-6θ檢測電路及波形分析2.3.4仿真分析利用SIMULINK提供的基本模塊建立圖2-5所示結構的整流器的仿真模型如圖2-7所示。仿真參數(shù)：交流側相電壓有效值為120V，L=2mH，R=0.1Ω，直流側濾波電容為1000μf，給定直流輸出電壓為400V。啟動時負載電阻為50Ω，0.2s后再突加50Ω負載。在穩(wěn)態(tài)時，輸出直流電壓穩(wěn)定在400V，而且三相電流與電源電壓同相，實現(xiàn)了單位功率因數(shù)控制，如圖2-8所示。這說明前面分析的電壓閉環(huán)、電流開環(huán)的矢量控制策略是可行的。不足之處在于其動態(tài)性能存在缺陷，如啟動時輸出電壓波動較多，電流幅值過大（ia,b,c），對開關器件造成沖擊。此外電流有功、無功分量（id,iq）跟蹤緩慢，電流動態(tài)響應不理想。圖2-7電壓閉環(huán)、電流開環(huán)的PWM整流器矢量控制仿真模型圖2-8電壓閉環(huán)、電流開環(huán)的整流器仿真結果2.4電壓閉環(huán)、電流閉環(huán)控制系統(tǒng)電壓閉環(huán)、電流開環(huán)控制系統(tǒng)的優(yōu)點是不要檢測交流電流、系統(tǒng)結構簡單、存在的缺點是電流有功分量id、無功分量iq的響應比較慢，影響整流器的動態(tài)抗擾性能。采用電流閉環(huán)系統(tǒng)可克服上述缺點。2.4.1系統(tǒng)結構電壓閉環(huán)、電流閉環(huán)控制的整流器結構如圖2-9所示。id、iq檢測環(huán)節(jié)的原理是通過檢測三相交流電流ia、ib、ic，經(jīng)3/2變換，旋轉變換得到id、iq。3/2變換矩陣見式（2-10） （2-10）旋轉變換矩陣見（2-11） （2-11）ACDR調(diào)節(jié)器是調(diào)節(jié)id的，采用PI調(diào)節(jié)器，調(diào)節(jié)器的輸出量upd1*。ACQR調(diào)節(jié)器是調(diào)節(jié)iq的，亦采用PI調(diào)節(jié)器，調(diào)節(jié)器的輸出量是upq1*。為提高系統(tǒng)的跟隨性能和抗擾性能，增加前饋控制環(huán)節(jié)。Ed、ωLiq、ωLid為前饋控制量。圖2-9電壓閉環(huán)、電流閉環(huán)控制系統(tǒng)結構2.4.2仿真分析仿真參數(shù)同前例，仿真結果如圖2-10所示。圖2-10電壓閉環(huán)、電流閉環(huán)控制系統(tǒng)仿真結果從圖2-10可見：電流閉環(huán)控制系統(tǒng)比起電流開環(huán)控制系統(tǒng)，動態(tài)性能有了明顯的改善。比較結果如下：輸出直流電壓響應啟動時，電流閉環(huán)系統(tǒng)的ud跟隨快。負載擾動時，電流閉環(huán)系統(tǒng)的ud最大降落為23V，恢復時間為0.1s。電流開環(huán)控制系統(tǒng)的ud最大降落28V，恢復時間為0.16s。電流響應電流開環(huán)控制系統(tǒng)在啟動時，三相電流過載倍數(shù)大，響應慢，在啟動和擾動階段，電流有功分量id、無功分量iq的跟隨慢。電流閉環(huán)控制系統(tǒng)在啟動時，三相電流過載倍數(shù)低，響應快。在啟動和擾動階段，電流有功分量id、無功分量iq的跟隨快。2.5三電平電壓源型PWM整流器原理前面詳細介紹了兩電平三相電壓源型PWM整流器，下面分析三電平三相電壓源型PWM整流器的工作原理，兩者最大的區(qū)別在于調(diào)制交流側電壓時對開關器件的控制不同。三電平電壓源型PWM整流器由于開關器件增加了一倍，對開關器件的控制較為復雜。2.5.1功能1）減小整流器交流側電壓的諧波分量；2）提高開關器件頻率的利用率；3）使用低壓管串聯(lián)，輸出電壓高。2.5.2電路結構見圖2-11。圖2-11三電平PWM整流器電路2.5.3電路原理1）驅(qū)動信號（1）采用單極性SPWM脈寬調(diào)制V41、V11的驅(qū)動脈沖ug11、ug41如圖2-12所示。（2）輔助開關器件V12、V42的驅(qū)動信號ug12、ug42與ug11、ug41互補，如圖2-12所示。圖2-12三電平PWM整流器波形分析（SPWM）2）變頻器輸出電壓波形相電壓uAO、uBO及線電壓uAB波形如圖2-12所示。開關器件在每個區(qū)間的工作過程分析如下：1區(qū)間V42、V12被驅(qū)動，若iA滯后uAO的基波電壓，iA反向。iA由直流電源Ud的中性點O經(jīng)D1、V12流入a相交流電源Ea。uAO＝0V，V11承受Ud/2。2區(qū)間V42關斷，V11、V12導通，iA仍為反向。