模擬集成電路系統(tǒng)第8章

模擬集成電路系統(tǒng)第8章第一頁，共57頁。（一）反饋控制系統(tǒng)的構(gòu)成參考信號Xr(t)比較器控制信號發(fā)生器可控器件反饋網(wǎng)絡(luò)反饋信號Xf(t)誤差信號Xe(t)控制信號Xc(t)輸入信號Xi(t)輸出信號X0(t)它由比較器、控制信號發(fā)生器、可控器件和反饋網(wǎng)絡(luò)四部分構(gòu)成。如圖：第一節(jié)概述第二頁，共57頁。（二）反饋控制系統(tǒng)各部分功能比較器—將反饋信號Xf(t)與參考信號Xr(t)比較后產(chǎn)生誤差信號Xe(t)?？刂菩盘柊l(fā)生器—在誤差信號Xe(t)的作用下產(chǎn)生控制信號Xc(t)，以對可控器件的某一特性進(jìn)行控制?？煽仄骷芸赜诳刂菩盘朮c(t),對輸出信號X0(t)進(jìn)行調(diào)節(jié)。反饋網(wǎng)絡(luò)—從輸出信號X0(t)中提取所需比較的分量饋送至比較器。第三頁，共57頁。（三）、反饋控制電路的分類據(jù)反饋控制的對象分為：自動(dòng)增益控制（AGC）—用以穩(wěn)定輸出電壓信號的幅度。自動(dòng)頻率控制（AFC）—用以控制目標(biāo)信號的頻率，使其與通道中心頻率一致，以獲得諧頻增益。自動(dòng)相位控制（APC）—用以同步振蕩信號的頻率、實(shí)現(xiàn)相位跟蹤。這種電路亦稱鎖相環(huán)路(PLL)。據(jù)環(huán)路內(nèi)部是模擬電路還是數(shù)字電路，進(jìn)而分為：模擬鎖相環(huán)（APLL）數(shù)字鎖相環(huán)（DPLL）。第四頁，共57頁。第二節(jié)自動(dòng)增益控制電路電壓比較器可控增益放大器控制信號發(fā)生器電平檢測器低通濾波器直流放大器URueucUoui反饋網(wǎng)絡(luò)一、AGC電路的組成框圖第五頁，共57頁。根據(jù)輸入信號的類型、特點(diǎn)及控制要求，主要有兩種類型：{1.簡單AGC2.延遲AGC二、AGC電路的類型第六頁，共57頁。（一）簡單AGC電路UOUi簡單AGC電路的控制特性特點(diǎn)：UR=0。只要輸入信號Ui幅度增加，AGC的作用就會(huì)使增益A減小。優(yōu)點(diǎn)：簡單，無需比較器。缺點(diǎn)：不管幅度大小，均降低增益。致使Ui很弱時(shí)，Uo很小，接收靈敏度降低.其控制特性如圖：第七頁，共57頁。延遲AGC電路的控制特性UR（二）延遲AGC電路基本思想：Ui很弱時(shí)，AGC不起作用；只有Ui達(dá)到某一門限值UR時(shí)，AGC才起作用。其控制特性如圖：無AGC有AGC第八頁，共57頁。1.用AGC電壓去調(diào)節(jié)放大器的參量2.在放大級間插入受AGC電壓控制的可控衰減器三、控制增益的方法由小信號諧振放大電路增益表達(dá)式：Au(jo)=-n1n2gm/GT可知，改變gm或GT都將使Au改變。第九頁，共57頁。（一）調(diào)節(jié)放大器的參量1.UAGC調(diào)節(jié)gm調(diào)節(jié)Au(j)gmIEMNgm的大小與工作點(diǎn)電流IE有關(guān)其關(guān)系曲線如圖：所以用UAGC控制IB

調(diào)節(jié)IE

調(diào)節(jié)gm控制電路如圖：uiu0ECUAGCui反向AGC正向AGC(2)(1)對具有曲線(1)

特性的管子構(gòu)成的放大器，若工作點(diǎn)設(shè)在M點(diǎn)的左側(cè)，則uiUAGCIEgmAu(稱反向AGC)。對具有曲線(2)特性的管子構(gòu)成的放大器，若工作點(diǎn)設(shè)在N點(diǎn)的右側(cè)，則uiUAGCIEgmAu(稱正向AGC)。第十頁，共57頁。ABDR1R2R3UAGCECT1T2（一）調(diào)節(jié)放大器的參量2.

