第三章 典型應用電路 (1)

電子設計教程第3章典型應用電路第3章典型應用電路無論是何種性質的系統(tǒng)都是由許多功能電路模塊組成的，這些功能模塊之間的不同組合可以構成不同的功能系統(tǒng)，了解并熟識這些功能電路是設計系統(tǒng)的基礎，本章對系統(tǒng)中的典型應用電路做簡單介紹，這些電路的設計及取值都是經(jīng)過實驗論證的，但實際設計時由于實驗環(huán)境等因素的影響，結果還是會有所不同，設計者應僅以本文所給數(shù)據(jù)為參照，自行探索，才能發(fā)揮電路的最佳性能。3.1限幅放大電路對信號測量時，微弱信號需要先經(jīng)過放大才能被檢測出來。但當輸入信號的幅值變化范圍較大時，如果對信號放大同樣倍數(shù)，則可能出現(xiàn)信號較強時超出后級處理芯片的測量范圍，而信號較弱時卻不能夠被后級處理芯片識別的情況。使用程控放大可以解決這個矛盾，但很多情況只是對信號進行頻率或者相位的測量，只需要知道信號的周期(自變量2)信息，而非幅值(自變量1)信息，使用程控放大就不是很有必要了。這種情況下，通常采取限幅放大。限幅放大電路*的主要功能：設定一個限定最大幅值Vmax(通常為后級芯片能處理的輸入信號最大幅值)，放大電路按設計的增益放大信號，當放大后的信號幅值為0～Vmax時正常輸出；當放大后的信號幅值超過此量程時，放大電路輸出幅值取上限Vmax。C1作用？第1、2級間為何無電容？R4、R6可否取消？I2i過大的后果？此限幅放大器由前級同相放大、限幅放大和電平轉換電路三部分組成：前級同相放大電路主要起到放大、隔離－阻抗變換的作用；限幅放大電路采用二極管1N4148實現(xiàn)負反饋橋式限幅。反饋支路箝位電壓為2x0.7+UVD1=5V，當UO1剛脫離0進入正半周時運放負飽和；反之UO1剛進入負半周時運放正飽和。飽和時UO2絕對值超過5V，橋式電路的二極管導通，穩(wěn)壓二極管工作，形成負反饋閉環(huán)放大，U－=0，從而將UO2鉗位于+或-5V左右(<<±12V)，故運放不易進入飽和狀態(tài)，該電路實為邊沿不夠陡峭的整形電路；電平轉換電路再將放大后的信號經(jīng)過0比較器后整形為陡峭的方波信號，便于后級電路處理。限幅放大級Ri=R4，因I2i=I2o－R4取值偏小會導致I2o過大，燒壞運放U2(當I2o接近U2極限時運放飽和電壓=5V?)。上圖中當負載小時接上拉電位器R6，這樣通過調節(jié)R6可保證輸出TTL電平。但最好選

VA、VD分開的MAX902這樣的運放來直接整形。采用負反饋橋式限幅電路可實現(xiàn)雙向限幅，限幅效果好，可減少單個穩(wěn)壓管的承壓能力(3.6V)，而擊穿時的電流取決于外電路。此橋式電路中，二極管的選取比較重要，因反向擊穿時U隨I擊穿=IR4微變，故應注意IR4與U的匹配；如果采用線性度較差的二極管，還會造成輸出與輸入信號間的相位偏移，并且偏移會隨頻率的變化而改變。因此應當采用線性度好、反應速度快的二極管，如IN4148，以保證輸入輸出信號的線性相位關系。由于限幅器一級的輸入輸出電壓的振幅都很大(周期不變時信號振幅越大則變化率越大)，為避免失真電路中的運放芯片應該選取高擺率、輸出電流大(KCL)、耐壓高的運放。同時，為使進入限幅器的信號更加穩(wěn)定，應選取增益帶寬積較大的電壓反饋型運放(CFB貴)。綜合以上因素，可選取LF356。如果過零比較器的輸出波形出現(xiàn)邊緣抖動現(xiàn)象，原因多半是比較器的電路設計不合理。一方面可以在過零比較電路(LM311或者LM393等)中增加補償網(wǎng)絡，使得輸出波形更加穩(wěn)定；另一方面還可將比較器電路中的電阻R5用電位器代替，調節(jié)電位器到合適的阻值，使得波形達到最佳效果，削弱波形抖動。最后，為使比較輸出的方波信號邊沿陡峭,可采用兩級施密特觸發(fā)器(反相施密特－電壓串聯(lián)正反饋、同相施密特－電壓并聯(lián)正反饋)對其整形。實驗表明，這樣做在使邊沿陡峭的同時還能減少信號毛刺。若不采用限幅放大電路而采用固定增益放大電路，當放大器輸出信號幅值接近運放的工作電壓12V時也會被削平，原因是運放進入飽和。但此時運放工作在極限狀態(tài)，容易引入不穩(wěn)定因素，對電路的穩(wěn)定性和功耗方面提出了很高的要求，長時間的超量程工作也會對運放本身造成損害。3.2運放參數(shù)測試電路無論是放大電路、比較電路，還是隔離電路，運算放大器都是這些電路的核心器件。運算放大器的合理運用，對模擬電路的設計來說十分重要，在前章中已經(jīng)就集成運放芯片的選擇作過簡要介紹，但在使用運算放大器前，應當充分理解運算放大器的特性及相應特性參數(shù)的測量。故此，本文介紹一個運放參數(shù)的測試電路，利用此電路可以測量運放的輸入失調電壓、輸入失調電流、差模開環(huán)交流電壓增益和共模抑制比等基本參數(shù)。3.2.1運放參數(shù)測量介紹通常運放的參數(shù)測量是根據(jù)運放各種參數(shù)的定義將待測運放接成共模或差模輸入方式來實現(xiàn)的，測試電路因測量參數(shù)的不同而異，要實現(xiàn)不同參數(shù)的測量，測試過程復雜。另有一種采用“被測器件－輔助運放”模式的運放參數(shù)測量電路，籍被測運放和輔助運放以構成穩(wěn)定的負反饋網(wǎng)絡，從而使輸出電壓嵌位于預置電壓，將小電壓、小電流轉換為伏特級的電壓進行測試。以下給出的圖形為“被測器件－輔助運放”模式的運放參數(shù)測量原理電路圖。(1).利用輔助運放測量VIO、IIO的測試原理圖①閉合K1、K2，測得輔助運放的輸出電壓為VL0，則有：②閉合K1、K2，測得輔助運放的輸出電壓為VL0；斷開K1、K2

，測得輔助運放的輸出電壓為VLI，則有：(2)利用輔助運放測量AVD的測試原理圖

設信號源輸出電壓為VS，測得輔助運放輸出電壓為VL0，則有(3).利用輔助運放測量KCMR的測試原理圖設信號源輸出電壓為VS，測得輔助運放輸出電壓為VL0，則有3.2.2輔助運放法通用測量電路設計分析輔助運放法的測試原理圖，各參數(shù)的測量電路雖不同，但仍有大部分近似的電路。將、、和四個參數(shù)的測試電路簡化為一個標準測試模板，通過按鍵控制不同參數(shù)測試電路的選擇，避免了因不同電參數(shù)測試電路不同而使得測不同參數(shù)時需插拔待測芯片，符合實際測試的標準。通用標準測試電路

按鍵S1、S2、S3、S4的編碼為0000時，接通測量VIO的電路為0100時，接通測量IIO的電路；為0011時，接通測量AVD的電路為1010時，接通測量KCMR的電路。在實際制作電路時，輔助運放的性能對被測運放的參數(shù)測量影響非常大，其性能不好可能會引起閉環(huán)回路的寄生振蕩。輔助放大器需滿足下列基本要求：(1).開環(huán)增益應大于60dB；(2).輸入失調電流及輸入偏置電流應足夠小；(3).輸入共模電壓范圍應足夠大，應具有足夠的穩(wěn)定性。根據(jù)各種運放的性能比較，可選擇AD620作為輔助運放。AD620的特性參數(shù)如表所示。最大輸入失調電流最大輸入偏置電流最大輸入失調電壓最小共模抑制比30pA2.0nA125uV93dB另外，為了保證測試精度，要求：R、Ri、Rf的阻值準確測量；R1、R2的阻值盡可能一致；IIO與R的乘積遠大于VIO；IIO與Ri//Rf的乘積應遠小于VIO。測試電路中的電阻值建議取：Ri=100Ω、RL=10kΩ