iA由Ud的正極性端經(jīng)V11、V12流入a相交流電源Ea。uAO＝Ud/2。V41、V42承受Ud，每個管子承受Ud/2。3區(qū)間V42、V12被驅(qū)動，若iA滯后uAO的基波電壓，iA為反向。iA由直流電源Ud的中性點O經(jīng)D1、V12流入相交流電源Ea。uAO＝0V，V11承受Ud/2。同1區(qū)間。4區(qū)間V11、V12被驅(qū)動，iA為正，D11、D12、續(xù)流，iA由a相交流電源Ea經(jīng)V11、V12流入Ud的正極性端。uAO＝Ud/2。V41、V42分別承受Ud/2。5區(qū)間V11關斷，V42導通，iA為正，iA由a相交流電源Ea經(jīng)V42、D4流入Ud的中性點O。uAO＝0V，V11、V41分別承受Ud/2。6區(qū)間工作過程同4區(qū)間；7區(qū)間工作過程同5區(qū)間；8區(qū)間工作過程同4區(qū)間；9區(qū)間工作過程同5區(qū)間；10區(qū)間工作過程同4區(qū)間；11區(qū)間工作過程同5區(qū)間。當采用空間矢量調(diào)制（SVPWM）方法時，開關器件的通斷順序與SPWM時不同，其波形分析如圖2-13。圖2-13三電平PWM整流器波形分析（SVPWM）2.6濾波電感和濾波電容的參數(shù)選擇2.6.1交流側濾波電感的選擇1.交流側電感的作用在PWM整流器的設計中，其交流側電感的設計至關重要。這是因為整流器交流側電感的取值不僅影響到電流的波形品質(zhì)，而且還制約著整流器的輸出功率、功率因數(shù)以及直流電壓。通過進一步分析研究，可將整流器交流側電感的主要作用歸結如下：(1)隔離電網(wǎng)電動勢與整流器交流側電壓。通過整流器交流側調(diào)制電壓的幅值、相位的控制可實現(xiàn)整流器四象限運行。(2)濾除整流器交流側諧波電流，從而實現(xiàn)整流器交流側的控制。(3)使整流器控制系統(tǒng)獲得一定的阻尼特性，從而有利于控制系統(tǒng)的穩(wěn)定運行。2.交流側電感的選擇約束條件交流側電感的選擇需滿足以下2個約束條件:電感上壓降盡可能小,一般不大于電源額定電壓的30%；由此條件可得： (2－12)式中 －交流側相電流有效值； －交流電源相電壓有效值。 (2－13)把(2－13)代入(2－12)，得 (2－14)通過上式可算得電感L取值的上限。交流側電流總畸變率THD盡可能小，一般要求低于5%。根據(jù)前面一節(jié)對輸入電流的諧波分析，諧波電流的最大幅值式中－波形系數(shù)，??；－開關器件的開關頻率；－調(diào)制度。而由THD的定義， （THD）max＝≤5% (2－16)聯(lián)立以上兩式，可得 （2－17）通過上式可算得電感L取值的下限。3.舉例說明某一PWM整流器，交流電源相電壓，線電壓為3150V，額定相電流為641A，整流器的輸出電壓；開關器件的開關頻率為1000Hz；期望的交流側諧波電流為額定電流的5％；整流器輸出功率。計算所需的交流濾波電抗器的電感量。由（2－14）式由（2－17）式按交流側諧波電流小于額定電流5％的要求，濾波電抗器的電感量應大于1.75mH。2.6.2直流電壓的選擇在PWM整流器中，直流輸出電壓udc不僅要滿足負載對電壓的要求，而且要能控制流過電感L中的電流為需要波形，這就必須對udc采取一定的限制。從電源控制方面考慮，udc過低，不能完成控制L中電流的任務；udc過高，會提高器件的耐壓定額，增加系統(tǒng)成本，同時也降低系統(tǒng)可靠性。要保證整流器輸入端線電壓不含有與PWM開關頻率無關的低次諧波，直流電壓udc所能調(diào)制成的相電壓峰值必須不小于交流側電壓基波Vp的峰值。即 |Vp|≤Mudc （2－18）式中，M是調(diào)制度，與PWM方式有關。對于三相VSR，若采用三角載波SPWM控制，則M=1/2，而采用空間矢量調(diào)制（SVPWM）控制時，則M=/3。如果上式不能滿足，則輸入端線電壓波形出現(xiàn)畸變，因此電源電流也開始畸變，并且產(chǎn)生相移，從電網(wǎng)吸收無功功率。經(jīng)分析得到直流電壓的約束條件為 （2－19）根據(jù)前例的數(shù)據(jù)，可得2.6.3直流側電容的選擇直流側電容的選擇是三相整流器功率電路設計中的一個重要環(huán)節(jié),選擇的是否合適將直接影響系統(tǒng)的特性及安全性。1.整流器直流側電容的作用整流器直流側電容主要有以下作用：（1）在負載側直流電流突變時會引起直流電壓的降落或超調(diào)，從而會影響后變頻調(diào)速系統(tǒng)的性能。為此要選擇合適的電容容量，以滿足直流電壓的動態(tài)性能指標，最大動態(tài)降落的相對值小于5％。