UAGC調(diào)節(jié)GT調(diào)節(jié)Au(j)控制電路如圖：（設(shè)管子為反向AGC）阻尼二極管D和R1、R2、R3用來調(diào)節(jié)第一回路的總電導(dǎo)，使D、R2并聯(lián)在第一回路。Ui較小時(shí)UAGCIC2UBUAD截止

D、R2

支路近似開路，GT1AuUi較大時(shí)，UAGCIC2

UB

UAD導(dǎo)通

rd+R2并聯(lián)在第一回路

GT1Au這種電路可有效的防止接收機(jī)因強(qiáng)Ui造成的過載及堵塞現(xiàn)象。第十一頁，共57頁。(二)電控衰減器增益控制電路前述方法的缺點(diǎn):UAGC變化{GT變化IE變化解決方法：采用電控衰減器AGC電路變化使B(=GT/CT）、同時(shí)，RiRo、CiCo變化，第十二頁，共57頁。(二)電控衰減器增益控制電路電路如圖:UiUoUoUi+UAGCRFCRFCRRDD(a)(b)+UAGCRFC的作用：(1)防止高頻信號回串影響UAGC(2)對直流控制電壓UAGC短路原理：利用二極管的變阻特性與R構(gòu)成分壓。以(a)為例,UAGCrd

Au

應(yīng)該指出：衰減系數(shù)K受下級輸入阻抗的限制，當(dāng)頻率較高時(shí)二極管的電容效應(yīng)會(huì)影響K，所以一般選取等效電容小的PIN二極管。第十三頁，共57頁。第三節(jié)自動(dòng)頻率控制（AFC）電路目的—穩(wěn)定振蕩頻率電路組成頻率比較器Kd低通濾波器F(S)可控頻率器件Korr(S)uc(t)Uc(S)Ud(S)ud(t)vv(S)電路組成框圖ui(t)一、AFC電路工作原理第十四頁，共57頁。一、AFC電路工作原理頻率比較器有兩種：(1)鑒頻器--中心頻率0起參考信號r的作用。其輸出誤差電壓為ud(t)=kd(0-v)=kd(r-v)。(2)混頻鑒頻器--本振信號L與輸出信號混頻，然后鑒頻，參考信號r=o+L。其輸出誤差電為

ud(t)=kd(r-v)=

kd[(0+L)-v]低通濾波器--濾除誤差信號ud(t)中的干擾成分，輸出控制電壓信號uc(t)?？煽仡l率器件--一般是VCO,其輸出振蕩頻率為v=v0+K0uc(t)。

其中，v0：

uc(t)=0時(shí)VCO的振蕩頻率；

K0:控制靈敏度。第十五頁，共57頁。二、主要性能指標(biāo)--暫、穩(wěn)態(tài)響應(yīng)和跟蹤特性AFC電路的數(shù)學(xué)模型(1)頻率比較器的數(shù)學(xué)模型對ud(t)=kd(r-v)=kd(r-v