Rf=10kΩ~100kΩ、R1=R2=20kΩ、、R=1MΩ由于運放的單位增益帶寬積BWG的測量需要掃頻信源，測量電路與其它參數(shù)的測量電路出入也較大，因此可單獨進行測量。測量輸入掃頻信源后運放的輸出幅值，當測得的幅值為輸入幅值的0.707倍時停止掃頻，這樣就可以測得BWG。要實現(xiàn)測試電路的自動化，只需將標準測試電路中的按鍵用繼電器代替，并用數(shù)字電路控制繼電器的通斷即可。雖然電路的通斷選擇也可以采用模擬開關實現(xiàn)，但模擬開關存在導通電阻，即通道選通時會將導通電阻加于電路中，從而引入測量誤差。通過添加補償電容便可避免因繼電器的電路分布參數(shù)大而引起的閉環(huán)測試回路寄生振蕩。3.3鎖相技術原理與應用所謂鎖相，就是相位同步的自動控制。完成兩個信號間相位同步的閉環(huán)自動控制系統(tǒng)叫做鎖相環(huán)，也稱PLL(PhaseLockedloop)。3.3.1鎖相環(huán)概述典型的鎖相環(huán)由鑒相器(PhaseDetector)、環(huán)路濾波器(LoopFilter)、壓控振蕩器(VoltageControlledOscillator)三部分組成。鑒相器是一個相位比較裝置，用來檢測輸入信號與反饋信號之間的相位差；環(huán)路濾波器具有低通特性，是低通濾波器，但更重要的是它對環(huán)路參數(shù)調整起著決定性的作用，比如防止自激振蕩，所以不能是普通的LPF；壓控振蕩器是一個電壓－頻率轉換裝置，在環(huán)路中作為被控振蕩器其振蕩頻率隨控制電壓而變。LoopFilter當H(s)=s+a=a+j

時s1=-a為一階負實零點，

=argtg

/a，當=a時

=argtg1=/4；≤s1/10時

≤

argtg0.10；≥10s1時

≥

argtg10

argtg

=/2，在高頻段一階零點導致相位超前

/2。當H(s)=s-a=-a+j

時s1=a為一階正實零點，

=argtg

/(-a)，當=a時

=argtg(-1)=-/4；無論零點是正是負，

都永遠為正！當H(s)=1/(s+a)=1/(a+j)時s1=-a為一階負極點，

=-argtg

/a，當=a時

=-/4；≤

s1/10時

0；≥

10s1時

-argtg

=-/2。在高頻段一階極點導致相位滯后

/2，這就是普通的一階RC積分低通濾波器。在高頻段△=-/2，高頻干擾信號就可能滿足自激振蕩的相位條件，而環(huán)路增益往往>1滿足幅度條件，故極易形成自激振蕩。無源比例積分濾波器：H(∞)=R2/(R1+R2)=SR2C/S(R1+R2)C，當s較大時H(S)≈(1+SR2C)/[1+S(R1+R2)C]，一階負極點s1=-1/(R1+R2)C，一階負零點s2=-1/R2C，s1<s2。故S≥s2后s1、s2的作用互相抵消：增益保持不變=H(∞)；R1越小零、極點越靠近，極點單獨發(fā)揮作用的頻段(0.1s1~0.1s2)、零點單獨發(fā)揮作用的頻段(10s1~10s2)就越窄，系統(tǒng)的△就越小。當S≥10s2后△=/2+(-/2)=0，則自激振蕩的相位條件將很難滿足。有源比例積分濾波器(當運放開環(huán)A足夠高時可近似為理想積分濾波器－分母=sτ)運放接為反相放大器形式，反饋網(wǎng)絡為阻容R2、C串聯(lián)，H(S)≈-(1+SR2C)/SR1C。則一階極點s1=0，H(0)=∞，10s1=0故0頻處

=-/2已達極限，0頻后的相位將單獨受零點的影響

；一階負零點s2=-1/R2C，s1<s2。故S≥s2后s1、s2的作用互相抵消：增益保持不變=H(∞)=-R2/R1，可見該濾波器具有低通特性和比例作用；

在0.1s2處開始返回，在s2處△=(-/2)+/4=-/4

，當S≥10s2后△=/2+(-/2)=0，則自激振蕩的相位條件將很難滿足。鎖相環(huán)技術涉及到的術語有：

(1).鎖相環(huán)是完成相位同步的自動控制環(huán)路，當環(huán)路的輸出信號頻率與輸入信號的頻率一致時稱為鎖定.(2).從輸入信號加到鎖相環(huán)路的輸入端開始一直到環(huán)路到達鎖定的全過程稱為捕獲過程。

(3).捕獲過程需要的時間稱為捕獲時間。

(4).保證環(huán)路必然進入鎖定的最大固有頻率值稱為捕獲帶。3.3.2鎖相環(huán)應用舉例

鎖相技術應用廣泛，例如：廣播電視、通信雷達、跟蹤濾波、同步濾波、調制與解調、頻率合成、頻率變換、載波同步、時鐘同步、位同步等。本文就其基本應用介紹如下。

(1).頻率合成(2).倍頻(3).V/F轉換(1).頻率合成

頻率合成器是將一個高精度和高穩(wěn)定度的標準參考頻率，經(jīng)過混頻、倍頻與分頻等步驟對其進行加、減、乘、除的四則運算，最終產(chǎn)生大量的具有同樣精度和穩(wěn)定度的頻率源。頻率合成的方法主要有三種。最早的合成方法稱為直接頻率合成，它是利用混頻器、倍頻器、分頻器和帶通濾波器來完成對頻率的四則運算的。但是，該方法需要硬件設備多，造價高，并且輸出會出現(xiàn)無用的寄生頻率，已漸漸被間接合成法所取代。變模分頻合成法變模分頻合成法是通過程控分頻器，對基準的高精度高穩(wěn)定度的頻率進行分頻和倍頻而得到需要的頻率。這種方法的輸出頻率分辨率跟分頻器和倍頻器的倍數(shù)以及基準頻率有關。如圖3-7所示，合成器的輸出頻率為：其中N為變模分頻器的分頻值，通過控制N，就可以產(chǎn)生不同的頻率值。變模分頻合成法經(jīng)過改進，變成如圖所示的雙模分頻器。雙模分頻合成法利用鎖相環(huán)可以輸出頻率穩(wěn)定的信號，如果對輸出信號再進行分頻就可以得到步進頻率較細的頻率源。分頻的方法可以采用數(shù)字集成芯片，也可以使用鎖相環(huán)來實現(xiàn)，多環(huán)頻率合成器就是采用鎖相環(huán)實現(xiàn)對輸出端的再次分頻的。(2).倍頻

根據(jù)鎖相環(huán)實現(xiàn)頻率合成的原理，不難理解如何使用鎖相環(huán)實現(xiàn)倍頻。將壓控振蕩器的輸出分頻后送入鑒相器，與輸入的頻率進行比較，使其相位和頻率與輸入信號一致，鎖相器的結果就是將輸入的頻率進行N倍放大。原理結構如圖所示。(3)

V/F轉換

單獨使用鎖相環(huán)中的壓控振蕩器，利用其壓控振蕩器的電壓與頻率的線性關系(正比例或者反比例)，則可以構成電壓頻率轉換器(V/F轉換器)。3.3.3集成鎖相環(huán)芯片介紹集成鎖相環(huán)的產(chǎn)品很多，其中以模擬式集成鎖相環(huán)NE564和CMOS集成鎖相環(huán)CD4046最具代表性。兩者的基本原理相同，區(qū)別在于前者的鑒相器由模擬電路組成，而后者則由數(shù)字電路構成。(1).NE564