（2）對斬波升壓電路，直流側電容需吸收PWM整流器輸出的脈沖電流，以減小紋波電壓。由于開關期間的開關頻率較高（幾千赫茲），所需電容不大，容易滿足。（3）整流器的負載為交流電動機變頻調(diào)速系統(tǒng)，負載性質(zhì)為感性負載。直流電源和負載之間存在無功交換問題。因此直流側需設置能量緩沖電路，此能量緩沖電路由電容器構成。2.整流器直流側電容的選擇方法1）基于控制系統(tǒng)校正理論的直流側電容選擇方法眾所周知，直流側電容在整流器控制系統(tǒng)中的主要作用是穩(wěn)定直流輸出電壓，而恒定的直流輸出電壓正是整流器控制系統(tǒng)的控制目的，受擾動造成的偏差和恢復時間需滿足一定的指標（即抗擾指標），這就要求對控制器參數(shù)（這里是PI調(diào)節(jié)器參數(shù)）和控制對象的參數(shù)（包括直流側電容）進行設計。即從控制系統(tǒng)抗擾性設計入手，根據(jù)控制系統(tǒng)校正理論，得出直流側電容以及其它控制系統(tǒng)參數(shù)與系統(tǒng)抗擾指標的關系式。這樣就根據(jù)不同的情況可以對直流側電容進行合理的選擇。這種方法把復雜的電路等效成傳遞函數(shù)環(huán)節(jié)組成的控制系統(tǒng)，用自動控制原理分析計算，概念清楚，計算簡便、準確。負載擾動下的PWM整流器的動態(tài)結構圖如圖4-所示。圖2－14負載擾動下整流器動態(tài)結構圖由PWM整流器的直流負載側的電路結構可得出其傳遞函數(shù) （2－20）式中，RL ―直流回路原有的負載電阻，RL＝Ud/IL；iL ―負載擾動前的負載電流；TC ―慣性時間常數(shù)，TC＝RLC；C ―直流側電容量。由電壓調(diào)節(jié)器AVR的輸出id*（電流的有功分量期望值）到id（交流電流的有功分量）之間為一慣性環(huán)節(jié)，由旋轉坐標系的狀態(tài)方程得到。其傳遞函數(shù)為 （2－21）式中，Ti＝L/R；L―交流側濾波電抗器的電感量R―交流側濾波電抗器的直流電阻2）空載狀態(tài)下的擾動調(diào)節(jié)過程分析在空載條件下，RL＝0，突加負載時，擾動調(diào)節(jié)過程的動態(tài)結構圖如圖2－15所示，直流側為一積分環(huán)節(jié)。調(diào)節(jié)對象為一個積分環(huán)節(jié)、一個慣性環(huán)節(jié)。為了提高抗擾性能，應按典型Ⅱ型系統(tǒng)設計電壓調(diào)節(jié)器，AVR采用比例積分調(diào)節(jié)器，取圖2－15空載狀態(tài)下的擾動調(diào)節(jié)動態(tài)結構圖 （2－22） （2－23）于是可得，（2－24）若iL為階躍信號時，udd的最大動態(tài)降落相對值為（2－25）其中，（2－26）那么，實際最大動態(tài)降落電壓為 （2－27）式中，iL―階躍負載電流，A。要求Δudmax不能太大，一般為ud的10％即可。根據(jù)給定的最大動態(tài)降落Δudmax可求出所需的濾波電容，C≥1.624iLTi/Δudmax，(2－28)通過（2－27）式可算得電容所取的下限值。因為Δudmax給定，iL和Ti越大，C取的就越大。3同步電動機直接轉矩控制系統(tǒng)3.1系統(tǒng)結構同步電動機直接轉矩控制系統(tǒng)結構如圖3-1所示。圖3-1同步電動機直接轉矩控制系統(tǒng)3.2磁鏈控制對于恒轉矩控制的變頻調(diào)速系統(tǒng)，在變頻調(diào)速時要保證電動機的定子合成磁鏈恒定。比較理想的方法是采用磁鏈跟蹤技術，即通常講的電壓空間矢量PWM控制技術。3.2.1電壓與磁鏈空間矢量的關系三相交流電壓、、可以合成一個相應的旋轉的電壓空間矢量。合成空間矢量表示的定子電壓方程式為（3－1）式中－定子三相電壓合成空間矢量－定子三相電流合成空間矢量－定子磁鏈空間矢量忽略定子電阻，可得（3－2）那么（3－3）當電動機由三相平衡正弦電壓供電時，定子磁鏈值恒定，其空間矢量以恒速旋轉，磁鏈矢量頂端的運動軌跡呈圓形。用極坐標表示為（3－4）式中Ψm－ΨS的幅值ω1－旋轉角速度由式（3－2）、（3－4）得（3－5）式（3－5）表明，當Ψm一定時，uS的大小與ω1（或f1）成正比，其方向與ΨS正交，即磁鏈圓的切線方向。如圖3－2所示。因此，電動機旋轉磁場的軌跡問題就轉化成電壓空間矢量的運動軌跡問題。圖3－2uS、ΨS矢量圖3.2.2六拍階梯波逆變器與正六邊形空間旋轉磁場六拍階梯波逆變器與電動機的電路結構如圖3－3（a）所示。圖3－3六拍階梯波逆變器電路及波形分析六個橋臂開關器件的驅(qū)動信號為180°的方波，則逆變器的輸出電壓波形如圖3－3（b）所示。