）=kde(t)取拉氏變換，得到ud(S)=kd(r(S)-v(S)）=kde(S)(2)低通濾波器的數(shù)學(xué)模型(3)可控頻率器件的數(shù)學(xué)模型由此可得頻率比較器的數(shù)學(xué)模型Kdr(S)v(S)e(S)Ud(S)F(S)Ud(S)Uc(S)K0Uc(S)v(S)K0Uc(S)v(S)Kdr(S)v(S)e(S)ud(S)F(S)所以,AFC電路的數(shù)學(xué)模型:顯見,它是頻率反饋系統(tǒng)。第十六頁，共57頁。（一）暫態(tài)和穩(wěn)態(tài)響應(yīng)由AFC電路的數(shù)學(xué)模型可得：K0Uc(S)v(S)Kdr(S)v(S)e(S)ud(S)F(S)1.開環(huán)傳輸函數(shù)：2.閉環(huán)傳輸函數(shù)：所以，輸出頻率偏移函數(shù)為：對此式取拉式反變換即可得AFC電路的時(shí)域暫態(tài)響應(yīng)、穩(wěn)態(tài)響應(yīng)。（二）跟蹤特性第十七頁，共57頁。K0Uc(S)v(S)Kdr(S)v(S)e(S)ud(S)F(S)由AFC數(shù)學(xué)模型可知，誤差函數(shù)E(S)為顯見，e(S)越小，跟蹤特性越好。例如求r發(fā)生階躍變化r情況下，AFC環(huán)路的穩(wěn)態(tài)響應(yīng)。頻率階躍的象函數(shù)為環(huán)路中產(chǎn)生的誤差響應(yīng)為據(jù)拉式變換的終值定理，可求得穩(wěn)態(tài)頻率誤差：其中，F(xiàn)(0)為低通濾波器的直流傳輸函數(shù)。第十八頁，共57頁。e------稱為AFC環(huán)路的剩余頻差。r說明AFC有自動(dòng)調(diào)節(jié)頻差的能力。e<同理，若VCO的原發(fā)性頻率變化為V,而r保持穩(wěn)定，則通過AFC環(huán)路的頻率微調(diào)作用，剩余頻差為：強(qiáng)調(diào)指出：(1)由于K0、Kd只是在某一范圍內(nèi)近似線性，所以AFC電路的線性模型是近似得到的。(2)受K0、Kd線性范圍所限，AFC的跟蹤頻率的能力也受到限制。第十九頁，共57頁?；祛l器三、AFC電路的應(yīng)用（一）調(diào)幅收音機(jī)AFC原理電路框圖如圖中放包絡(luò)檢波器限幅鑒頻器低通直放本振VCO(中心頻率為fI)fI’us(t)fsfvfI’=|fv-fs|加AFC電路，若fv不穩(wěn)將使fI’fI,鑒頻器產(chǎn)生一個(gè)誤差電壓，它經(jīng)濾波、放大去控制VCO,使fI’fI。若不加AFC電路，如VCO的fv不穩(wěn)，將使fI’不穩(wěn);第二十頁，共57頁。三、AFC電路的應(yīng)用（二）AFC用于調(diào)頻負(fù)反饋解調(diào)器電路框圖如圖原理：設(shè)調(diào)頻信號的頻偏為C;VCO信號的頻偏為v;中頻信號的頻偏為I;低通濾波器的傳輸函數(shù)F(S)=1;直放增益為A，則有混頻器中放鑒頻器低放VCO調(diào)頻信號輸出信號可見，由于調(diào)頻負(fù)反饋的作用，I被壓縮，因此，中放的頻帶可適當(dāng)壓縮，以降低中放噪聲，提高輸出信噪比。第二十一頁，共57頁。說明：采用調(diào)頻負(fù)反饋方法雖然減小了中放的輸出噪聲，但帶來的副作用是鑒頻器輸出解調(diào)信號動(dòng)態(tài)范圍減小，整體的鑒頻靈敏度降低。因此，采用這種方法時(shí)要權(quán)衡利弊。AFC低通濾波器的參數(shù)選擇不同前者應(yīng)使其帶寬足夠窄，使其加到VCO的控制電壓只反映I的變化；后者應(yīng)使其帶寬足夠?qū)?，以便?shí)現(xiàn)無失真解調(diào)。通常將前者稱為載波跟蹤型，后者稱為調(diào)制載波跟蹤型。前述兩種實(shí)用AFC電路區(qū)別：目的不同前者的目的在于穩(wěn)定中頻；后者的目的在于壓縮輸入信號的頻偏。第二十二頁，共57頁。