反激式開關電源漏極鉗位保護電路設計方案

本文格式為Word版，下載可任意編輯——反激式開關電源漏極鉗位保護電路設計方案反激式開關電源漏極鉗位保護電路設計方案

開關電源漏極鉗位保護電路的作用是當功率開關管(MOSFET)關斷時，對由高頻變壓器漏感所形成的尖峰電壓進行鉗位和吸收，以防止MOSFET因過電壓而損壞。散熱器的作用則是將單片開關電源內部產生的熱量及時散發(fā)掉，避免因散熱不良導致管芯溫度超過最高結溫，使開關電源無法正常工作，甚至損壞芯片。

下面分別闡述漏極鉗位保護電路和散熱器的設計要點、設計方法及本卷須知。1設計開關電源漏極鉗位保護電路的要點及實例

在“輸入整流濾波器及鉗位保護電路的設計〞一文中(詳見2023年第12期)，介紹了反激式開關電源漏極鉗位保護電路的工作原理。下面以最典型的一種漏極鉗位保護電路為例，詳細闡述其設計要點及設計實例。1)設計實例

采用由瞬態(tài)電壓抑制器TVS(P6KE200，亦稱鉗位二極管)、阻容吸收元件(鉗位電容C和鉗位電阻R1)、阻尼電阻(R2)和阻塞二極管(快恢復二極管FR106)構成的VDZ、R、C、VD型漏極鉗位保護電路，如圖1所示。選擇TOPswitch-HX系列TOP258P芯片，開關頻率f=132kHz，u=85~265V，兩路輸出分別為UO1(+12V、2A)、UO2(+5V、2.2A)。PO=35W，漏極峰值電流IP=ILIMIT=1.65A.實測高頻變壓器的一次側漏感L0=20μH。

圖1最典型的一種漏極鉗位保護電路2)設計要點及步驟

(1)選擇鉗位二極管。

采用P6KE200型瞬態(tài)電壓抑制器(TVS)，鉗位電壓UB=200V。(2)確定鉗位電壓的最大值UQ(max)。

令一次側感應電壓(亦稱二次側反射電壓)為UOR，要求：1.5UOR≤UQ(max)≤200V實際可取UQ(max)=UB=200V.(3)計算最大允許漏極電壓UD(max)

為安全起見，UD(max)至少應比漏-源極擊穿電壓700V留出50V的余量。這其中還考慮到P6KE200具有0.108%/℃的溫度系數(shù)，當環(huán)境溫度TA=25℃時，UB=200V;當TA=100℃時，UB=200V×[(1+0.108)%/℃]×100℃=221.6V，可升高21.6V。

(4)計算鉗位電路的紋波電壓。

URI=0.1UQ(max)=0.1UB=0.1×200V=20V(5)確定鉗位電壓的最小值UQ(min)

UQ(min)=UQ(max)-URI=UB-0.1UB=90%UB=180V(6)計算鉗位電路的平均電壓。

(7)計算在一次側漏感上存儲的能量EL0

(8)計算被鉗位電路吸收的能量EQ

當1.5W≤PO≤50W時，EQ=0.8EL0=0.8×27.2μJ=21.8μJ

注意：當PO>50W時，EQ=EL0=27.2μJ.當PO1.5UQ(max)+UI(max)=1.5×200V+265V×=674V.實際耐壓值取1kV.(12)選擇阻塞二極管VD

要求反向耐壓UBR≥1.5UQ(max)=300V

采用快恢復二極管FR106(1A/800V，正向峰值電流可達30A)。要求其正向峰值電流遠大于IP(這里為30A>1.65A)。

說明：這里采用快恢復二極管而不使用超快恢復二極管，目的是協(xié)同阻尼電阻R2，將部分漏感能量傳輸?shù)蕉蝹?，以提高電源效率?13)計算阻尼電阻R2.