NE564是56系列中工作頻率高達50MHz的超高頻通用單片集成鎖相環(huán)，電路由輸入限幅器、鑒相器、壓控振蕩器、放大器、直流恢復電路和施密特觸發(fā)器六大部分組成，其內部結構圖如圖3-10所示。最大鎖定范圍達±12％f，輸入阻抗大于50kΩ，電源電壓5～12V，典型工作電流60mA。NE564內部的限幅器采用差動電路，高頻性能很好，在輸入幅度不同的條件下，產(chǎn)生恒定幅的輸出電壓，作為鑒相器的輸入信號。在接收FM或FSK信號時，對抑制寄生調幅、提高解調質量是很有利的；壓控振蕩器采用改進型的射極耦合多諧振蕩器，并有TTL和ECL兼容的輸入輸出電路；放大器由差動對組成；施密特觸發(fā)器與直流恢復電路共同構成FSK信號解調時的檢波后處理電路。(1).NE564(1).NE564由于NE564的內部有電壓比較器，并且有可以與TTL電平匹配的輸入輸出端，因此是特別適用于FSK解調的集成鎖相環(huán)芯片，可以解調數(shù)據(jù)速率高達1兆波特的FSK信號。如圖為10.8MHz的FSK解調電路。

在數(shù)據(jù)速率比較低的時候，14端外接的電容可以比較大、輸出的載波泄漏較小，經(jīng)施密特觸發(fā)器變換之后，得到很理想的FSK解調輸出。當數(shù)據(jù)率加大時，14端外接的電容不能太大，否則輸出的載波泄漏較大。(2).CD4046集成鎖相環(huán)芯片CD4046是由CMOS電路構成的多功能單片集成鎖相環(huán)，具有功耗低、輸入阻抗高、電源電壓范圍寬等優(yōu)點。在信號處理和數(shù)字系統(tǒng)中，CD4046都得到了廣泛的應用，常被用于頻率調制、頻率鎖定、時鐘同步和頻率合成等方面。CD4046的工作頻率小于1.2MHz，屬于低頻鎖相環(huán)。電源電壓為5～15V，輸出驅動電流大于2.6mA。其內部結構及2)*典型應用電路如圖所1)*示，環(huán)路濾波器由R3、R4、C2組成。與其他鎖相環(huán)不同的是：CD4046具有兩個可選用的鑒相器Ⅰ和Ⅱ：相位比較器Ⅰ是一個異或門，適用于輸入信號中噪聲分量較多、信噪比較低的場合，但必須要求輸入信號具有50％的占空比－方波。當無輸入信號或噪聲信號輸入時，異或門輸出平均電壓等于UDD/2，經(jīng)低通濾波器后送到VCO輸入端9，使VCO在中心頻率上起振。相位比較器Ⅱ由四個觸發(fā)器、控制門和三態(tài)輸出電路組成，是邊緣觸發(fā)工作方式的鑒相器，因而對輸入信號占空比無特定的要求，但相位比較器Ⅱ的信噪比容限不如相位比較器Ⅰ高。選用相位比較器Ⅱ為鑒相器時，捕獲帶和同步帶具有相同的帶寬。CD4046采用的是RC型壓控振蕩器(低頻)，必須外接1)電容C1和電阻R1作為充放電元件，當鎖相環(huán)對跟蹤的輸入信號的頻率下限有要求時還需要外接電阻R2。CD4046的工作頻率與芯片外圍的器件取值有關。為使鎖相環(huán)工作在最佳狀態(tài)，在選擇外接元件參數(shù)時，既要考慮壓控振蕩器的中心頻率，也要兼顧最高頻率和最低頻率。根據(jù)經(jīng)驗公式得、，壓控振蕩器的中心頻率為。其中C0為寄生電容，約為30pF；R1、R2的取值2)一般在10KΩ～1MΩ之間，當頻率下限為0時R2=∞；UDD≥10V時，C1取值大于50pF；UDD≥5V時，C0？(C1)取值大于100pF。P102CD4046常用于低頻場合，用CD4046可實現(xiàn)倍頻、頻率合成等功能，圖示為CD4046的倍頻電路，其中CC4040為分頻器。3.4峰值、有效值測量的模擬實現(xiàn)在當今的工程應用和電子測量中，峰值和有效值是一項重要的指標或者參量，測量方法可以分為模擬法和數(shù)字法，本文針對峰值和有效值測量的模擬實現(xiàn)及其適用的不同場合進行探討。

3.4.1二極管峰值包絡檢波器

1．原理電路及工作原理下圖(a)是二極管峰值包絡檢波器的原理電路。它是由輸入回路、二極管VD和RC低通濾波器組成。

式中,ωc為輸入信號的載頻(在超外差接收機中則為中頻Ωi),Ω為調制頻率。因此，在理想情況下RC網(wǎng)絡的并聯(lián)阻抗Z應為故RC網(wǎng)絡旁路載頻信號，通低頻調制信號，確為LPF。Z(ωc)0Z(Ω)R

圖1)*

二極管峰值包絡檢波器2)*a)原理電路b)二極管導通(R等效=R//RS)c)二極管截止圖*

加入等幅載波時檢波器的工作過程圖

檢波器穩(wěn)態(tài)時的電流電壓波形從這個過程可以得出下列幾點:(1)檢波過程就是1)信號源通過二極管對電容充電與電容對電阻R放電的交替重復過程。

(2)對等幅載波而言，由于放電時間常數(shù)RC遠大于輸入載波周期，導致每一個TC內均快沖慢放，充電時間越來越小于放電時間直至新增充電量剛好被放完，于是充放電進入平衡狀態(tài)，為小幅交變信號2)Uo≈Um，接近高頻正弦波的正峰值。

(3)二極管脈動電流iD與載波同頻率，包含平均分量(直流分量)Iav及3*)各次諧波分量。圖

包絡檢波器的輸出電路a、增加一個電容意味著增加一個極點，高通+低通=帶通，輸出包絡－低頻調制信號(等幅載波時輸出非包絡)；b、二階低通，輸出直流分量。3.4.1峰值檢波電路的改進（教材圖錯）

基本的峰值檢波電路2)是由二極管、電容和電壓跟隨器組成，改進后參考電路如圖所示。其原理為：當輸入電壓正半周通過時，檢波管導通，對電容C充電；負半周時檢波管截止，但電容C幾乎不放電。適當選擇電容值，使得電容兩端電壓可迅速充到VP-0.7V。二極管VD2始終導通，用于補償VD1的直流導通壓降，提高測量精度(直流IR2=0)；限流電阻R2取值較大以減小對輸入交流信號的分流iR2；R1對VD2限流。為隔離后級，增加一級電壓跟隨器，進一步降低截止頻率，并保證IR2=0。此電路能夠檢測的信號頻率范圍很寬，被測信號頻率低時檢波的紋波較大，但通過模擬法進行峰值測量時增加小電容和大電容并聯(lián)構成的電容池可以濾除紋波。如果此電路中的二極管使用高頻二極管，就可大大提高測量范圍的頻率上限。峰值檢波電路是最基本的峰值測量方法，適合于測量中高頻段的信號。最大峰值檢測電路

在有的場合，需要對輸入信號電壓的峰值進行更精確的檢測，采用負反饋峰值檢測電路即可完成該功能。峰值檢測電路實質上是一種將輸入信號變換為峰值輸出的變換電路，下圖a)是一最大峰值檢測電路。它利用了二極管的單向導電特性對電容充電并保持信號的峰值。圖b是對應的波形圖。其中虛線為ui波形，實線為uo波形。

圖

峰值檢測電路

峰值檢測電路的實質是當UO達到峰值Ui1后，若后續(xù)信號沒有新峰值到來則A1始終負飽和，D1導通，A1形成閉環(huán)，線性范圍擴大，只要Ui不超出線性范圍則A1重返線性放大區(qū)，始終有虛短U-=Ui，于是UA1由負飽和電平突跳為Ui-0.7<UO，故D2截止，不充電，輸出電壓將一直保持此前的最大輸入電壓Ui1，故稱保持模式；僅當Ui>Ui1時才有A1正飽和，D1截止，D2導通，C被充電，因此輸出UO上升向Ui2逼近，這被稱為跟蹤模式。

