磁集成有源鉗位正激變換器的原理分析

磁集成有源鉗位正激變換器的原理分析

0acf變換器變壓器正激自治變換器（acf）具有簡單的電路和良好的磁恢復特性，深受中小企業(yè)的影響。特別是在低壓區(qū)c-d模型的源中，它被廣泛應用于低能耗方面。ACF變換器中變壓器漏感和激磁電感中的儲能以無損的方式在電路中循環(huán)，并可被用來實現(xiàn)主管的ZVS，因而更易實現(xiàn)高的變換效率，且變換器的占空比可以大于0.5，有利于減小變壓器變比，從而降低原邊器件的電流應力、減小器件的導通損耗、提高變換器效率，并能夠適應寬輸入或輸出場合；另外磁芯雙向磁化，能夠提高磁芯的利用率；與其它磁復位方式的正激變換器相比，ACF變換器變壓器副邊波形無死區(qū)，適合采用自驅(qū)動同步整流方式，能夠經(jīng)濟、高效率的完成低壓、大電流的輸出。然而，與半橋、全橋等變換器相比，ACF變換器存在輸出電流脈動較大的缺點。為了減小輸出電流脈動，需要采用較大的濾波電感，這就限制了功率密度的進一步提高，并影響變換器的動態(tài)性能。磁集成技術(shù)能夠減小磁件體積與輸出電流脈動[10,11,12,13,14,15,16,17,18,19]，因此，本文研究應用磁集成技術(shù)來減小ACF變換器的輸出電流脈動并進一步改善其性能。文中根據(jù)獨立性和疊加性的原理，從磁通疊加的角度解釋了磁集成技術(shù)減小電流脈動的原理。利用交變磁通正向疊加減小電流脈動，并據(jù)此提出磁集成ACF變換器(ACFconverterwithintegratedmagnetics,IM-ACFconverter)。與傳統(tǒng)變換器相比，IM-ACF變換器的輸出電流脈動明顯減小，且變換器在全工作范圍內(nèi)可同時獲得最小的輸出電流脈動和最低的原邊開關(guān)管的電壓應力，優(yōu)化了變換器的性能。輸出電流脈動的減小有利于提高變換器效率。本文詳細分析了該變換器的工作原理，給出磁件設計依據(jù)，并通過2臺100WIM-ACF變換器和傳統(tǒng)ACF變換器的實驗對比驗證了理論分析的正確性。1交變磁通的正向耦合本文以圖1(a)所示的耦合電感為例，根據(jù)疊加性原理從磁通的角度對磁集成技術(shù)減小電流紋波進行解釋。如圖1(a)所示，耦合電感由EE型鐵心和線圈Na、Nb組成，R1、R3和R2分別是磁芯2個側(cè)柱和中柱的磁阻。圖1(b)為圖1(a)中耦合電感的等效磁路。根據(jù)疊加性原理，磁柱1中的磁通可以表示為式中：φ11為側(cè)柱1繞組在側(cè)柱1中產(chǎn)生的磁通；φ31為側(cè)柱3繞組在側(cè)柱1中產(chǎn)生的磁通。與此相同，也可以表示出中柱2和側(cè)柱3中的磁通。因此，圖1(b)可表示成圖1(c)的形式。由式(1)可知側(cè)柱1中的交變磁通滿足：式中：Δφ11為側(cè)柱1繞組在側(cè)柱1中產(chǎn)生的交變磁通；Δφ31為側(cè)柱3繞組在側(cè)柱1中產(chǎn)生的交變磁通。根據(jù)法拉第電磁感應定律，Δφ1由側(cè)柱1的繞組電壓和線圈匝數(shù)決定。相同條件下，Δφ1不變，如果Δφ31與Δφ11極性相同，則Δφ11減小，即La中的電流脈動減小。以上分析表明，利用交變磁通的正向耦合可以減小電流脈動。正向耦合的交流磁通不僅可以由電感繞組產(chǎn)生，也可由變壓器繞組產(chǎn)生，這為以電感與變壓器集成來減小電感繞組電流脈動提供了思路，而傳統(tǒng)的減小電流脈動的方法只是局限于構(gòu)造耦合電感來獲得交變磁通正向耦合[14,15,16,17,18,19]。2im-acf換行器及其工作原則2.1變壓器變換電路由上文分析可得到圖2(a)所示的IM-ACF變換器，其中Uin、Uo分別為電路的輸入、輸出電壓；Np為繞組ab的匝數(shù)；Ns為繞組cd的匝數(shù)；NL為繞組ce的匝數(shù)；“*”表示各繞組的同名端；NL繞組提供輸出濾波電感，Co為濾波電容；Q1為主功率管；Q2為有源箝位支路的輔管；SR1、SR2為同步整流管；Cc為箝位電容；ip為ab繞組的電流；iL為ce中的電流；φ1、φ2、φ3分別表示磁芯3個磁柱的磁通。