若V1、V6、V2導通，此時的電壓空間記為u1，開關狀態(tài)記為100（第1位數(shù)字為A相的開關狀態(tài)，1為上橋臂開關器件導通，0為下橋臂開關器件導通；第2位數(shù)字為B相的開關狀態(tài)；第3位數(shù)字為C相的開關狀態(tài)）。若V1、V3、V2導通，此時的電壓空間矢量記為u2，開關狀態(tài)記為110。依次類推，u3的開關狀態(tài)為010；u4的開關狀態(tài)為011；u5的開關狀態(tài)為001；u6的開關狀態(tài)為101。六個電壓空間矢量按順序互差60°。當V1、V3、V5均導通時，電壓空間矢量記為u7（111），當V4、V6、V2均導通時，電壓空間矢量記為u8（000）。u7、u8兩個電壓空間矢量均為零，因為六個開關器件均不導通，輸出電壓為零。八個電壓空間矢量圖如圖3－3（c）所示。如初始磁鏈為Ψ1，在100開關狀態(tài)時，施加到電動機上的電壓空間矢量為u1，由式（3－3）得，（3—6）式中Δt為施加u1的時間。在Δt內(nèi)施加u1的結果是產(chǎn)生一個增量ΔΨ1，其幅值與u1的大小成正比，方向與u1一致。最后得到新的磁鏈Ψ，Ψ＝Ψ1＋ΔΨ1。當Δt達到與對應時（在50Hz時，），Ψ＝Ψ2。在一個周期內(nèi)，6個磁鏈空間矢量呈放射狀，矢量的尾部在O點，其頂端的運動軌跡是由6個電壓空間矢量所圍成的正六邊形。磁鏈軌跡如圖3－4所示。顯然，在變頻器的一個周期中，磁鏈的脈動分量比較大，帶來的后果是電動機的轉矩脈動分量大，運動時噪聲比較大。圖3－4正六邊形磁鏈軌跡3.2.3圓形磁鏈軌跡的跟蹤控制在變頻調(diào)速時，欲使電動機的磁鏈不變，即磁鏈矢量的頂點軌跡為圓，可以采用磁鏈跟蹤技術。磁鏈跟蹤技術的原理是采用磁鏈閉環(huán)控制。系統(tǒng)結構如圖3－1所示。ΨS*是設定的，ΨS是實際值，其偏差經(jīng)磁鏈滯環(huán)比較器，輸出邏輯值為1或0。磁鏈滯環(huán)比較器功能圖如圖3－5所示。圖3－5磁鏈滯環(huán)比較器功能圖當，且差值達到設定的門坎值時，比較器的輸出。若定子磁鏈ΨS在第一扇區(qū)時，選擇電壓空間矢量u1，使定子磁鏈ΨS增加。若，且差值的絕對值達到設定的門坎值時，，選擇電壓空間矢量u2，使定子磁鏈ΨS減小。磁鏈ΨS的跟蹤控制如圖3－6所示。ΨS的頂點軌跡是多邊性，改變滯環(huán)比較器的門坎值，即改變滯環(huán)比較器的環(huán)寬，可以改變控制效果。環(huán)寬愈窄，ΨS的變化量愈小。當然電壓空間矢量的改變次數(shù)愈多，逆變器的開關頻率愈高。在圖3－6中，若定子磁鏈ΨS逆時針旋轉，ΨS在第Ⅰ扇區(qū)，電壓空間矢量在u1和u2之間切換。若在第Ⅱ扇區(qū)，電壓空間矢量應在u2和u3之間切換。在不同的扇區(qū)，選擇的電壓空間矢量見表3－1。在ΨS逆時針旋轉時，按τ＝1時的開關狀態(tài)選擇。在第Ⅰ扇區(qū)，ΨS偏大，，選u2，ΨS偏小，，選u1。在第Ⅱ扇區(qū)，ΨS偏大，，選u2，ΨS偏小，，選u3。定子磁鏈ΨS順時針旋轉，按τ＝－1時的開關狀態(tài)選擇。在第Ⅰ扇區(qū)，ΨS偏大，，選u4，ΨS偏小，，選u5。在第Ⅱ扇區(qū)，ΨS偏大，，選u5，ΨS偏小，，選u6。關于τ的極性的判斷，見轉矩控制一節(jié)。圖3－6磁鏈跟蹤技術（ΨS逆時針旋轉）表3－1開關狀態(tài)選擇表ⅠⅡⅢⅣⅤⅥ3.2.4磁鏈模型由逆變器所處的開關狀態(tài)和直流電壓Ud可求出同步電動機的三相定子電壓usa、usb、usc，經(jīng)3/2變換得到usα、usβ。通過電流傳感器檢測的isa、isb、isc，經(jīng)3/2變換得到isα、isβ。同步機的定子磁鏈ΨS在αβ坐標系中的兩個分量Ψsα、Ψsβ由下式得到（3－7）（3－8）那么，經(jīng)矢量分析器可得到定子磁鏈Ψs的幅值和空間相位角（3－9）（3－10）3.2.5扇區(qū)的判斷根據(jù)式（3－10）得到的定子磁鏈Ψs的空間位置角，可判斷出空間矢量Ψs所在的扇區(qū)，根據(jù)扇區(qū)可查開關狀態(tài)表。3.3轉矩控制3.3.1轉矩的控制理論同步電動機的轉矩可寫成（3－11）式中－轉子磁鏈矢量的幅值；－定子磁鏈矢量的幅值；－定轉子磁鏈矢量的夾角，即同步電動機的功角。顯然，同步電動機的轉矩與、的幅值和夾角有關。在不變的條件下，同步電動機的轉矩與的幅值和有關。同步電動機的勵磁電流If決定了的大小，而If由同步電動機的負載和功率因素決定。在功率因數(shù)和負載不變的條件下，If和不變。在不變的條件下，同步電動機的轉矩只與有關。也就是說改變功角就改變了同步電動機的轉矩。轉子磁鏈矢量位于轉子繞組軸線上，因此的轉速就是轉子的轉速，由于機械慣性的原因，的轉速是相對恒定的。