準(zhǔn)比例諧振-準(zhǔn)比例諧振-準(zhǔn)比例諧振-準(zhǔn)比例諧振控制的中點(diǎn)鉗位式光伏并網(wǎng)逆變器控制策略

準(zhǔn)比例諧振-準(zhǔn)比例諧振-準(zhǔn)比例諧振-準(zhǔn)比例諧振控制的中點(diǎn)鉗位式光伏并網(wǎng)逆變器控制策略

0電平并網(wǎng)變壓器近年來，作為一種新型能源，太陽能受到世界各國的高度重視，太陽能發(fā)電技術(shù)已成為研究的重點(diǎn)。并網(wǎng)逆變器是連接光伏電池和電網(wǎng)的接口設(shè)備,是光伏發(fā)電的關(guān)鍵設(shè)備。在中高壓大功率發(fā)電領(lǐng)域,三電平逆變器具有比傳統(tǒng)的兩電平逆變器開關(guān)器件承壓低、電壓變化率小、并網(wǎng)電流諧波畸變率低、可在低開關(guān)頻率下工作等突出優(yōu)勢。本文重點(diǎn)研究中點(diǎn)箝位式(neutralpointclamped,NPC)三電平光伏逆變器的并網(wǎng)控制策略。由于傳統(tǒng)的比例積分(proportionalintegral,PI)控制器無法在靜止坐標(biāo)系下實(shí)現(xiàn)交流信號的無靜差跟蹤,常用的三電平并網(wǎng)逆變器控制策略主要為基于電網(wǎng)電壓定向的矢量控制(voltageorientedcontrol,VOC)和直接功率控制(directpowercontrol,DPC)。文獻(xiàn)提出的VOC策略在dq坐標(biāo)系下實(shí)現(xiàn)了電流的無靜差跟蹤,但動態(tài)響應(yīng)較慢,需要多次坐標(biāo)變換和前饋解耦;文獻(xiàn)中基于開關(guān)表的直接功率控制雖然控制算法簡單,響應(yīng)速度快,但開關(guān)頻率不固定,不利于濾波器的設(shè)計(jì);為提高控制性能,文獻(xiàn)提出了基于空間矢量的直接功率控制(directpowercontrolbasedonspacevectormodulation,DPC-SVM)策略,它結(jié)合了矢量控制和直接功率控制的優(yōu)點(diǎn),但仍然需要繁瑣的坐標(biāo)變換和功率前饋解耦,算法復(fù)雜,不利于工程應(yīng)用。為此,本文提出了一種基于三單相準(zhǔn)比例諧振(quasi-proportionresonant,Quasi-PR)控制的NPC三電平光伏逆變器的并網(wǎng)控制策略。利用Quasi-PR控制器能夠在靜止坐標(biāo)系下實(shí)現(xiàn)對交流信號的無靜差跟蹤特點(diǎn),實(shí)現(xiàn)了三電平逆變器的簡單高效并網(wǎng)控制;避免了坐標(biāo)變換,無需解耦控制和前饋補(bǔ)償。為抑制電網(wǎng)不平衡時并網(wǎng)電流中較大量的諧波電流,本文進(jìn)一步設(shè)計(jì)了基于Quasi-PR控制的分次諧波補(bǔ)償器,有效實(shí)現(xiàn)了此時電流中主要存在的低次諧波電流補(bǔ)償。1交流時保護(hù)電路動物三相NPC三電平并網(wǎng)逆變器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)見圖1。圖1中:ea、eb、ec為三相對稱電網(wǎng)電壓;ia、ib、ic為三相交流并網(wǎng)電流;Rs、Ls分別為電網(wǎng)側(cè)的等效電阻和電感;Udc1、Udc2分別是直流母線側(cè)電容C1、C2的電壓值;Udc為直流母線總電壓。電容中點(diǎn)o與電網(wǎng)中性點(diǎn)N之間的電壓為UoN。