為方便起見，仍按通常習慣稱IM中的ab繞組為原邊繞組、cd繞組為副邊繞組、ce繞組為電感繞組。由圖2(b)可知，ACF變換器中變壓器繞組(ab、cd)與電感繞組(ce)的電壓極性相對關(guān)系不變，易于實現(xiàn)交變磁通正向耦合。顯然，圖2(a)所示的繞組同名端保證了交變磁通的正向耦合。改變繞組的連接關(guān)系還可得到圖3所示的IM-ACF變換器。由于兩種變換器工作原理基本相同，故下面均以圖2(a)為例進行分析。2.2等效磁路原理為了簡化分析，忽略漏磁通。穩(wěn)態(tài)時，變換器的工作可大致分為2個階段，如圖4所示。1）階段1[0,DT]。Q1導通，Q2關(guān)斷，原邊繞組兩端電壓uab、副邊感應電壓ucd均為正，SR2導通，SR1截止。線圈cd與ce串聯(lián)流過電流iL。等效電路如圖4(a)所示。磁柱1的磁通φ1、磁柱3的磁通φ3增加。磁件的等效磁路如圖4(c)所示。電路滿足繞組電壓滿足2）階段2[DT,T]。Q1關(guān)斷，Q2導通，原邊繞組兩端電壓uab、副邊感應電壓ucd均為負，SR2截止，SR1導通。電流iL經(jīng)ce續(xù)流。等效電路如圖4(b)所示。磁柱1的磁通φ1、磁柱3的磁通φ3減小。磁件的等效磁路如圖4(c)所示。電路滿足繞組電壓滿足：根據(jù)繞組兩端電壓伏秒積分為零，可得顯然，磁集成并不影響穩(wěn)態(tài)時的輸出電壓和箝位電容電壓。由式(7)可得將Δφ1=Δφ2+Δφ3代入式(11)可得Δφ13即為側(cè)柱1變壓器繞組在側(cè)柱3中產(chǎn)生的磁通分量。從上式可知，應用所提出的集成磁件，由于變壓器繞組與電感繞組匝鏈的交變磁通正向耦合，輸出電流脈動得以減小。根據(jù)法拉第電磁感應定律和式(10)有將式(13)、(14)代入到式(12)，可得由式(15)可知，如果集成磁件的磁阻設計合理，變換器在整個工作范圍內(nèi)可最大化的減小輸出電流脈動。由于磁阻設計直接影響輸出電流脈動的零紋波點，因此把合理設置零紋波點D作為集成磁件磁阻設計的依據(jù)。ACF變換器通常優(yōu)化設計在占空比0.5左右對稱工作，以獲得最低的原邊開關(guān)管的電壓應力，因此，可以把零紋波點設置在占空比為0.5處，以使輸出電流脈動最大化的減小，同時使原邊開關(guān)管電壓應力最小，優(yōu)化變換器的整體性能。由此可以求得R2和R3應滿足：將式(16)代入式(15)，可得：由式(17)可知，當D<0.5時，電流脈動為正，表明電感電流在[0,DT]時段內(nèi)增加，在[DT,T]時段內(nèi)減??；當D>0.5時，電流脈動為負，表明電感電流在[0,DT]減小，在[DT,T]時段內(nèi)增加。這是該變換器在磁集成后特有的現(xiàn)象，根據(jù)疊加性原理能夠很容易的理解該現(xiàn)象。式(12)即為疊加性原理的直觀表示，可以看出當零紋波點設置在D=0.5時，如果D<0.5，因Δφ13<Δφ3，則ΔiL>0；如果D>0.5，則因Δφ13>Δφ3，ΔiL<0。根據(jù)式(3)可得Q1的電流脈動為：將Δφ1=Δφ2+Δφ3、式(13)、(14)和(17)代入式(18)有由于低壓大電流直流模塊大多滿足NL≥Ns，因此式(19)中R2的系數(shù)通常為正。為了滿足式(16)的磁阻要求并防止鐵心飽和，鐵心的磁柱中需要加入氣隙，這會增大磁阻并引起ΔiQ1的增加。2.3最大磁密及最大交變磁密的確定根據(jù)集成磁件2個階段的等效磁路以及階段2中ip平均值為0，可推導出IM鐵心3個磁柱的直流磁密表達式，從而進一步得到鐵心3個磁柱的最大磁密：式中：B1＿max、B2＿max、B3＿max為3個磁柱的最大磁密；Io為輸出電流；A1、A2、A3為各磁柱的導磁面積。實際的集成磁件除了要保證鐵心不能飽和，還要滿足式(16)的磁阻要求和最大輸出電流脈動限制，以及高頻時對鐵心交變磁密的限制，則IM的設計應該滿足式中：Bm和ΔB為根據(jù)鐵心材料特性和實際工作頻率選取的最大磁密和最大交變磁密；ΔiL＿max為最大輸出電流脈動。