第四節(jié)模擬鎖相環(huán)路（APLL）鎖相環(huán)路的功能－實(shí)現(xiàn)頻率同步（頻差為０）和相位跟蹤（相差為一很小的常數(shù)）。鎖相技術(shù)－是一種從噪聲中主動(dòng)捕捉目標(biāo)信號的技術(shù)。信號和噪聲是有本質(zhì)區(qū)別的。信號有一定的頻率、相位變化規(guī)律，而噪聲雖然其頻譜分量處于頻帶內(nèi)，但它是隨機(jī)的、離散的、無規(guī)律的，PLL正是根據(jù)它們這種本質(zhì)區(qū)別來捕捉提取信號的。第二十三頁，共57頁。一、模擬鎖相環(huán)路的構(gòu)成PD--檢測捕者與被捕者之間的相位差，并以其相位差形成的控制電壓去調(diào)節(jié)捕者的頻率和相位以實(shí)現(xiàn)頻率同步和相位鎖定。LF--傳遞相位誤差信息，濾除PD輸出的高次諧波分量和噪聲，輸出控制電壓。VCO--在控制電壓的的作用下，實(shí)現(xiàn)頻率同步和相位鎖定。APLL的構(gòu)成（如圖）鑒相器PD環(huán)路濾波器LF壓控振蕩器VCO目標(biāo)信號us(t)ud(t)uc(t)u0(t)輸出各部分的功能：第二十四頁，共57頁。二、模擬鎖相環(huán)路的工作原理用旋轉(zhuǎn)矢量說明：ⅠⅡSoe(t)(a)ⅠⅡo’=SeS(b)旋轉(zhuǎn)矢量Ⅰ--目標(biāo)信號；旋轉(zhuǎn)矢量Ⅱ--VCO信號。捕捉前，因?yàn)镾o兩矢量間相位差e(t)隨時(shí)間t增長。見圖（a）捕捉鎖定后，o變成o’，o’=S兩矢量間相位差e為常數(shù)。見圖（b）ⅠⅡSoe(t)(c)鎖定后，當(dāng)目標(biāo)信號頻率S(t)因故變動(dòng)時(shí)，VCO頻率0(t)隨之變動(dòng)，實(shí)現(xiàn)了跟蹤。見圖(c)第二十五頁，共57頁。三、APLL環(huán)路的數(shù)學(xué)模型(一)鑒相器PD的數(shù)學(xué)模型用乘法器實(shí)現(xiàn)鑒相時(shí)，其框圖可表示為us(t)uo(t)ud(t)設(shè)目標(biāo)信號為便于比較兩者相位，重新定義us(t)的瞬時(shí)相位：所以VCO信號濾除第二十六頁，共57頁。三、APLL環(huán)路的數(shù)學(xué)模型(一)鑒相器PD的數(shù)學(xué)模型考慮到上式將被環(huán)路濾波器（LF）濾除，所以乘法器的實(shí)際輸出電壓可寫成：其中---鑒相器輸出電壓幅值；---目標(biāo)信號與VCO信號間瞬時(shí)相位誤差。所以鑒相器PD的數(shù)學(xué)模型如圖:1(t)e(t)2(t)ud(t))()()(21ttteqqq-=第二十七頁，共57頁。三、APLL環(huán)路的數(shù)學(xué)模型(二)環(huán)路濾波器LF的數(shù)學(xué)模型環(huán)路濾波器LF通常具有低通特性，它由線性元件組成。它利用其低通傳輸函數(shù)F(S)傳遞相位誤差信息ud(t),同時(shí)濾除2o和PD的隨機(jī)干擾,輸出控制電壓uc(t)。環(huán)路濾波器LFud(t)uc(t)Ud(S)Uc(S)環(huán)路濾波器LF的傳輸函數(shù)為：若寫成時(shí)域形式，有：F(P)F(S)ud(t)uc(t)Ud(S)Uc(S)其數(shù)學(xué)模型如圖第二十八頁，共57頁。三、APLL環(huán)路的數(shù)學(xué)模型(二)環(huán)路濾波器LF的數(shù)學(xué)模型當(dāng)采用不同形式的環(huán)路濾波器，其傳輸函數(shù)F(S)的形式亦不同。其傳輸函數(shù)為：式中，=RC，稱為環(huán)路濾波器LF的時(shí)間常數(shù)。1.RC積分濾波器(電路如圖)RCud(t)uC(t)第二十九頁，共57頁。2.RC比例積分濾波器(電路如圖)Cud(t)uC(t)R1R2傳輸函數(shù)為：式中，1=(R1+R2)C,