引入開關(guān)函數(shù)Si(i=a,b,c),定義為:若Si1、Si2導(dǎo)通,Si3、Si4關(guān)斷,記Si=1;若Si2、Si3導(dǎo)通,Si1、Si4關(guān)斷,記Si=0;若Si3、Si4導(dǎo)通,Si1、Si2關(guān)斷,記Si=-1。由于穩(wěn)態(tài)時Udc1和Udc2幾乎相等,則可等效為Udc1=Udc2=Udc/2。根據(jù)基爾霍夫定律可得并網(wǎng)逆變器在abc靜止坐標(biāo)系下的數(shù)學(xué)模型為由于PI控制器無法實(shí)現(xiàn)交流信號的無靜差跟蹤,大量的研究方法是通過坐標(biāo)變換建立并網(wǎng)逆變器在dq旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下的數(shù)學(xué)模型。但這些方法中系統(tǒng)存在耦合項(xiàng),控制繁瑣。由此本文采用了Quasi-PR控制器,它在靜止坐標(biāo)系下便能實(shí)現(xiàn)交流變量的無靜差跟蹤,無需坐標(biāo)變換和解耦控制。顯然這簡化了系統(tǒng)控制難度,體現(xiàn)了本文所提策略的優(yōu)越性。2quasi-pr控制器kp、ki、uf7c傳統(tǒng)PR控制器的主要不足之處是帶寬窄,當(dāng)電網(wǎng)頻率發(fā)生變化時,它很難實(shí)現(xiàn)無靜差跟蹤。為此,本文采用具有較大帶寬的Quasi-PR控制器,從而增強(qiáng)了抗電網(wǎng)頻率偏移能力。其傳遞函數(shù)為式中:Kp、Ki分別為比例系數(shù)和積分系數(shù);ω0為諧振頻率;ωc為截止頻率。當(dāng)Kp=5、Ki=100、ω0=100πrad/s、ωc=10rad/s時,波特圖如圖2所示。分析圖2可知,Quasi-PR控制器有較大的帶寬,當(dāng)頻率偏移時仍能有較大的幅值增益。盡管在角頻率ω=ω0處控制器的幅值不是無窮大,但可以通過合適的調(diào)節(jié)Ki從而達(dá)到控制目標(biāo)。在逆變器的并網(wǎng)控制中,基于Quasi-PR控制器的系統(tǒng)控制框圖如圖3所示。圖3中:i*(s)、i(s)、e(s)分別表示參考電流、并網(wǎng)電流和電網(wǎng)電壓;KPWM(s)=Kpwm/(Tpwms+1),它表示PWM模塊的一階慣性環(huán)節(jié),其中Kpwm、Tpwm分別表示逆變器的增益和延遲時間;Gf(s)=1/(Lss+Rs)。由圖3可得在諧振頻率處,即當(dāng)s=jω0時,GQPR(s)的幅值遠(yuǎn)大于1,則式(3)等號右端兩項(xiàng)分別趨近于i*(s)和0,由此可得i(s)=i*(s)。顯然,利用Quasi-PR控制器可以實(shí)現(xiàn)交流變量的無靜差跟蹤;同時避免了電網(wǎng)電壓的干擾,增強(qiáng)了系統(tǒng)的魯棒性。為選擇合適的調(diào)節(jié)參數(shù),保持Kp、Ki、uf077c中的2個參數(shù)不變,改變另外一個,所得的各參數(shù)變化對頻率特性影響的波特圖如圖4所示。圖4(a)表明,Kp越大,非諧振頻率處的幅值越大,諧振頻率處增益不明顯,系統(tǒng)相位角隨著Kp的增大而減小,合理選擇Kp可保持系統(tǒng)良好的穩(wěn)態(tài)性能和抗干擾能力;圖4(b)表明,隨著Ki增大,帶寬沒有影響,諧振頻率處增益隨之越大,Ki主要決定系統(tǒng)的穩(wěn)態(tài)誤差;圖4(c)中,uf077c主要影響系統(tǒng)帶寬,選擇合適的uf077c可增強(qiáng)系統(tǒng)的抗電網(wǎng)頻率偏移能力。