若要改變，需要改變的轉速。在電動狀態(tài)，在前，在后，選擇非零電壓空間矢量，可使的轉速增加，增加，轉矩Te增加。選擇零電壓空間矢量，的轉速為零，減小，轉矩Te減小。在制動狀態(tài)，在前，在后，選擇非零電壓空間矢量，可使的轉速增加，導致減小，轉矩Te減小。選擇零電壓空間矢量，的轉速為零，導致增加，轉矩Te增加?？傊?，選擇不同的電壓空間矢量，讓走走停停，可以改變，從而達到改變轉矩的目的。轉矩滯環(huán)比較器的功能圖如圖3－7所示。轉矩期望值Te*由速度調(diào)節(jié)器給出，實際轉矩Te由轉矩模型給出。圖3－7轉矩滯環(huán)比較器功能圖下面分析四象限運行時對開關狀態(tài)表的選擇。1）正向電動狀態(tài)（n>0,Te>0）由于是電動狀態(tài)，n*略大于n，Te*>0，Te>0，ΔTe＝Te*－Te。若Te偏小且ΔTe大于滯環(huán)比較器的環(huán)寬時，τ＝1，選非零電壓空間矢量，若在第Ⅰ扇區(qū)，選u1和u2，讓走起來，增加，轉矩Te增加。若Te偏大，ΔTe≤0，滯環(huán)比較器的輸出τ＝0，選擇零電壓空間矢量u7或u8，讓停下來，減小，轉矩Te減小。此時，的旋轉方向為逆時針。2）正向制動狀態(tài)（n>0,Te<0）由于是制動狀態(tài)，n*略小于n，Te*<0，Te<0。若Te偏大，ΔTe>0，當ΔTe大于比較器的環(huán)寬時，τ＝1，選非零電壓空間矢量，若在第Ⅰ扇區(qū)，選u1或u2，讓走起來。由于超前于，減小，轉矩Te減小。若Te偏小，ΔTe≤0，τ＝0，選擇零電壓空間矢量u7或u8，讓停下來，增加，Te增加。此時，的旋轉方向為逆時針。3）反向電動（n<0,Te<0）由于是電動狀態(tài)，|n*|略大于|n|，Te*<0，Te<0。若Te偏小，ΔTe<0，且|ΔTe|大于比較器的環(huán)寬時，τ＝－1，選非零電壓空間矢量，若在第Ⅰ扇區(qū)，選u5和u4，讓走起來，增加，轉矩Te增加。若Te≥0,τ＝0，選擇零電壓空間矢量u7或u8，讓停下來，減小，達到使Te減小的結果。此時，的旋轉方向為順時針（參考圖3－8）。4）反向制動（n<0,Te>0）由于制動狀態(tài)，|n*|略小于|n|，Te*>0，Te>0。若Te偏大，ΔTe<0，且|ΔTe|大于比較器的環(huán)寬時，τ＝－1，選非零電壓空間矢量，若在第Ⅰ扇區(qū)，選u5和u4，讓走起來，由于超前于，使減小，Te減小。若Te偏小，Te≥0,τ＝0，選擇零電壓空間矢量u7或u8，讓停下來，增加，達到使Te增加的結果。此時，的旋轉方向為順時針（參考圖2－9）。圖3－8順時針旋轉磁鏈跟蹤控制3.3.2轉矩模型1.同步電動機在dq坐標系中的矢量圖同步電動機的兩相同步旋轉dq坐標系上的矢量圖如圖3－9所示，勵磁電流空間矢量If與d軸重合，定子電流空間矢量iS在dq軸上的分量為isd、isq。dq坐標系和iS、If以同步速ω旋轉。d軸（即轉子軸）相對于定子A相繞組的夾角θ是同步轉速ω的積分值。圖3－9同步電動機矢量圖2.同步電動機在dq坐標系上的磁鏈方程同步電動機在dq旋轉坐標系上的磁鏈方程為（3－12）（3－13）（3－14）（3－15）（3－16）式中－等效兩相定子繞組d軸自感，；－等效兩相定子繞組q軸自感，；－等效兩相定子繞組漏感；－d軸定子與轉子繞組間的互感，相當與同步電動機原理中的d軸電樞反應電感；－q軸定子與轉子繞組間的互感，相當與同步電動機原理中的q軸電樞反應電感；－勵磁繞組自感，；－d軸阻尼繞組自感，；－q軸阻尼繞組自感，。由于有凸極效應，在d軸和q軸上的電感是不一樣的。3.同步電動機在dq軸上的轉矩同步電動機在dq軸上的轉矩為（3－17）把式（3－12）、（3－13）代入式（3－17），得（3－18）式中np－同步電動機的極對數(shù)觀察式（3－18）各項，不難看出每一項轉矩的物理意義。第一項是轉子勵磁磁動勢（）和定子電樞反應磁動勢轉矩分量（）相互作用所產(chǎn)生的轉矩，是同步電動機主要的電磁轉矩。第二項是由凸極效應造成的磁阻變化在電樞反應磁動勢作用下產(chǎn)生的轉矩，稱作反應轉矩或磁阻轉矩。這是凸極電機特有的轉矩；在隱極電機中，，該項為0。第三項是電樞反應磁動勢與阻尼繞組磁動勢相互作用的轉矩，如果沒有阻尼繞組，或者在穩(wěn)態(tài)運行時阻尼繞組中沒有感應電流，該項為零。只有在動態(tài)中，產(chǎn)生阻尼電流，才有阻尼轉矩，幫助同步電動機盡快達到新的穩(wěn)態(tài)。在式（3－18）中，阻尼繞組電流、為（3－19）（3－20）式中；；－阻尼繞組在d軸上的電阻；－阻尼繞組在q軸上的電阻；－磁化電流在d軸上的分量；－磁化電流在q軸上的分量；（3－21）（3－22）在式（3－18）中，、是定子電流空間矢量在旋轉的dq坐標系中的兩個分量，、是通過旋轉變換得到的，如圖3－1所示。