2=R2C(二)環(huán)路濾波器LF的數(shù)學(xué)模型第三十頁，共57頁。三、APLL環(huán)路的數(shù)學(xué)模型(二)環(huán)路濾波器LF的數(shù)學(xué)模型其傳輸函數(shù)為：式中，1=R1C,

2=R2C電路如圖所示R1R2Cud(t)uC(t)3.比例積分濾波器（電路如圖）第三十一頁，共57頁。三、APLL環(huán)路的數(shù)學(xué)模型(三)壓控振蕩器(VCO)的數(shù)學(xué)模型所以VCO的數(shù)學(xué)模型如圖:

VCO是一種電壓-頻率(或相位)變換器,在一定控制電壓范圍內(nèi),頻率和控制電壓成線性關(guān)系。其壓控特性曲線如圖：0V(t)uc(t)K0：壓控特性曲線斜率，稱VCO的控制靈敏度或增益函數(shù)。單位：rad/s.V從鑒相特性看，VCO對PD的控制是相位，所以其受控產(chǎn)生的相位變化為：Ko/PuC(t)2(t)2(t)第三十二頁，共57頁。三、APLL環(huán)路的數(shù)學(xué)模型Ko/Puc(t)1(t)e(t)2(t)ud(t)F(P)2(t)將上述三個(gè)基本環(huán)路部件的數(shù)學(xué)模型按環(huán)路鏈接，即得到APLL的數(shù)學(xué)模型：結(jié)論：（1）PLL是一個(gè)相位反饋系統(tǒng)。（2）F(p)、Ko在較大變化范圍內(nèi)可近似認(rèn)為是線性的，但PD的傳輸特性是非線性的，所以PLL系統(tǒng)是非線性系統(tǒng)。第三十三頁，共57頁。四、模擬鎖相環(huán)路的基本方程和鎖定概念（一）模擬鎖相環(huán)路的基本方程由數(shù)學(xué)模型可得：在任何瞬間，環(huán)路輸入相位和輸出相位之間都存在著動(dòng)態(tài)平衡關(guān)系。即：此式是APLL的動(dòng)態(tài)相位平衡方程。通常稱鑒相特性e(t)0時(shí)的斜率為鑒相器的增益函數(shù)Kd此式是APLL的動(dòng)態(tài)頻率平衡方程。第三十四頁，共57頁。四、模擬鎖相環(huán)路的基本方程和鎖定概念（二）模擬鎖相環(huán)路的鎖定概念當(dāng)環(huán)路輸入一個(gè)頻率、相位均不變的目標(biāo)信號時(shí)，V、S(t)均為常數(shù)，所以有：時(shí)，VCO與目標(biāo)信號之顯然，當(dāng)間的瞬時(shí)頻率誤差可趨于0。即此時(shí)環(huán)路進(jìn)入鎖定狀態(tài)。第三十五頁，共57頁。四、模擬鎖相環(huán)路的基本方程和鎖定概念（三）模擬鎖相環(huán)路的鎖定特征(1)鎖定后，V=S，即VCO信號與目標(biāo)信號頻率同步。(2)鎖定后，常數(shù)。e---APLL剩余相位誤差。(3)由于e=常數(shù)，所以ud(t)、uc(t)均與時(shí)間無關(guān)，即成為直流電壓F(0)---LF的直流傳輸函數(shù)。(4)鎖定后，KV---APPL的鎖定增益。顯見，KV或Ve,而e

越小，跟蹤效果越好。第三十六頁，共57頁。五、模擬鎖相環(huán)路兩種調(diào)節(jié)過程（一）跟蹤過程環(huán)路鎖定后，若輸入信號頻率發(fā)生變化，產(chǎn)生瞬時(shí)頻差，從而使瞬時(shí)相位發(fā)生變化，產(chǎn)生控制電壓控制VCO，使其及時(shí)跟蹤輸入信號頻率，直至再次鎖定。但對鎖定的APLL，鎖定的動(dòng)態(tài)平衡有一定極限。把在環(huán)路鎖定狀態(tài)下，能維持鎖定所允許的最大固有頻差的2倍稱為跟蹤帶或同步帶（用H表示）。>KV時(shí)，上式無解，即環(huán)路不存在鎖定的e,，所以能維持鎖定所允許的最大固有頻差Vmax=KV，據(jù)跟蹤帶定義有H=Vmax=KV=KdKoF(0)

第三十七頁，共57頁。五、模擬鎖相環(huán)路兩種調(diào)節(jié)過程（二）環(huán)路的捕捉過程環(huán)路處于失鎖時(shí)，VCO與目標(biāo)信號頻率間存在頻差V=S-V