有時為了提高開關電源的效率，還在阻塞二極管上面串聯(lián)一只低阻值的阻尼電阻R2.在R2與漏極分布電容的共同作用下，可使漏感所產生尖峰電壓的起始部分保存下來并產生衰減振蕩，而不被RC電路吸收掉。尋常將這種衰減振蕩的電壓稱作振鈴電壓，由于振鈴電壓就疊加在感應電壓UOR上，因此可被高頻變壓器傳輸?shù)蕉蝹取?/p>

阻尼電阻應滿足以下條件：

即：

實取20Ω/2W的電阻。2開關電源散熱器的設計要點

在“開關電源散熱器的設計〞一文中(詳見2023年第1期)，介紹了通過計算芯片的平均功耗

來完成散熱器設計的簡便實用方法。下面再對開關電源散熱器的設計要點作進一步分析。以TOPSwitch-GX(TOP242~TOP250)系列單片開關電源為例，當MOSFET導通時漏-源極導通電流(IDS(ON))與漏-源極導通電壓(UDS(ON))的歸一化曲線如圖2所示。

圖2當MOSFET導通時漏-源極導通電流IDS(ON)與漏-源極導通電壓UDS(ON)的歸一化曲線說明：

(1)定義RDS(ON)=UD(ON)/IDS(ON)。(2)圖2是以TOP249Y為參考，此時k=1.00.

(3)求漏-源極導通電流時應乘以k，求漏-源極通態(tài)電阻時應除以k.

(4)k值所代表的就是TOPSwitch-GX系列中不同型號芯片的通態(tài)電阻比值，它也是極限電流比值。例如TOP249Y的RDS(ON)=2.15Ω(典型值)，TOP250Y的RDS(ON)=1.85Ω(典型值)，2.15Ω/1.85Ω=1.162，而對TOP250Y而言，比例系數(shù)k=1.17，二者基本相符。TOP249Y、TOP250Y的ILIMIT分別為5.40A、6.30A(典型值)，6.30A/5.40A=1.167≈1.17.

(5)在一致的輸出功率下IDS(ON)可視為恒定值，而芯片的功耗隨所選TOPSwitch-GX型號的增大而減小，隨型號的減小而增大。因此選擇較大的型號TOP250Y，其功耗要比TOP249Y更低。

當MOSFET關斷時漏極功耗PD與漏-源極關斷電壓UDS(OFF)的歸一化曲線如圖3所示。

圖3當MOSFET關斷時漏極功耗PD與漏-源極關斷電壓UDS(OFF)的歸一化曲線說明：因MOSFET在關斷損耗時的很小(只有幾百毫瓦)，故一般可忽略不計。設計要求：選擇TO-220-7C封裝的TOP249Y型單片開關電源集成電路，設計70W(19V、3.6A)通用開關電源。已知TOP249Y的極限結溫為150℃，最高工作結溫TJM=125℃，最高環(huán)境溫度TAM=40℃。試確定鋁散熱器的參數(shù)。

設計方法：考慮到最不利的狀況，芯片結溫TJ可按100℃計算。從TOP249Y的數(shù)據(jù)手冊中查到它在TJ=100℃時的RDS(ON)=2.15Ω(典型值)，極限電流ILIMIT=5.40A(典型值)。由于芯片總是降額使用的，實際可取IDS(ON)=0.8ILIMIT=4.32A.考慮到IDS(ON)在一個開關周期內是近似依照線性規(guī)律從零增加到最大值的(參見圖2)，因此應對其取平均值，即：

分析與結論：

(1)選用TOP250Y可輸出更大的功率。若與TOP249Y輸出同樣的70W功率，因

不變，僅RDS(ON)減小了，故：

這說明，在同樣的輸出功率下，TOP250Y的損耗更小。

(2)利用特性曲線可驗證設計結果。從圖2中的虛線(TJ=100℃)上查出

=2.16A時所對應的UDS(ON)=4.5V.若根據(jù)UDS(ON)值計算，則：

比前面算出的10.0W略低一點。這是由于該特性曲線呈非線性的起因，致使后者的數(shù)值偏低些。

(3)若考慮到還有關斷損耗，從圖3中可查出PD=510mW=0.51W(UDS(OFF)=600V)。假定占空比為50%，在計算平均功耗時應將關斷損耗除以2.因此

=9.72W+0.51W/2=9.975W，該結果就與10.0W十分接近。3終止語

設計漏極鉗位保護電路的主要任務包括電路選擇、元器件選擇和參數(shù)計算。其關鍵技術是