當峰值過后Ui下降并<UO時，A1再次負飽和，D1導通，虛短U-=Ui，A1重返線性放大區(qū)，而此時UA1已由負飽和電平突跳為Ui-0.7<UO，則D2截止，不充電，輸出UO繼續(xù)保持>Ui1；而ID1=IRf=(UO-Ui)/R≠0，Rf的作用是給D1提供一個電流通路。上述電路為正峰值檢測電路，A2的輸入偏置電流越小越好，可選FET運放或偏置電流超低的BJT運放。

若把二極管D1、D2反接，可構成最大負峰值檢測電路。由正峰值和負峰值檢測電路可組成最大峰-峰值檢測電路。由于D2、A2處于A1的反饋通路上，可消除D2的導通電壓和A2的輸入失調電壓帶來的誤差，但要求A2的輸入偏置電流足夠低以免放電；要求A1的直流輸入誤差足夠低，輸出電流足夠大以加快充電；C作為A1的容性負載為A1電路引入了一個極點，所以需穩(wěn)定A1，可在幾千歐的Rf上并聯(lián)一幾十PF的補償小電容。實際使用時，電容C應另接放電電路，可在C處并聯(lián)一接地的可程控MOS管，使該電路具有自動復位功能。電容應具備低漏電流且低介質吸收特性,如聚苯乙烯/聚丙烯/聚四氟乙烯電容,數(shù)量級一般取nF.A2常選用低輸入偏置電流的FET運放或超低輸入偏置電流的雙JFET(BJT)運放.各電阻阻值在10K以內.

圖3.2.3丙類狀態(tài)轉移特性分析由于iC是ICm和導通角θ的函數(shù),所以它的各次諧波的振幅也是ICm和θ的函數(shù),若ICm固定,則只是θ的函數(shù),通常表示為：

IC0=ICmα0(θ),Ic1m=ICmα1(θ),Ic2m=ICmα2(θ),…(3.2.11)

其中α0(θ),α1(θ),α2(θ),…被稱為尖頂余弦脈沖的分解系數(shù)。圖3.2.4給出了θ在0°～180°范圍內的分解系數(shù)曲線和波形系數(shù)曲線。波形系數(shù)g1(θ)=

在乙類工作狀態(tài)時,集電極電流是在半個周期內導通的尖頂余弦脈沖,可以用傅氏級數(shù)展開為:

iC=IC0+Ic1mcosω0t+Ic2mcos2ω0t+…

=其中ICm是尖頂余弦脈沖的高度,即集電極電流最大值。圖6―36輸入為AM信號時檢波器的輸出波形圖圖6―37輸入為AM信號時,檢波二極管的電壓及電流波形圖6―38包絡檢波器的輸出電路a高通，輸出包絡－低頻調制信號；b低通，輸出直流分量。

2．性能分析

1)傳輸系數(shù)Kd

檢波器傳輸系數(shù)Kd或稱為檢波系數(shù)、檢波效率,是用來描述檢波器對輸入已調信號的解調能力或效率的一個物理量。若輸入載波電壓振幅為Um,輸出直流電壓為Uo,則Kd定義為(6―43a)(6―43b)

由于輸入大信號,檢波器工作在大信號狀態(tài),二極管的伏安特性可用折線近似。在考慮輸入為等幅波,采用理想的高頻濾波,并以通過原點的折線表示二極管特性(忽略二極管的導通電壓VP),則由圖6―35有:(6―44)(6―45)

式中,uD=ui-uo,gD=1/rD,θ為電流通角,iD是周期性余弦脈沖,其平均分量I0為式中,α0(θ)、α1(θ)為電流分解系數(shù)。由式(6―43(a))和圖6―35可得基頻分量為

(6―46)(6―47)(6―48)

由此可見,檢波系數(shù)Kd是檢波器電流iD的通角θ的函數(shù),求出θ后,就可得Kd。由式(6―46)Uo=I0R,有(6―49)等式兩邊各除以cosθ,可得(6―50)

當gDR很大時,如gDR≥50時,tanθ≈θ-θ3/3,代入式(6-50),有(6―51)

圖6―39Kd～gDR關系曲線圖

圖6―40濾波電路對Kd的影響2)等效輸入電阻Ri

由于二極管在大部分時間處于截止狀態(tài),僅在輸入高頻信號的峰值附近才導通,所以檢波器的瞬時輸入電阻是變化的。圖6―41檢波器的輸入阻抗檢波器的前級通常是一個調諧在載頻的高Q值諧振回路,檢波器相當于此諧振回路的負載。為了研究檢波器對前級諧振回路的影響,故定義檢波器等效輸入電阻

(6.4.3)

其中Uim是輸入等幅高頻載波的振幅。根據(jù)圖6.4.2,若ui是等幅高頻載波,則流經(jīng)二極管電流應是高頻窄尖頂余弦脈沖序列,I1m即為其中基波分量的振幅,而輸出uo應是電平為Uo的直流電壓。顯然,檢波器對前級諧振回路等效電阻的影響是并聯(lián)了一個阻值為Ri的電阻，它直接并入輸入回路,影響著回路的有效Q值及回路阻抗。

按照尖頂余弦脈沖序列的分析方法,可以求得I1m與Uim的關系式,從而可得到:

Ri≈(6.4.4)

上式也可以利用功率守恒的原理求出。因檢波器輸入功率為

,輸出功率為,若忽略二極管上的功率損耗,則輸入功率應與輸出功率相等,考慮到ηd→1,由此也可得到式(6.4.4)。

3．檢波器的失真

1)惰性失真在二極管截止期間,電容C兩端電壓下降的速度取決于RC的時常數(shù)。圖6―42惰性失真的波形

為了避免產(chǎn)生惰性失真,必須在任何一個高頻周期內,使電容C通過R放電的速度大于或等于包絡的下降速度,即

如果輸入信號為單音調制的AM波,在t1時刻其包絡的變化速度為(6―55)(6―56)

二極管停止導通的瞬間,電容兩端電壓uC近似為輸入電壓包絡值,即uC=Um(1+mcosΩt)。從t1時刻開始通過R放電的速度為將式(6―56)和式(6―57)代入式(6―55),可得

實際上,不同的t1,U(t)和Cu的下降速度不同,為避免產(chǎn)生惰性失真,必須保證A值最大時,仍有Amax≤1。故令da／dt1=0,得代入式(6―58),得出不失真條件如下:(6―59)(6―60)(6―61)2)底部切削失真底部切削失真又稱為負峰切削失真。產(chǎn)生這種失真后,輸出電壓的波形如圖6―43(c)所示。這種失真是因檢波器的交直流負載不同引起的。因為Cg較大,在音頻一周內,其兩端的直流電壓基本不變,其大小約為載波振幅值UC,可以把它看作一直流電源。它在電阻R和Rg上產(chǎn)生分壓。在電阻R上的壓降為

(6―62)圖6―43底部切削失真調幅波的最小幅度為UC(1-m),由圖6―43可以看出,要避免底部切削失真,應滿足(6―63)(6―64)圖6―44減小底部切削失真的電路

根據(jù)上面諸問題的分析,檢波器設計及元件參數(shù)選擇的原則如下:

(1)回路有載QL值要大,(2)為載波周期

(3)(4)(5)

4．實際電路及元件選擇圖6―45檢波器的實際電路

3參數(shù)設計為了使二極管峰值包絡檢波器能正常工作,避免失真,必須根據(jù)輸入調幅信號的工作頻率與調幅指數(shù)以及實際負載RL,正確選擇二極管和R、C、Cc的值。例6.3給出了一個設計范例。例6.3已知普通調幅信號載頻fc=465kHz,調制信號頻率范圍為300Hz～3400Hz,Ma=0.3,RL=10kΩ,如何確定圖6.4.5所示二極管峰值包絡檢波器有關元器件參數(shù)?