，若V過大，超過LF的帶寬，ud(t)將不能通過LF,產(chǎn)生不了控制電壓uc(t)，環(huán)路無法捕捉到S、一直處于失鎖。因此，存在著一個(gè)保證環(huán)路由失鎖經(jīng)捕捉而進(jìn)入鎖定的最大允許值Vmax,將它稱為捕捉帶（用p表示）。---環(huán)路由失鎖進(jìn)入鎖定的過程設(shè)被捕信號為固定頻率的載波，則動(dòng)態(tài)平衡方程可寫成：做出的相圖如圖：ABe(t)3--22pe(t)KdKoF(0)V當(dāng)起始頻差V<KdK0F(0)時(shí)第三十八頁，共57頁。五、模擬鎖相環(huán)路兩種調(diào)節(jié)過程（二）環(huán)路的捕捉過程ABe(t)3--22pe(t)KdKoF(0)V當(dāng)pe(t)>0時(shí)，e(t)為增函數(shù)，軌跡向右。當(dāng)pe(t)<0時(shí)，e(t)為減函數(shù)，軌跡向左。當(dāng)達(dá)到鎖定時(shí)，pe(t)=0，所以圖中A、B均為鎖定點(diǎn)，對應(yīng)的相位誤差分別為：A點(diǎn)----穩(wěn)定的鎖定點(diǎn)；B點(diǎn)----非穩(wěn)定的鎖定點(diǎn)；第三十九頁，共57頁。五、模擬鎖相環(huán)路兩種調(diào)節(jié)過程（二）環(huán)路的捕捉過程當(dāng)n=0時(shí)，顯見，只要VKdKoF(0)，就有pe(t)=0的入鎖穩(wěn)定鎖定點(diǎn)。當(dāng)V=KdKoF(0)時(shí)，A、B點(diǎn)重合；若V>KdKoF(0)，鎖定點(diǎn)消失，不能入鎖。所以，捕捉帶p=Vmax=±KdKoF(0)ABe(t)3--22pe(t)KdKoF(0)V第四十頁，共57頁。六、模擬鎖相環(huán)路線性分析（一）APLL的線性化跟蹤過程中，在e(t)</6時(shí)，ud(t)=Kdsine(t)Kde(t)所以，有：pe(t)+KoKdF(p)e(t)=p1(t)

對上式取拉氏變換、并加以整理得到：由此可得到APLL線性化相位模型：Ko/SUC(S)1(S)e(S)2(S)Ud(S)F(S)2(S)其中，2(S)=KdKoF(S)e(S)/S第四十一頁，共57頁。六、模擬鎖相環(huán)路線性分析（二）APLL的相位傳輸函數(shù)1.開環(huán)傳輸函數(shù)2.閉環(huán)傳輸函數(shù)3.誤差傳輸函數(shù)誤差傳輸函數(shù)與閉環(huán)傳輸函數(shù)的關(guān)系：He(S)=1-H(s)說明：以上各式是研究跟蹤特性和頻率特性等的常用公式。第四十二頁，共57頁。六、模擬鎖相環(huán)路線性分析（三）跟蹤特性分析衡量環(huán)路跟蹤性能的指標(biāo)是跟蹤相位誤差，即e(t)的暫態(tài)、穩(wěn)態(tài)響應(yīng)。前者描述了跟蹤速度和跟蹤過程中相位誤差波動(dòng)的大?。缓笳呤莟時(shí)的相位誤差值e.舉例說明其分析方法。設(shè)APLL采用RC積分濾波器，若令有設(shè)t<0時(shí)PLL鎖定，t=0時(shí)S突變到S+S，所以t>0以后的固有相位差為：第四十三頁，共57頁。對上式取拉氏變換，對上式取拉氏反變換，得到暫態(tài)響應(yīng)穩(wěn)態(tài)響應(yīng)第一項(xiàng)：第二項(xiàng)：是振幅為指數(shù)衰減函數(shù)的兩個(gè)正弦振蕩的差值，兩者振蕩頻率相同，相位相差/2，振幅不同。當(dāng)t時(shí)，此項(xiàng)0，所以是暫態(tài)響應(yīng)。第四十四頁，共57頁。六、模擬鎖相環(huán)路線性分析（四）頻率特性分析---在不同頻率輸入時(shí)具有不同的傳輸能力。令j=S,則當(dāng)取不同值時(shí)，其幅頻特性曲線也不同，環(huán)路具有低通特性。當(dāng)=0.707時(shí)特性最平坦，此時(shí)上限頻率為第四十五頁，共57頁。第五節(jié)APLL電路及其應(yīng)用一、集成鎖相環(huán)路---將PD、VCO、放大器等集成在一塊芯片上，各部件之間不連接或部分連接，以便于插入環(huán)路濾波器中的阻容元件或其它電路，具有靈活、功能強(qiáng)等特點(diǎn)。按最高工作頻率不同，集成鎖相環(huán)分為：{低頻型（f<1MHz）高頻型（130MHz）超高頻型(f>30MHz)第四十六頁，共57頁。（一）鎖相接收機(jī)（電路框圖如圖）fs:接收的目標(biāo)信號頻率；fd:經(jīng)混頻后的差頻，即中頻信號fI;鎖相目的：使fdfI混頻中放N倍頻VCO