3.4勵磁電流及功率因數(shù)控制3.4.1勵磁電流的期望值由同步電動機原理可知，控制同步電動機轉子勵磁電流可以控制同步電動機的功率因數(shù)。根據(jù)設定的功率因數(shù)和負載大小來調(diào)節(jié)勵磁電流。在定子電流和穩(wěn)定時，阻尼繞組電流、均為0。那么由式（3－12）、（3－13）可知定子磁鏈空間矢量的兩個分量、為 （3－23） （3－24）定子合成磁鏈空間矢量由、兩個分量合成，其幅值為若磁鏈軸M定義為與定子磁鏈矢量重合，在MT坐標系中，定子繞組中產(chǎn)生的感應電動勢矢量位于T軸上。若忽略定子繞組電阻，定子電壓空間矢量。若同步電動機期望功率因素為1，，定子電流矢量位于T軸上。若忽略凸極效應，，空間矢量是由與兩個分量合成，由于矢量垂直于矢量，那么可得到 （3－25）由此可得到期望的勵磁電流為 （3－26）式中－為使功率因素為1，期望的勵磁電流；－期望的定子合成磁鏈，應為恒定值；合成電流矢量的幅值為 （3－27）3.4.2勵磁電流控制勵磁電流由電流閉環(huán)調(diào)節(jié)系統(tǒng)來控制。電流環(huán)的結構如圖3－1所示。由晶閘管整流器V、觸發(fā)裝置、電流調(diào)節(jié)器ACR、勵磁電流檢測等環(huán)節(jié)組成。電流調(diào)節(jié)器ACR采用PI調(diào)節(jié)器，可實現(xiàn)無靜差調(diào)節(jié)。由于同步電動機的轉子勵磁繞組的電磁慣性時間常數(shù)較大，為保證勵磁電流對期望的快速跟隨，要設置較大的強勵倍速，即晶閘管整流器的最大輸出電壓要比額定勵磁電壓高3－4倍。3.5凸極同步電動機直接轉矩控制系統(tǒng)仿真結果3.5.1仿真所選的凸極同步電機參數(shù)1．技術數(shù)據(jù)：型號：TDZBS3500-12；功率：3500KW；電流：1358.4A；電壓：1570V；額定轉矩：668KN·m；功率因數(shù)：0.9874；頻率：5/12HZ；轉速：50/120/r/min；極對數(shù)：6；三相Y形接法；絕緣等級：F/F；技術條件：OA512.697。折算到電動機軸上的總轉動慣量J=23030kgm2?？蛰d勵磁電流=235.1A，空載勵磁電壓=65.4V，滿載勵磁電流=441.1A，滿載勵磁電壓=168.6V，滿載效率=0.9595。2．電磁參數(shù)標幺值：，，，，，，，，，，，（下標σ表示各繞組漏感）。3．電機基值參數(shù)定子的基值:定子相電流的基值—1920.78A,定子相電流的基值—1281.74V,定子角頻率的基值—1.4rad/s,定子阻抗的基值—0.6673Ω,定子功率的基值—3692.9226KVA,定子磁鏈的基值—40.82Web,定子電感的基值—0.02125H,轉矩的基值—706.1KN·m,勵磁電壓基值—10201.1V勵磁繞組磁鏈基—324.89Web,勵磁電感的基值—0.8975H,勵磁阻抗的基值28.18Ω。轉動慣量的標幺值~,慣性常數(shù)3.5.2仿真系統(tǒng)的組成利用MATLAB仿真工具建立的仿真模型，整體設計框圖如圖1所示，根據(jù)模塊化的建模思想，將控制系統(tǒng)分割為各個獨立的子模塊，該系統(tǒng)主要有八部分組成，分別是：電勵磁凸極同步電動機模塊（synchronousmotor），定子磁鏈觀測模塊、轉矩觀測模塊(Torquemodulationsandian)、當前磁鏈扇區(qū)位置判斷模塊（Sn）、逆變器開關電壓矢量表選擇模塊（nishizhenchaxun）、勵磁電流給定估算模塊（PAC），功率因數(shù)檢測模塊及坐標變換模塊等。模型全部采用模塊搭建。圖3－10凸極同步電動機直接轉矩控制系統(tǒng)的仿真結構圖3.5.3凸極同步電動機直接轉矩控制系統(tǒng)的仿真結果1.仿真條件在上述1.1節(jié)電機參數(shù)下對提升機的重載工況，提升機一個提升周期的加速、等速、減速和低速爬行的階段進行系統(tǒng)的仿真。電機的額定頻率設定為5HZ。電機負載為恒轉矩負載，設定為0.5（標幺值）。仿真參數(shù)設置如下：0~8秒，系統(tǒng)進行加速階段的仿真，8~9秒進行等速階段為的仿真，等速值為1（標幺值），9~17為減速階段，17~18秒為系統(tǒng)的爬坡階段，爬坡速度設定為0.05（標幺值）。2.系統(tǒng)的仿真結果在上述的仿真條件下對系統(tǒng)進行一個提升周期的仿真，系統(tǒng)的仿真結果如圖3－11（a）~圖3－11（i），以下仿真波形，橫坐標均為時間t，單位為s，其他參數(shù)如無特別說明均為標幺值。