解：一般可按以下步驟進行:

1)檢波二極管通常選正向電阻小(500Ω以下)、反向電阻大(500kΩ以上)、結電容小的點接觸型鍺二極管,注意最高工作頻率應滿足要求。

2)RC時間常數(shù)應同時滿足以下兩個條件:①電容C對載頻信號應近似短路,故應有,通常取

;②為避免惰性失真,應有RC≤

。代入已知條件,可得(17～34)×10-6≤RC≤0.15×10-3

3)設=0.2,則R1=,R2=。為避免底部切割失真,應有Ma≤,其中R′=R1+。代入已知條件,可得R≤63kΩ。因為檢波器的輸入電阻Ri不應太小,而Ri=,所以R不能太小。取R=6kΩ,另取C=0.01μF,這樣,RC=0.06×10-3,滿足上一步對時間常數(shù)的要求。因此,R1=1kΩ,R2=5kΩ。

4)Cc的取值應使低頻調制信號能有效地耦合到RL上,即滿足:或取Cc=47μF

在集成電路里常采用由三極管包絡檢波器組成的差分電路,如圖6.4.6所示。其工作原理與二極管峰值包絡檢波器相似,讀者可自行分析,注意它的輸入電阻很大。3.4.2真有效值檢波對真有效值測量的評價指標主要有線性工作范圍(幅度自變量的定義域)、峰值因數(shù)容量、準確性、帶寬(頻率自變量的定義域)和頻響等：線性工作范圍指的是在滿足有效值轉換精度要求下，真有效值檢波的最大輸出值和最小輸出值的差值(值域=定義域)，該值越大越好；峰值因數(shù)指的是信號的峰值和有效值的比值，不同形式的信號有不同的峰值因數(shù)，如方波的峰值因數(shù)最小為1，正弦波的峰值因數(shù)為？；對于高峰值因數(shù)信號仍能得到準確測量結果的能力，就是峰值因數(shù)容量。從真有效值檢波的工作原理可以分為線性有效值檢波器、對數(shù)有效值檢波器和數(shù)字有效值檢波器。交流信號的有效值用公式表示為：通常采用的真有效值檢波芯片測量有效值的方案實際上是基于此公式來實現(xiàn)的，因此實質屬于有效值測量的數(shù)字方法，但實際應用時只需在真有效值檢波芯片的外圍添加適當?shù)碾娮琛㈦娙菁纯蓪崿F(xiàn)，不需要在FPGA內部設置邏輯，因此在本文中作一簡單介紹。典型的真有效值/直流轉換芯片有AD636、AD637、AD736和AD737。AD637的內部結構圖如圖所示，使用AD637在測量峰值系數(shù)高達10的信號時附加誤差僅為1%，且外圍元件少、頻帶寬。對于有效值為200mv的信號，-3dB帶寬為600KHz；對于有效值為1V的信號，-3dB帶寬為8MHz。同時，AD637可對輸入信號的電平以dB形式表示，能夠計算多種波形的有效值、平均值、均方值和絕對值。該方案硬件簡單，而且精度很高，效果理想。AD637的內部結構包括有源整流器(即絕對值電路)、平方/除法器、濾波放大器、獨立的緩沖放大器(緩沖放大器既可以作為輸入緩沖用，也可以構成有源濾波器來濾除紋波，提高測量準確度)、偏置電路五部分。AD637的基本應用電路如圖所示。3.5AGC電路

AGC是自動增益控制電路的簡稱，廣泛用于收音機、電視機的信號接收和電平處理，如語音信號處理時需要自動控制音量的大小、高頻信號處理時需要對無源低通濾波器進行衰減補償?shù)取?/p>

AGC電路的特點為：當輸入信號較強時自動降低增益，而當信號較弱時自動增高增益，從而保證輸出信號幅值的相對穩(wěn)定。AGC電路大致上可以分為三種：前饋、反饋和混合型，其結構分別如圖3-17所示：其中前饋電路收斂比反饋的要快，但是不穩(wěn)定；混合型克服了前饋和反饋電路的缺點，尤其適合用于快速衰落信道，但是電路復雜，功耗大，調試困難。通常采用反饋型AGC，主要有以下介紹的幾種實現(xiàn)方案。場效應管和運放實現(xiàn)

單片機控制實現(xiàn)

可變增益放大器實現(xiàn)

3.5.1場效應管和運放實現(xiàn)信號進入AGC電路后，放大電路輸出的交流電壓經(jīng)二極管和RC電路構成的包絡檢波器后，輸出一個隨平均電壓變化的電壓，用此電壓控制工作于可變電阻區(qū)的場效應管的柵極，改變場效應管的導通電阻，使放大倍數(shù)受輸入信號大小控制，從而實現(xiàn)了輸出幅度的自動調整。這種實現(xiàn)方法電路簡單，但頻帶范圍較窄、精度低、輸出波形也不理想。由于人耳的靈敏度不高，較適合于語音信號的音量自動調節(jié)。場效應管選用2N3686，N溝道，Vgs必須是負值。當Vgs由0向負向增大時，管子溝道變窄，導通電阻增大，放大倍數(shù)減小。故在運放輸出進行負向檢波，得到負直流控制電壓，兩個3M的電阻可使管子柵極電流小，并有高頻扼流功能，47uf的電容用于去紋波。3.5.2單片機控制實現(xiàn)CPU對VO進行A/D采樣，并通過程序對DAC的增益進行調節(jié)。將輸入交流信號作為高速D/A的基準電壓，這時的D/A成為程控衰減器，即數(shù)字式AGC；輸入、輸出端交換后轉為程控放大器。

理論上講，只要D/A速度夠快、精度夠高，就可以實現(xiàn)寬帶、大范圍的精密增益調節(jié)，但是需要對輸出的電壓值VO進行不間斷的采樣；而且D/A轉換器的位數(shù)直接決定了AGC電路輸出的穩(wěn)定度，硬件組成方面比較復雜；另外，最后的數(shù)字量和最后的增益(dB)不成線形關系而成指數(shù)關系，造成增益調節(jié)不均勻，精度下降。3.5.3可變增益放大器實現(xiàn)美國AD公司有兩款常用的控制電壓VG和對數(shù)增益(dB)成線性關系的可變增益放大(VGA)芯片：AD600和AD603，可以通過控制電壓來控制放大器的增益，從而實現(xiàn)增益自動控制。其中的AD600為雙通道、低噪聲、寬頻帶、高精密的VGA，并具有優(yōu)良的溫度特性。但對控制電壓非常敏感，微小的電壓波動就能造成輸出波形上下起伏，所以難點就是盡量濾除控制電壓VG的紋波及干擾，這樣，屏蔽和抗干擾措施就很重要。

AD600可用于超聲波和聲納時間－增益控制、精密VGA、高性能音頻和射頻AGC電路，以及高精度信號測量等系統(tǒng)。AD600內部結構圖AD600是共用同一基準源的具有可單獨進行增益控制的雙通道VGA芯片，每個通道由一個可通過外部反饋電路設置固定增益(GF＝41.07dB)的放大器提供基本增益、0~–42.14dB的寬帶壓控精密無源衰減器和32dB/V的線性增益控制電路構成。最大增益誤差為0.5dB，增益范圍為-1.07dB到+41.07dB(記為0~40dB)，基本增益為：G(dB)=32VG+20。其中，VG為差分輸入控制電壓，范圍為-0.625V～+0.625V,G=±20+20=0~40dB。AD603

AD603是繼AD600后推出的單通道寬頻帶、低噪聲、低畸變、高增益精度的VGA芯片，可用于RF/IF系統(tǒng)中的AGC電路、視頻增益控制、A/D范圍擴展和信號測量等系統(tǒng)中，其內部結構框圖與AD600類似。使用時有幾點值得注意：