3三單quasip控制光網(wǎng)絡(luò)管理系統(tǒng)3.1并網(wǎng)控制模型基于三單相Quasi-PR控制的三電平光伏并網(wǎng)控制系統(tǒng)如圖5所示。本文研究的光伏發(fā)電系統(tǒng)采用2級式,前級為boost升壓電路,其中C、L分別為直流母線支撐電容和升壓電感。采樣光伏電池的輸出電壓、電流分別為Upv、Ipv,并調(diào)節(jié)boost電路的占空比,從而實(shí)現(xiàn)光伏電池的最大功率點(diǎn)跟蹤(maximumpowerpointtracking,MPPT)。后級為三電平逆變器的并網(wǎng)控制,也是本文研究的重點(diǎn)。與傳統(tǒng)基于電網(wǎng)電壓定向的矢量控制方法不同,本文引入Quasi-PR控制器,無需復(fù)雜的坐標(biāo)變換,在靜止坐標(biāo)系abc下即可實(shí)現(xiàn)交流電流的無靜差跟蹤控制。具體控制策略描述為:本文對三相分別進(jìn)行獨(dú)立控制,簡稱三單相控制,每相都采用了電壓外環(huán)和電流內(nèi)環(huán)雙閉環(huán)控制結(jié)構(gòu)。以a相控制為例,外環(huán)中,直流電壓給定值Udc(9)和電壓瞬時值Udc相減后經(jīng)過PI調(diào)節(jié)器作為a相電流內(nèi)環(huán)給定電流幅值Ia,電網(wǎng)電壓通過鎖相環(huán)(phase-lockedloop,PLL)獲得給定電流的相位角,兩者相乘后再減去由比例系數(shù)k獲得的直流偏移量,由此獲得給定電流值ai(9);內(nèi)環(huán)中,給定電流和瞬時電流通過Quasi-PR控制再經(jīng)過三電平正弦脈寬調(diào)制(sinusoidalpulsewidthmodulation,SPWM)獲得開關(guān)管觸發(fā)信號,從而實(shí)現(xiàn)對給定電流的無靜差跟蹤。3.2諧波補(bǔ)償控制結(jié)構(gòu)光伏發(fā)電的并網(wǎng)電流質(zhì)量是控制系統(tǒng)的主要控制目標(biāo)之一。尤其當(dāng)電網(wǎng)不平衡時,并網(wǎng)電流中的諧波含量將大大增加,此時抑制并網(wǎng)電流諧波是控制系統(tǒng)重點(diǎn)考慮的問題之一。為此本文利用Quasi-PR控制器具有比傳統(tǒng)方法更為簡單易實(shí)現(xiàn)的諧波補(bǔ)償性能,針對此時電網(wǎng)中主要存在的3、5、7次諧波設(shè)計(jì)了相應(yīng)的諧波補(bǔ)償器。各次諧波補(bǔ)償器可表示為式中:h=3、5、7;Kih、ωch分別為各個諧波補(bǔ)償器的積分系數(shù)和截止頻率。基于Quasi-PR控制對3、5、7次諧波電流加以補(bǔ)償?shù)目刂平Y(jié)構(gòu)如圖6所示。圖7為基波頻率及3,5,7次諧波頻率對應(yīng)的多重Quasi-PR波特圖。顯然各次諧波補(bǔ)償器只在各自的諧振頻率附近發(fā)生諧振響應(yīng),遠(yuǎn)離諧振點(diǎn)處不產(chǎn)生諧振,且不同諧波補(bǔ)償器之間影響較小。因此只要在原有Quasi-PR控制器的基礎(chǔ)上直接疊加h次諧波補(bǔ)償器即可實(shí)現(xiàn)對h次諧波的補(bǔ)償。3.3sa1、sa2控制方式對于NPC三電平逆變器,本文采用同相雙載波調(diào)制方式。調(diào)制原理見圖8,其中,ur表示調(diào)制波,Uc1、Uc2分別表示上載波和下載波;以a相為例,Sa1、Sa2、Sa3、Sa4分別對于a相橋臂4個開關(guān)管。