系統(tǒng)仿真結果表明波形符合理論分析，系統(tǒng)運行平穩(wěn)，具有較好的動、靜態(tài)性能，在穩(wěn)態(tài)時，具有較高的功率因數(shù)，能夠體現(xiàn)直接轉矩控制的優(yōu)良特性。同時也為進一步分析和設計電勵磁凸極同步電動機直接轉矩的系統(tǒng)提供了有效的手段和工具。圖3－11（a）電機定子磁鏈軌跡圖3－11（b）電機轉速曲線圖3－11（c）電磁轉矩圖3－11（d）電機三相定子電流曲線圖3－11（e）電機等速階段三相電流放大圖圖3－11（f）電機勵磁電流曲線圖3－11（g）縱軸阻尼繞組電流圖3－11（h）橫軸阻尼繞組電流圖3－11（i）等速段電機功率因數(shù)4ACS6000sd傳動系統(tǒng)4.1脈寬調(diào)制整流器4.1.1單元電路1.同步配合脈寬調(diào)制PWM整流器的原理是通過調(diào)節(jié)三相調(diào)制電壓的幅值和相位來調(diào)節(jié)交流電流的大小和相位的，從而達到調(diào)節(jié)整流器的功率因數(shù)。三相調(diào)制電壓的相位，是相對交流電源的相位差。在第二章中，已對電源相位檢測的必要性和檢測的方法做了介紹。ACS6000sd系統(tǒng)的同步配合電路如附圖4－1所示。三相同步電壓來自同步變壓器T1101,一次側110V，二次側9V，連接組別yy-12，T1101的一次接入10KV的電壓互感器的二次側，電壓互感器連接組別為yy-12。整流變壓器的連接組別為dy-11。因此，a相同步電壓相位比主電路A1相電壓滯后30○。在調(diào)試時，按此相位差設定相應的關系。在此需要說明的，在變電所檢修、高壓開關檢修時，需要注意接線不能有誤，不然同步配合不正確，會給出同步電源故障信息。在進行矢量運算時，需要用電源電壓的空間矢量的幅值Ed，通過對三項同步交流電壓的瞬時值檢測，可得到Ed，運算公式為（4－1）（4－2）2.交流輸入濾波電路交流輸入濾波電路如附圖4－1所示。等效電路如圖4－1所示。此為T形濾波電路，L1為整流變壓器的漏感，由于整流變壓器的短路電壓為12％，那么△U=在圖4－1中，L2=0.35mH，L1+L2=1.45mH。這兩個電感的作用是斬波升壓電路所必須的。L3、C1的作用是濾波，濾除整流器交流電流中的諧波分量。，。圖4－1IFU等效電路3.三電平整流器（ARU）1）開關器件開關器件采用“集成門極換向晶閘管”IGCT,它由功率器件GCT（改進的可關斷晶閘管）和門極換向電路板組成。IGCT的結構如圖4－2所示，門極驅(qū)動電路需要20－24V的直流電源。驅(qū)動板設有單獨的開通電路和關斷電路。邏輯監(jiān)控電路對GCT的狀態(tài)進行監(jiān)控，若功率開關器件損壞，通過驅(qū)動板上的發(fā)光二極管顯示。若驅(qū)動電源有故障，也通過發(fā)光二極管顯示。通過光纖，給出高電平，GCT導通，給出低電平，GCT關斷。圖4－2IGCT門極驅(qū)動結構2）驅(qū)動電源ACS6000sd系統(tǒng)的驅(qū)動電源采用開關電源，由于每個IGCT的陰極電位不同，因此每只開關器件需要一路單獨的直流電源，三電平三相橋整流器共需要12只單獨的24VDC電源電源的結構如圖附4－3所示。三個電源模塊分別供三相橋臂的IGCT相模塊，每塊電源有4路24V的驅(qū)動電源。還有一路24V的電源供其他作用。另外為保證IGCT的工作可靠，對每一相驅(qū)動電源進行監(jiān)控，監(jiān)控信號通過光纖送到接口板。由于300V的直流側的設置大容量電解電容（C1026、C1027）,在停電時，可保證一秒的延時供電效果。在ARU的運行時，每路24V驅(qū)動電源都帶有高電位。3）續(xù)流二極管每一個IGCT元件反并聯(lián)一只續(xù)流二極管。當上橋臂上的IBCT關斷時，通過下面的續(xù)流二極管續(xù)流，以保證電流的連續(xù)。見附圖2－2所示。4）嵌位電路每一個橋臂都設置一個嵌位的電路，如圖4－3相模塊電路所示。VS1、R1、C1組成上橋臂吸收電路，當VF1、VF2關斷時，流經(jīng)L1和導線的電流流過VS1對C1充電，由于C1兩端的電壓不能突變，從而限制加到上橋臂開關器件的電壓上升率，當C1兩端的電壓大于，L1將通過R1放電，從而限制了C1兩端的最高電壓。圖4－3相模塊電路結構5）零電平電路在圖4－3中，VN1、VN2是為零電平提供通道的。當僅有VF2導通時，DC_NP通過VN1、VF2為L1相提供零電平。當僅有VF3導通時，DC_NP通過VN2、VF3為L1相提供零電平。Rs1平衡電阻，在所有IGCT關斷時，施加在VF1、Rs1、VN2上，VN2承受正向陽極電壓，為低阻狀態(tài)，Rs1僅為12KΩ，因此VF1反承受。