(1)輸入信號VIN必須差分輸入3、4腳(4腳接地為單端輸入)，否則影響精度。在±5V電源供電時，最大輸入為1Vrms。

(2)輸入阻抗為100Ω，在某些應用場合下，需要在輸入端加一級緩沖器或預放大器(含緩沖功能)用以阻抗匹配；

(3)容易自激，電源和地之間加去耦電容，各級電源之間加電感線圈隔離；

(4)對容性負載CL敏感，當用同軸電纜(等效電容)連接輸出時，宜加緩沖器隔離，隔離后

CL的源內阻R=0，對應無窮遠的極點，不再影響電路的幅頻、相頻特性曲線。

(5)若在5腳上加接4.7μF電容接地，可適當提升高頻分量(此時已不具電容效應，阻抗增大)，改善幅頻特性。AD603的反饋網(wǎng)絡有三種典型的接法，不同接法其增益范圍亦相應不同，同時帶寬也有所變化，如圖所示：反饋網(wǎng)絡不同接法及相應的增益范圍和*帶寬單個AD603的增益為：。其中，VG為差分輸入控制電壓(V)，范圍為-0.5V～+0.5V。G0是增益起點,接不同的反饋網(wǎng)絡有所不同，在上面三種接法中分別為10dB、20dB、30dB，可見下限分別為為-10、0、10dB，間距10dB。

圖3)

加入等幅載波時二極管半峰值檢波器的工作過程AD603構成的AGC電路采用雙電源供電的AD603利用反饋控制技術實現(xiàn)的AGC電路如圖所示，該方式具有負增益和最寬的頻帶.電路增益由1、2腳間的電位差VG控制，二者之間的關系為：2腳接固定參考電壓，1腳電壓由后級峰值檢測電路提供。2N3906和幾個外圍電阻組成一個IQ1＝300uA左右的恒流源，而2N3904完成的是負峰值半波檢波。假設AD603輸出直流分量=0，穩(wěn)態(tài)時IQ1=IC2的平均值IC2Q。VT2(共基組態(tài)，靜態(tài)時截止)的be結在Ve≤-0.7V時導通箝位，當輸入信號峰值突然減小時，脈動電流Ie2m=[-0.7-(-Vop)]/R5=(Vop-0.7)/R5降低－脈動電流Ic2m=Ie2m減小(峰值、平均值IC2Q均減小)－就直流而言I充=(I恒-IC2Q)增大，反饋電壓VC2Q=V1增大，AD603的1、2腳間電位差－控制電壓VG增大，電路增益提高，輸出信號峰值開始回升－IC2m增大－ICQ2

增大－I充減小－反饋電壓VC2Q上升趨緩，電路增益的提升也隨之變慢，直至IC2Q=I恒時I充=0－反饋電壓在高于前穩(wěn)態(tài)的位置建立起新穩(wěn)態(tài)，電路增益將被穩(wěn)定在更高的位置，于是輸出信號幅度得以幾乎回歸原狀，體現(xiàn)了負反饋穩(wěn)定被取樣輸出量的意義。反之當輸入信號峰值突然增大時，C2放電直至IC1Q=I恒－輸出幅度仍將被拉回原狀。脈動電流Ic2m中的交流分量被C2濾波，其殘部以紋波的形式與VC2Q疊加，故穩(wěn)態(tài)時反饋電壓Vc2體現(xiàn)為以直流VC2Q為中心微幅波動－輸出信號峰值以目標值為中心微幅波動，達到動態(tài)平衡(C2的端口等效電阻應該較小以便和C2共同構成一個低截止頻率的LPF)。由電位器R4調整恒流源的大小可修改穩(wěn)態(tài)幅度值，調R5可加速到達穩(wěn)態(tài)；為使電路帶寬達到較大值，在設計時降低了信號輸出幅度。經(jīng)測試該電路信號無明顯失真時通帶范圍為：50Hz～13MHz；輸出信號有效值為500mV；信號在6MHz以下輸出幅度平坦，到10MHz時信號有效值上揚30mV，到15MHz時信號有效值上揚60mV。這是由AD603的頻率響應特性(如P108圖3-22所示)決定的。輸入信號峰峰值在400mV～7V時輸出幅度很穩(wěn)定。在要求高增益的場合，可采用兩片或多片AD603級聯(lián)的形式，級間通常采用電容耦合。在級聯(lián)應用中，有兩種增益控制連接方式，即順序控制方式和并聯(lián)控制方式，可根據(jù)實際應用情況選擇，其選擇取決于是要獲得最高即時信噪比還是優(yōu)化增益誤差波動。采用兩片AD603以并聯(lián)控制方式連接設計的AGC電路如圖3-23所示。電路工作在模式二狀態(tài)下，輸出幅度為1.2Vrms，增益范圍為+3～+75dB，頻帶不小于20MHz。AD603級聯(lián)構成的AGC電路

當AD603的第5、7引腳通過一個電阻相連時，提供增益在1dB～＋41dB范圍內。兩個AD603的第2引腳直接通過基準電壓分壓以控制增益，后級由三極管組成一個負峰值半波檢波電路得到VAGC，當VAGC的大小剛好在5.5V到6.5V之間時，VAGC通過1腳進行程控，如果用示波器的交流檔觀察，可以發(fā)現(xiàn)是一個正弦交流信號(高次諧波分量殘留低)，其幅度隨輸入信號幅度變化而變化，從而起到自動調節(jié)增益的目的？。VOUT為正半周且>4.3V時VT2截止、VOUT<4.3V時(含負半周)VT2導通。反饋電壓進入并保持穩(wěn)定狀態(tài)的條件：在一個周期內VT2中脈動電流的平均值必須=IC1，則分流到C3的直流電流=0，不充電又不放電，VC3Q就穩(wěn)定了，但還有殘余交流。IB1=(9.3-5)/R2-0.7/R1=4.3/3.83K-0.7/1.24K；IC1=BIB1。若AD603的輸出幅度太小以致于不滿足該條件，則表明此時尚未進入穩(wěn)態(tài)－VT2導通不充分，分流到C3的充電電流大，VAGC于是迅速上升，導致增益提高，VT2導通程度加深，脈動電流IC2的平均值向IVT1逼近，最終使VT2充分導通，電路進入穩(wěn)態(tài)。可見，這是一個負反饋問題。適當選擇R2使?jié)M足VOUT

＝VBE+VR2=1.2V(即VR2=500mV)時，VOUT在較寬的溫度范圍內將是穩(wěn)定的。由于VT2、R2和VT1的配合使用，在很寬的溫度范圍內將使VOUT保持穩(wěn)定。C2用于改善頻率特性。由于AD603在±5V供電時最大輸出只能達到6～7V的峰峰值，要提高輸出幅值，應在后級增加一個同相放大器。考慮到輸出信號的幅度以及帶負載能力，該電路的運算放大器使用寬頻帶，高精度運放MAX477?？垢蓴_措施自動增益控制(AGC)放大器是一個容易出問題的地方，不管是發(fā)射還是接收電路都會有AGC放大器。由于AGC電路有一個相當寬的帶寬，這會導致某些關鍵電路上的AGC放大器很容易引入噪聲。

設計AGC線路必須遵守良好的模擬電路設計技術，而這跟很短的運放輸入引腳和很短的反饋路徑有關，這兩處都必須遠離RF、IF或高速數(shù)字信號走線；同樣，良好的接地也必不可少，而且芯片的電源必須得到良好的去耦。如果必須要在輸入或輸出端走一根長線，那么最好是在輸出端，通常輸出端的阻抗要低得多，不容易感應噪聲；通常信號電平越高，就越容易把噪聲引入到其它電路。

在所有PCB設計中，盡可能將數(shù)字電路遠離模擬電路是一條總的原則，它同樣也適用于RF

PCB設計。公共模擬地和用于屏蔽和隔開信號線的地通常是同等重要的。因此在設計早期階段，仔細的計劃、考慮周全的元器件布局和徹底的布局評估都非常重要，由于疏忽而引起的設計更改將可能導致一個即將完成的設計又必須推倒重來。