3電流脈動特性對比為了驗證理論分析的正確性和磁集成技術(shù)的有效性，設計了一臺DM-ACF變換器(ACFconverterwithdiscretedmagnetics,DM-ACFconverter)和IM-ACF變換器原理樣機，進行對比。兩者的設計指標及大部分元器件均相同。具體如表1所示?？紤]固定、安裝方便，取3個氣隙相等來設計IM。表2給出IM和DM(discretedmagnetics,DM)的設計結(jié)果。為了便于比較，設計時電感的磁阻與IM中電感繞組所在磁柱的磁阻相等，同時在參數(shù)設計中近似認為輸出等效串聯(lián)電阻為10mΩ。表3給出了鐵心(金寧、牌號為2KBD)具體的工作磁通密度。圖5為IM和DM的對比照片。由表2、表3可知，所設計的IM和DM總體尺寸相當，其中DM中的電感鐵心的磁密已經(jīng)很高，但是集成磁件鐵心利用顯然不足，還有很大的體積下降空間。通過專門定制磁芯可進一步提高功率密度。圖6給出DM-ACF變換器和IM-ACF變換器輸出電流脈動的對比。由圖中可以看出，采用IM，輸出電流紋波明顯減小，48V額定輸入時輸出電流脈動近似為零，最低和最高輸入電壓時輸出電流脈動基本相等，最大化的減小了最大輸出電流脈動。圖7給出不同輸入電壓時，IM-ACF變換器的輸出電感電流脈動波形。從圖中可以看出：當額定輸入電壓48V，占空比約為0.5，輸出電流脈動幾乎為0;36和72V輸入時，輸出電流脈動量接近。很顯然，采用IM后，輸出電流脈動隨輸入電壓的變化特性發(fā)生了改變；當輸入電壓為36V，占空比大于0.5，輸出電流脈動在[0,DT]期間增大、在[DT,T]期間減?。划斴斎腚妷簽?2V，占空比小于0.5，輸出電流脈動在[0,DT]期間減小、在[DT,T]期間增大。以上實驗結(jié)果均與理論分析一致。圖8給出兩種變換器的效率對比曲線。從圖可知，采用IM后變換器的效率明顯提高，在額定48V輸入時滿載效率為90%。從圖8(a)中可以看出，采用IM后，額定輸入電壓時效率在輕載和重載時提高比較明顯。輕載時，脈動電流引起的損耗在總損耗中所占比例較大，采用IM后脈動電流明顯減小，從而提高變換器效率。重載時，脈動電流減小使得電流有效值減小，從而可以減小同步整流管的損耗、線路損耗和繞組損耗從而提高效率。更重要的一個原因是，額定輸入電壓時，IM-ACF變換器輸出脈動電流近似為0，因此線路及繞組的損耗基本上為直流損耗，而DM-ACF變換器的損耗是交流電阻引起的損耗。綜合2個因素，表現(xiàn)為額定電壓輸入時重載和輕載的效率都提升明顯。圖8(b)還說明，IM-ACF變換器的效率在高壓輸入時提升明顯，這是由于高壓時DM-ACF變換器電流脈動大，而采用IM后脈動電流顯著減小，從而效率得到顯著提高，這與理論分析吻合。圖8(b)中所示的滿載條件下的效率提升，除了上述的因紋波電流減小所帶來的損耗減小之外，還由于鐵心鐵損減小。由表3可以看出，IM的中柱無論直流磁密還是交變磁密均很低，鐵損?。籌M的磁柱1雖然交變磁密略高于DM中的變壓器，但是鐵心體積的明顯減小(變壓器鐵心體積約為4617mm3,IM磁柱1體積約1997mm3)仍會帶來鐵損的下降；磁柱3無論是交變磁密還是直流磁密均低于DM中的電感，且由于DM電感的直流磁密高(匝數(shù)受所選鐵心的限制，否則DM的總體積將明顯大于IM)，對應鐵心體積大(電感鐵心體積約3221mm3,IM磁柱3體積約1997mm3)，鐵損高于IM磁柱3。實驗結(jié)果說明所提出的IM-ACF變換器不僅有利于減小輸出電流紋波、減小磁件體積，還有利于提高變換器的效率。分析與實驗都表明，靜態(tài)時IM-ACF變換器輸出輸出紋波減小，等效輸出濾波電感變大。在動態(tài)條件下，如果Δφ31與Δφ11極性相同的條件不被打破，動態(tài)等效輸出濾波電感仍變大，不利于提高動態(tài)性能；當動態(tài)變化劇烈，Δφ31與Δφ11極性相同的條件被打破，動態(tài)等效輸出濾波電感反而變小，有利于提高動態(tài)性能。4電流輸出電流脈動對于其它正激變換器，同樣可以利用