同理，由于Rs1的作用，VF4也僅承受。6）di/dt限制電抗器L1、L2兩只電抗器用來限制流過正負直流母線上的di/dt,以達到對IGCT的過di/dt保護。7）快速電路檢測器FSCD在電抗器L1、L2上裝設兩塊來自快速電路檢測裝置FSCD,其原理是利用電抗器的磁場強弱來檢測直流回路電流大小，從而判斷是否短路。電路結構見附圖4－2。短路信號通過光纖傳輸?shù)浇涌诎錓NT。由于設置了快速短路檢測器FSCD，可以快速的關段IGCT，所以在橋臂上，在直流回路中就不再設置快速熔斷器及快速開關。這是本系統(tǒng)的一大優(yōu)點。8）直流電壓檢測直流電壓檢測電路如附圖2所示，可單獨檢測直流電壓正母線DC_+對直流電壓中性點DC_NP的電壓（Ud）、DC_+對DC_NP對電壓（Ud）。兩個Ud相加得直流側總電壓Ud，兩個Ud相減得正負母線的電壓差值。由于是電容分壓，必然存在正負母線對中性點DC_NP電壓不對稱現(xiàn)象。檢測的直流電壓送到附圖4的光電轉換板CVM1（原圖＝ARU－313），變成光信號送到接口板INT1。9）三相交流電流檢測檢測電路見附圖4－2所示，經(jīng)三只電流互感器檢測三相交流電流。電流互感器的二次電流，經(jīng)處理電路得三相電壓信號IU、IV、IW，IU、IV、IW送光電轉換板INT1。此三相電流信號經(jīng)坐標變換后變成有功分量和無功分Id量Iq，作為電流反饋信號。同時作為過電流判斷的依據(jù)。10）直流磁化檢測在附圖2中，電壓檢測環(huán)A3001、A3002是檢測整流器交流側調(diào)制電壓，該調(diào)制電壓應正負半周對稱。若正負半周不對稱說明整流器有故障。會導致整流變壓器二次側含有直流負載電壓，變壓器磁路中含有直流磁化分量，從而導致磁路的飽和，整流變壓器發(fā)熱。A3001與A3002將檢測的交流調(diào)制電壓經(jīng)處理電路后，檢測其中的直流分量，將直流分量經(jīng)光纖送到接口板INT，由有軟件判斷直流磁化的程度，從而采取相應的處理措施。4.直流回路1）濾波電路電路如附圖5所示，正負電源各有3組電容并聯(lián)，每組位1600μF/2866V。濾波電容的作用主要有兩個，其一是減小整流器輸出直流電壓Ud中的諧波分量，因為通過開關器件的電流是脈沖電流，對電容充電的電流也是脈沖電流；其二是穩(wěn)定直流電源的動態(tài)電壓，因為直流電壓的穩(wěn)定性能受負載（即逆變器的功率）沖擊，若濾波的電容量小，在負載沖擊時直流電壓會產(chǎn)生較大的動態(tài)降落。2）預充電單元由于直流回路的電壓比較高（達4900V），濾波電容量大，在直流電壓為零（或低電壓）的條件下，整流器的交流斷路器合閘，則會產(chǎn)生相當大的交流沖擊電流，會損壞開關器件，也會造成電網(wǎng)母線的瞬時降落，影響相鄰負荷。解決這個問題的辦法是設置小容量的預充電單元。預充電單元電路如附圖5所示。由變壓器T7901、整流二極管7901～7908、低壓開關Q1003、高壓開關K7201組成。由于3.3KVA變壓器（二次側電壓為3900V）的內(nèi)阻抗可達300歐，因此，當高壓開關K7201、低壓開關Q1003合上后，預充電電壓按指數(shù)曲線上升。當預充電電壓達4200V時，充電基本結束。此時，可合主斷路器，脈寬調(diào)制整流器工作。由于初始電壓已達4200V，脈寬調(diào)制整流器初充電時沖擊電流很小，很快達到額定直流電壓，使得充電過程平穩(wěn)。預充電過程的持續(xù)時間約為40秒左右。3）過電壓限制為防止因整流器故障而引起的直流側電壓Ud過高，導致?lián)p壞開關器件、濾波電容，設置過電壓限制單元電路，如附圖4－5所示，由二只IGCT元件及驅(qū)動電路，放電電阻R7501、7502組成。當直流電壓Ud過高時，AMC板對二只IGCT發(fā)出脈沖驅(qū)動信號，使IGCT工作在脈沖導通狀態(tài)，直流回路濾波電容2上的電壓通過吸收電阻R7501、7502放電。為對放電效果進行監(jiān)視，設置了放電電阻檢測電路，將檢測到的電壓信號通過光纖送到接口板INT1。由于放電吸收電阻R7501、7502的功率比較小，又是自然風冷，吸收的能量有限。因此只能短時的吸收過電壓。過電壓持續(xù)時間太長時應分斷主斷路器的電源。另外主斷路器分斷時，應讓使過電壓吸收電路的IGCT導通，將濾波電容兩端的電壓通過R7501、7502放掉。4）接地開關接地開關電路如附圖4－2，在柜門打開檢修時，接地開關Q7121應閉合，將直流母線接地，濾波電容兩端的電壓完全放掉。以保證檢修人員的安全。對Q7121合閘與分斷的操作是由MAC3的程序?qū)崿F(xiàn)的。當D0820板的D007通道輸出高電平時，Q7121開關得電吸合