同樣應使RF線路遠離模擬線路和一些很關鍵的數(shù)字信號，所有的RF走線、焊盤和元件周圍應盡可能多填接地銅皮，并盡可能與主地相連。3.6功率放大電路很多系統(tǒng)需要對輸出信號進行放大，以便提高帶負載能力、驅動后級電路，因此要對其進行功率放大。功率放大電路種類繁多，按原理分可分為甲類、乙類推挽、丙類諧振功率放大器等，可由三極管或集成運放芯片實現(xiàn)，應根據(jù)不同的功率放大指標，選擇不同的方案。甲類功率放大器中，在輸入信號的一個完整的周期內三極管都是導通的，因而可保證無失真的電壓輸出，故甲類功率放大器有利于小信號的功率放大。缺點是晶體管的靜態(tài)工作點較高，靜態(tài)損耗相對較大，效率比較低。當信號頻帶較寬時，可采用乙類推挽放大器。乙類推挽功率放大電路由功率對管搭建而成，Q點=0。在輸入信號的一個周期內，兩管半周期輪流導通，導通角=180，減小了單個管子的靜態(tài)損耗，具有較高的輸出功率與效率。同時由于電路的對稱性，可以在輸出負載端得到完整的雙極性波形，但因為管子的非線性會出現(xiàn)交越失真，為此管子的導通角應略大于180－改進為甲乙類。

丙類功放管子導通角<180，放大器輸出的是余弦脈沖，需要利用諧振網(wǎng)絡選頻提取基波分量進行功率放大。缺點是諧振回路只能實現(xiàn)窄帶選頻，適合于對載波信號或高頻已調波信號進行選頻放大。OCL(無輸出電容)功率放大電路反饋網(wǎng)絡為Ra1、R6，與VD1不相交。電壓串聯(lián)負反饋：穩(wěn)定直流VB=0并改善交流頻響－AVF=1+Ra1/R6。由于不用輸出電容，需雙電源供電。輸出管VT1、VT2均為射極跟隨器，輸出電阻小，可匹配小負載，但不能放大電壓，因此要求激勵電壓的幅度已足夠大。靜態(tài)工作點的設置R7接地－V+=0，虛短－V-=0，設電路參數(shù)完全對稱，靜態(tài)時VB=0(即使不完全對稱或有其他變化，通過深負反饋也能使VB=V+*AVF重新歸0，故通過調Ra1并配合調R1可實現(xiàn)之)，被稱為“交流零點”，靜態(tài)時運放輸出V6=VB/第二級增益=0。電路的靜態(tài)工作點主要由IR1決定，IR1過小會使三極管工作在乙類狀態(tài)，輸出信號交越失真；IR1過大會增加靜態(tài)功耗，降低功放效率。對數(shù)瓦的功放一般IR1＝1～3mA以保證三極管工作在甲乙類狀態(tài)。設Ra2=0，則IR1=(VCC-VD)/(R1+Ra2)=(12-0.7)/3.9K=2.8mA由于功放級要求輸入幅度足夠大的激勵電壓，故前置級使用CFB型運放AD811組成同相放大器。后級的功率對管構成甲乙類功率推挽輸出形式提供負載的驅動電流。通過D1、D2的電壓鉗位理論上可完成兩功率管的微導通以克服交越失真；通過微調電位器Ra2實現(xiàn)上下電路的完全對稱并幫助實現(xiàn)微導通，調試時Ra2由0遞增以免損壞三極管；在功放輸出端串接R5是為了實現(xiàn)最大功率傳輸。為保護晶體管及穩(wěn)定B點輸出電流，并改善功放性能，輸出級－射極跟隨器串接了6.8Ω的小電阻－形成電流串聯(lián)負反饋的同時不至于損失太多的輸出電壓，保證輸出信號波形對稱。三極管參數(shù)的選擇兩管輸出的最大功率POM=1.25輸出功率PLM三極管最大集電極功耗PCM1=0.25POM要求三極管：PCM≥PCM1V(BR)CEO≥2VCC(OCL功放)V(BR)CEO≥VCC(OTL功放)

集電極峰值電流Icm=2POM/VCC≤0.7ICM實驗測試，整個電路的輸出阻抗小于15Ω，通頻帶大于10MHz，且?guī)绕教?，通帶波紋小于0.1dB；空載時可在0～10MHz范圍內無失真輸出峰峰值為20V的正弦信號；輸出端接50Ω負載時，無失真的最大輸出峰峰值可達10V，并且在峰峰值為10V的輸出狀態(tài)下，頻率大于2MHz仍無失真現(xiàn)象，效果良好。需要注意的是，同相放大電路中的AD811放大倍數(shù)不能太大，否則芯片會存在一定程度的發(fā)熱。AD811AD811是美國模擬器件公司推出的一種寬帶電流反饋視頻運算放大器。增益G=+1時，-3dB帶寬140MHz；增益G=+2時，-3dB帶寬120MHz；增益G=10時，-3dB帶寬可達100MHz。電壓轉換速率(即壓擺率)為2500V/us。輸入阻抗為1.5兆歐，輸出阻抗為11歐姆。采用15V電源、負載為200歐姆時，輸出的電壓峰峰值可以達到25V，有較強的后級驅動能力，因此常用于功率放大電路中。采用AD811實現(xiàn)的另一種簡單功率放大電路如圖3-25所示，通過采用兩片AD811并聯(lián)組成橋式功率放大，驅動后級負載。VO1=(1+R2/R1)Vi，IF1=Vi/R1；