具體控制方式為:若ur>Uc1,則Sa1導(dǎo)通,Sa3關(guān)斷;反之Sa1關(guān)斷,Sa3導(dǎo)通。若ur>Uc2,則Sa2導(dǎo)通,Sa4關(guān)斷;反之Sa2關(guān)斷,Sa4導(dǎo)通。由此可獲得4個開關(guān)管的脈沖信號。3.4電平svpwm模塊中心點(diǎn)平衡是三電平逆變器中必須要考慮的問題,否則很可能出現(xiàn)開關(guān)器件因受壓過高而損壞等一系列問題。傳統(tǒng)的控制策略中,常用的方法是在三電平SVPWM模塊的基礎(chǔ)上,通過調(diào)節(jié)具有冗余關(guān)系的正負(fù)小矢量的作用時間從而實(shí)現(xiàn)上下電容的平衡控制。但該方法控制繁瑣,實(shí)現(xiàn)較為困難,不利于工程實(shí)際應(yīng)用。因此本文設(shè)計(jì)的三電平中性點(diǎn)平衡控制策略如系統(tǒng)控制框圖5所示,在雙閉環(huán)控制基礎(chǔ)上,引入比例系數(shù)k,將上下電容電壓之差反饋到給定電流值以此實(shí)現(xiàn)電容電壓平衡控制。4中性點(diǎn)平衡策略驗(yàn)證為驗(yàn)證所提控制策略的正確性與優(yōu)越性,本文使用Matlab/Simulink仿真軟件對基于三單相Quasi-PR控制的三電平光伏并網(wǎng)逆變器進(jìn)行仿真研究。搭建了基于三電平NPC型逆變器的10KW光伏發(fā)電控制系統(tǒng),系統(tǒng)仿真參數(shù)見表1。理想電網(wǎng)情況下仿真結(jié)果見圖9。分析圖9(a)可知,穩(wěn)態(tài)時,系統(tǒng)并網(wǎng)電流和電網(wǎng)電壓實(shí)現(xiàn)了單位功率因素控制;圖9(b)中直流母線總電壓穩(wěn)定在700V,上下電容電壓穩(wěn)定在350V,證明了本文采用的中性點(diǎn)平衡策略的正確性;圖9(d)表明采用Quasi-PR控制可在靜止坐標(biāo)系下實(shí)現(xiàn)交流電流的無靜差跟蹤,控制算法得到了大大簡化。采用三單相Quasi-PR控制的三電平光伏并網(wǎng)逆變器不僅具有良好的穩(wěn)態(tài)性能;當(dāng)電網(wǎng)頻率發(fā)生偏移時,Quasi-PR控制同樣具有良好的抗擾動能力。圖10為Quasi-PR控制器和傳統(tǒng)的PR控制器在電網(wǎng)頻率偏移為50.5Hz情況下的電流跟蹤波形圖。顯然,當(dāng)電網(wǎng)頻率偏移時,Quasi-PR控制器依舊能夠?qū)崿F(xiàn)給定電流的無靜差跟蹤,而傳統(tǒng)PR控制器則產(chǎn)生了跟蹤偏差。圖10表明了Quasi-PR控制器克服了傳統(tǒng)PR控制器的帶寬窄、抗電網(wǎng)擾動能力差的缺點(diǎn),這充分體現(xiàn)了本文所提策略的優(yōu)越性。為驗(yàn)證Quasi-PR控制的諧波補(bǔ)償能力,圖11(a)、(b)為電網(wǎng)電壓不平衡情況下分別采用不帶諧波補(bǔ)償?shù)腝uasi-PR控制器和帶諧波補(bǔ)償?shù)腝uasi-PR控制器時a相電流頻譜分析圖。顯然,分析圖11可知,不帶諧波補(bǔ)償器時并網(wǎng)電流中含有較高的3、5、7次諧波含量。采用本文設(shè)計(jì)的基于Quasi-PR控制的諧波補(bǔ)償器后,3、5、7次諧波電流得到了很好的抑制。5quasi-pr控制器的優(yōu)勢本文引入Quasi-PR控制器提出了一種新型的NPC三電平光伏并網(wǎng)逆變器控制策略。Quasi-PR控制器不