LF

fsfIf0fo’=Nfofd=fo’-fSfd=fIuc(t)ud(t)PD原理：將fd、fI加至

PD進(jìn)行鑒相，利用差拍電壓uc(t)去控制VCO。鎖定時(shí)，其輸出振蕩的N倍頻(f0’=Nf0)與fs之差fd可與fI完全同步。接收機(jī)本振頻率可通過改變N來調(diào)整，達(dá)到切換接收目標(biāo)信號頻率的目的。二、APLL的應(yīng)用第四十七頁，共57頁。（二）相干解調(diào)平方器解調(diào)PDVCO

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1/2

BF

us(t)(DSB)s±2s±22s22s2ss因DSB中無載頻，所以要實(shí)現(xiàn)解調(diào)，需加相干（其頻率等于原載頻）的信號。用PLL可方便地從DSB波中提取出解調(diào)所必須的相干載波。電路框圖如圖所示原理：DSB信號經(jīng)平方器（可用乘法器）變換成含有2s、2s±2、2的信號，用窄帶濾波器BF濾除2s±2、2，利用PLL提取出2s，經(jīng)二分頻，即得到相干載頻s，供DSB解調(diào)用。第四十八頁，共57頁。（三）同步檢波利用APLL可輕而易舉的將淹沒在噪聲中的載波提取出來。

PD90o相移VCO

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電路框圖如圖us(t)(AM)RCC1u(t)設(shè)us(t)=Us(1+masint)Cosst鎖定時(shí)，VCO輸出頻率與輸入載波同步，即u0(t)=U0sinst所以相移后u0’(t)=U0cosst乘法器輸出：um(t)=Kmus(t)uo’(t)=Ud’+Ud’masint+Ud’(1+masint)Cos2st=Ud’masint用C1隔掉用RC低通濾除其中，Ud’=KmUsUo/2第四十九頁，共57頁。（四）鎖相調(diào)制晶振1/NVCO

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PDfrPM或FMUP(PM)UF(FM)調(diào)相的實(shí)現(xiàn)，由于晶振的輸出相位s=常數(shù)，設(shè)N=1,VCO輸出的已調(diào)相位信息為：式中為閉環(huán)傳遞函數(shù)，具有低通特性。相當(dāng)于調(diào)相靈敏度，量綱是rad/v.為避免調(diào)相的非線性失真，應(yīng)保持為常數(shù)，或者e第五十頁，共57頁。調(diào)頻的實(shí)現(xiàn)：輸出相位調(diào)制輸出頻率信息0=。因此，由于是高通函數(shù)，因此為避免低頻失真，其截止頻率小于。此外，為避免非線性失真，應(yīng)為常數(shù)。由于PD的鑒相范圍有限，調(diào)制指數(shù)mp、mf不能過大，要提高調(diào)制指數(shù)mp、mf，可引入1/N的分頻器。第五十一頁，共57頁。（五）數(shù)字頻率合成系統(tǒng)頻率合成技術(shù)在雷達(dá)、通信、電視廣播、遙控遙測和測量領(lǐng)域已得到廣泛應(yīng)用。具其組成原理，可分為兩類：{1.以濾波器為主的直接頻率合成技術(shù)2.鎖相頻率合成技術(shù)數(shù)字頻率合成器的優(yōu)點(diǎn)：體積小、重量輕、功耗小、便于集成等。第五十二頁，共57頁。1.單環(huán)數(shù)字頻率合成器組成框圖如圖晶振1/NVCO

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PD設(shè)要求移動(dòng)電臺頻道識別能力為100Hz,則基準(zhǔn)頻率fr和鑒相器的工作頻率取為100Hz,

VCO輸出頻率f0為33.9999MHz,頻道間隔f0(亦稱步長)為100Hz,可變分頻器的分頻系數(shù)N=f0/fr=（33.9999）106/100=3000039999由f0=Nfr可知，改變分頻系數(shù)N可改