VO2=(-R6/R4)Vi，IF2=Vi/R4VO=(1+R2/R1+R6/R4)Vi；

IA1=IF1+IL=Vi/R1+IL<IAMIA2=-(IF2+IL)=-(Vi/R4+IL)<IAM

要求IL=VO/RL<Iomax以免AD811飽和。在電子設計實驗中，較少涉及電力系統(tǒng)，因此對信號的功率放大要求不是很高，因此本文僅對系統(tǒng)中較常使用的簡單功率放大電路進行介紹。實際應用中的功率放大電路遠不會如此簡單，除了復雜的電路構成外，還涉及到環(huán)境因素對功率放大電路的影響等諸多因素，這些在此無法盡訴，需要設計者從實際實驗中慢慢探索。3.7步進電機的驅動與控制步進電機是將電脈沖信號轉變?yōu)榻俏灰苹蚓€位移的開環(huán)控制元件。在不超載的情況下，電機的轉速和停止的位置只取決于脈沖信號的頻率和脈沖數(shù)，而不受負載變化的影響，即給電機加一個脈沖信號，電機就轉過一個步距角。這一線性關系的存在，加上步進電機只有周期性的誤差而無累積誤差等特點，使得在速度、位置等控制領域用步進電機來控制變的非常的簡單。目前比較常用的步進電機分為：反應式步進電機、永磁式步進電機、混合式步進電機和單相式步進電機等，其中混合式步進電機是應用最廣泛的。步進電機的相數(shù)是指電機內部的線圈組數(shù)，根據(jù)步進電機的相數(shù)還可以分為：二相、三相、四相、五相等。3.7.1步進電機概述使用步進電機前應了解步進電機的一些特性，像：步進電機必須工作在一定的溫度范圍內，溫度過高會導致電機的磁性材料退磁，從而導致力矩下降，甚至出現(xiàn)失步現(xiàn)象；步進電機的力矩會隨著轉動速度的升高而下降。步進電機轉動時，電機各相繞組的電感將形成一個反向電動勢，頻率越高，反向電動勢越大，在它的作用下，電機隨頻率(或速度)的增大而相電流減小，從而導致力矩下降；一般步進電機的精度為步進角的3～5％，而且不會隨著電機的轉動累積，即前面所提到的只有周期性誤差而無累計誤差。步進電機的主要技術參數(shù)(1).步距角精度。步進電機每轉過一個步距角的實際值與理論值的誤差，用百分比表示，即：誤差/步距角×100%。步進電機的不同運行拍數(shù)其值不同。(2).失步。電機運轉時運轉的步數(shù)不等于理論上的步數(shù)，稱之為失步。(3).失調角。失調角是指轉子齒軸線偏移定子齒軸線的角度。電機運轉必定存在失調角，由失調角產(chǎn)生的誤差，采用細分驅動是不能解決的。(4).最大空載啟動頻率，即步進電機在空載情況下能夠正常啟動的脈沖頻率。步進電機的主要技術參數(shù)(5).最大空載運行頻率。電機在某種驅動形式、電壓及額定電流下，電機不帶負載的最高轉速頻率。(6).運行矩頻特性。電機在某種測試條件下測得運行中輸出力矩與頻率關系的曲線稱為運行矩頻特性，這是電機諸多動態(tài)曲線中最重要的，也是電機選擇的3.7.2步進電機的控制原理通常用到的步進電機大都是三相或者四相的，本文以四相電機為例。圖3-27所示為電機內部原理圖，步進電機兩個相鄰磁極之間的夾角為45°線圈繞過相對的兩個磁極構成一相(A－A、B－B、C－C、D－D)，磁極上有均勻分布的矩形小齒，轉子上沒有繞組，但是有小齒均勻分布在其圓周上。當某個繞組通電時，相應的兩個磁極就分別形成了N-S極，產(chǎn)生磁場，并與轉子形成磁路。這時如果定子的小齒與轉子的小齒沒有對齊，則在磁場的作用下轉子將轉動一定的角度，使轉子齒與定子齒對齊，從而步進電機就實現(xiàn)了向前“走”了一步。3.7.3步進電機的的控制如果給繞組施加有序的脈沖電流就可以控制電機轉動起來，從而實現(xiàn)電脈沖信號到角度的轉換。轉動的角度大小與施加的脈沖數(shù)成正比，轉動的速度與脈沖的頻率成正比，而轉動的方向則與脈沖順序有關。電流脈沖的施加方式電流脈沖的施加方式有三種，下面仍用四相步進電機為例介紹：(1).四相單四拍方式(按照單相繞組施加電流脈沖)正轉：－>A－>B－>C－>D－>；反轉：－>A－>D－>C－>B－>；(2).四相雙四拍方式(按照雙相繞組施加電流脈沖)正轉：－>AB－>BC－>CD－>DA－>；反轉：－>AD－>DC－>CB－>BA－>；(3).四相八拍方式(單相繞組和雙相繞組交替施加電流脈沖)正轉：－>A－>AB－>B－>BC－>C－>CD－>D－>DA－>；反轉：－>A－>AD－>D－>DC－>C－>CB－>B－>BA－>。其中四相八拍方式的步距是0.9°，其他兩種方式的步距為1.8°同理，三相電機也分為三種方式，分別為(這里列出三相電機的正轉方式，反轉原理同四相電機。)：(1).三相單三拍：－>A－>B－>C－>；(2).三相雙三拍：－>AB－>BC－>CA－>；(3).三相六拍：－>A－>AB－>B－>BC－>C－>CA；其中三相六拍方式的步距是1.5°，其他兩種方式的步距為3.0°3.7.4步進電機的的驅動電路步進電機需要電流脈沖來驅動，而驅動步進電機對信號的電流要求比較高，直接從單片機、CPLD或者FPGA等芯片出來的信號是不能驅動步進電機的。如果電流值達不到要求，電機就不能正常運轉甚至不能正常啟動。因此，我們要設計符合要求的驅動電路來驅動電機。典型的驅動電路此圖為步進電機的一相驅動電路，控制信號由FPGA提供，F(xiàn)PGA內部設置控制時序，可以控制電機的正轉、反轉以及加速減速等。步進電機的控制使用達林頓管(TIP31C：最大電流為3A，最大功率40W，最大電壓100V)，輸入端使用射極跟隨器，以解決FPGA的輸出阻抗與后級電路不匹配的問題,阻值選取越大，則輸入阻抗越大，效果越好。此處同時使用了復合三極管，以增強驅動能力。功率電阻Rc選用5.1Ω、2W的電阻。在C級與電機電源之間接入二極管的目的在于防止停機過程中電機繞組里存留的不能突變電流引起的反電勢而將功率管擊穿，使得繞組產(chǎn)生的反電勢能通過續(xù)流二極管泄放，從而保護三極管。TIP31C的集電極和發(fā)射極間的二極管用于保證其耐高壓。相關參數(shù)計算如下：已知：β=20、Ic=150mA；∴IB=Ic/β=7.5mA，Rb=(Vcc-VBE)/IB=(5-0.7)V/7.5mA=573Ω，取Rb=560Ω、Re=10KΩ。圖中L即是電機的一相繞組，A為脈沖輸入端。當A為高電平時，三極管VT導通，電流流過繞組L，反之則沒有電流流過。電阻R的作用是縮短時間常數(shù)τ＝L/(R＋r)，提高工作速度；電容C的作用是使在繞組由截止到導通的瞬間，電源電壓全部降落在繞組上，使電流上升更快，所以該電容又叫加速電容。此簡化電路的缺點是在電阻R上有功率消耗，為了提高快速性可加大R的阻值，但電源電壓也勢必提高，功率消耗也會進一步加大。驅動電路也可以簡化為如圖的電路形式3.8手寫板技術及其應用隨著計算機技術的發(fā)展，手寫板的出現(xiàn)，使得電腦輸入變的更加快捷、方便和人性化。為進一步提高單片機系統(tǒng)應用的人機交互性，可將手寫板應用到單片機系統(tǒng)中。使用聯(lián)想LX-WRP-1手寫板作為單片機的輔助輸入，單片機作為上位機與手寫板進行串行通信。3.8.1手寫板工作原理手寫板從工作原理上看．有電阻式、電容式、電磁感應式和紅外感應式之分。聯(lián)想“1+1”LX-WRP-1型手寫板為電阻式的，其外觀如圖所示：手寫板工作原理電阻壓力板是由一層可變形的電阻薄膜和一層固定的電阻薄膜構成，中間由空氣相隔離，當用筆或手指對上層電阻加壓使之變形，當與下層電阻接觸時，下層電阻薄膜就感應出筆或手指的位置。雖然電阻壓力板是手寫板最早采用的技術，與其他形式相比有很多不足之處。但是，它要求的技術水平不是很高，在單片機系統(tǒng)中作為輔助輸入設備，控制簡單，而且成本較低，且足以大大改善小系統(tǒng)的人機交互性。3.8.2手寫板解碼手寫板的感應片被按下時，手寫板將識別被按下的中心位置，并發(fā)送4Bytes的數(shù)據(jù)(p1，p2，p3，p4)到串行口上。如觸摸屏被分為7×7大區(qū)，分區(qū)示意圖如圖所示。則p1、p2分別表示縱向的1至7大區(qū)和橫向的1至7大區(qū)；p3、p4則表示相應區(qū)內的縱向和橫向偏移量，每個大區(qū)被分為128×128個小區(qū)，行和列對應的坐標范圍均為00h～7Fh。分區(qū)圖中*號對應的位置發(fā)送的全部四個字節(jié)為：(83h，12h，34h，21h)。當手寫筆離開時，手寫板又會發(fā)送一串數(shù)據(jù)(80h，00h，00h，00h)至串行口上，表示此次輸入結束。手寫板上有三個功能按鍵1、2、3(如圖3-31所示)，單獨按下時發(fā)送4Bytes的數(shù)據(jù)(p1，p2，p3，p4)到串行口上，這三個功能按鍵分別對應輸入數(shù)據(jù)串(A0h，00h，00h，00h)；(90h，00h，00h，00h)和(C0h，00h，00h，00h)，按下不同的按鍵，再對手寫板書寫就可以對原來的編碼進行一定的線性處理，擴大分區(qū)的標號。3.8.3手寫板與單片機的硬件連接聯(lián)想LX-WRP-1手寫板的波特率為9600Hz，手寫板和單片機采用標準串口通信，使用到TXD、RXD、RTS、DTR、GND五根線，其中TXD、RXD分別用于和單片機交換數(shù)據(jù)，DTR用于單片機向手寫板提供所需要的電源，RTS用于和單片機配合提供數(shù)據(jù)準備好標志。手寫板和單片機串行通信的連接電路其中C1～C4可用1uF的電解電容代替，在硬件連接時盡量靠近MAX232，C5為0.1uF